JP2003009515A - 電源システム - Google Patents
電源システムInfo
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- JP2003009515A JP2003009515A JP2001188122A JP2001188122A JP2003009515A JP 2003009515 A JP2003009515 A JP 2003009515A JP 2001188122 A JP2001188122 A JP 2001188122A JP 2001188122 A JP2001188122 A JP 2001188122A JP 2003009515 A JP2003009515 A JP 2003009515A
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- regulator
- converter
- switching
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0045—Converters combining the concepts of switch-mode regulation and linear regulation, e.g. linear pre-regulator to switching converter, linear and switching converter in parallel, same converter or same transistor operating either in linear or switching mode
Landscapes
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 低負荷電流動作時でも高い変換効率を維持し
ながら、なおかつリップルの低い安定した電源出力を提
供することを目的とする。 【解決手段】 PDAや携帯端末など、電源としてバッ
テリを使用する機器において、負荷電流により低ドロッ
プアウトレギュレータ1とDC/DCコンバータ16を
切り替えて使用することで、高効率での電圧変換を行
う。低ドロップアウトレギュレータ1とDC/DCコン
バータ16の切り替え時には、DC/DCコンバータ1
6を非同期方式で動作させ、低ドロップアウトレギュレ
ータ1とDC/DCコンバータ16を同時に動作させる
ことにより、切り替え時の電圧変動を減らし常に安定し
た出力電圧を持つ電源を提供する。
ながら、なおかつリップルの低い安定した電源出力を提
供することを目的とする。 【解決手段】 PDAや携帯端末など、電源としてバッ
テリを使用する機器において、負荷電流により低ドロッ
プアウトレギュレータ1とDC/DCコンバータ16を
切り替えて使用することで、高効率での電圧変換を行
う。低ドロップアウトレギュレータ1とDC/DCコン
バータ16の切り替え時には、DC/DCコンバータ1
6を非同期方式で動作させ、低ドロップアウトレギュレ
ータ1とDC/DCコンバータ16を同時に動作させる
ことにより、切り替え時の電圧変動を減らし常に安定し
た出力電圧を持つ電源を提供する。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、PDA(Personal
Digital Assistant、パーソナル・デジタル・アシスタ
ント)や携帯端末(例えば携帯電話)など、電源として
バッテリを使用する機器に用いる電源システムに関する
ものである。特に、負荷電流の大きさにより例えば低ド
ロップアウトレギュレータ(いわゆる、LDO)等のシ
リーズレギュレータとDC/DCコンバータ等のスイッ
チングレギュレータとを切り替えて使用することで、高
効率で電圧変換を行うものであり、シリーズレギュレー
タとスイッチングレギュレータを主要構成要素とする電
源システムに関するものである。
Digital Assistant、パーソナル・デジタル・アシスタ
ント)や携帯端末(例えば携帯電話)など、電源として
バッテリを使用する機器に用いる電源システムに関する
ものである。特に、負荷電流の大きさにより例えば低ド
ロップアウトレギュレータ(いわゆる、LDO)等のシ
リーズレギュレータとDC/DCコンバータ等のスイッ
チングレギュレータとを切り替えて使用することで、高
効率で電圧変換を行うものであり、シリーズレギュレー
タとスイッチングレギュレータを主要構成要素とする電
源システムに関するものである。
【0002】
【従来の技術】図3は従来の非同期方式DC/DCコン
バータを用いた電源システム(電圧変換システム)であ
る。図3において、20はパルス幅変調回路(PW
M)、21はPチャネル電界効果トランジスタ、22は
ショットキーダイオード、23はコイル、24はコンデ
ンサ、25,26は電圧設定用のフィードバック手段と
なる抵抗、27は電源出力端子、28は電源であるバッ
テリBATからの電圧入力端子、29は負荷電圧設定用
の基準電圧を入力する基準電圧端子、30は誤差増幅器
である。“DCDC CTL”はパルス幅変調回路20
の制御信号である。
バータを用いた電源システム(電圧変換システム)であ
る。図3において、20はパルス幅変調回路(PW
M)、21はPチャネル電界効果トランジスタ、22は
ショットキーダイオード、23はコイル、24はコンデ
ンサ、25,26は電圧設定用のフィードバック手段と
なる抵抗、27は電源出力端子、28は電源であるバッ
テリBATからの電圧入力端子、29は負荷電圧設定用
の基準電圧を入力する基準電圧端子、30は誤差増幅器
である。“DCDC CTL”はパルス幅変調回路20
の制御信号である。
【0003】PDAや携帯端末など、電源としてバッテ
リを使用する機器では、バッテリを長く持たせるため
に、スリープモードや待ち受けモードなど、消費電流が
μAオーダー以下程度と極端に少なくなる状態がある。
ところが、DC/DCコンバータを用いた通常の電源シ
ステムでは、DC/DCコンバータ自体での消費電流が
mAオーダー以下程度と多いため、このような低負荷電
流動作時には電圧変換効率が極端に低くなる。これを回
避するために、従来例では、低負荷電流動作時には、P
WM方式から間欠動作のPFM方式に切り替えることに
より変換効率を上げている。
リを使用する機器では、バッテリを長く持たせるため
に、スリープモードや待ち受けモードなど、消費電流が
μAオーダー以下程度と極端に少なくなる状態がある。
ところが、DC/DCコンバータを用いた通常の電源シ
ステムでは、DC/DCコンバータ自体での消費電流が
mAオーダー以下程度と多いため、このような低負荷電
流動作時には電圧変換効率が極端に低くなる。これを回
避するために、従来例では、低負荷電流動作時には、P
WM方式から間欠動作のPFM方式に切り替えることに
より変換効率を上げている。
【0004】図4はPWM(パルス幅変調)方式とPF
M(パルス周波数変調)方式の電源出力電圧波形図を示
す。図4において、(b)は図3のPチャネル電界効果
トランジスタ21のゲート制御電圧(PWM出力または
PFM出力)であり、(a)はそれに対応した電源出力
電圧であり、最初の部分はPWM方式の動作を示し、そ
の後の部分はPFM方式の動作を示している。
M(パルス周波数変調)方式の電源出力電圧波形図を示
す。図4において、(b)は図3のPチャネル電界効果
トランジスタ21のゲート制御電圧(PWM出力または
PFM出力)であり、(a)はそれに対応した電源出力
電圧であり、最初の部分はPWM方式の動作を示し、そ
の後の部分はPFM方式の動作を示している。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】従来例のように、PF
M方式で電圧制御を行う構成では、スリープモードや待
ち受けモードなど低負荷電流動作時の変換効率を上げる
ことが可能である。しかしながら、そのときの電源出力
電圧は電圧変動が多く、リップルの少ない安定した電圧
を出力させるのは非常に難しいという問題があった。
M方式で電圧制御を行う構成では、スリープモードや待
ち受けモードなど低負荷電流動作時の変換効率を上げる
ことが可能である。しかしながら、そのときの電源出力
電圧は電圧変動が多く、リップルの少ない安定した電圧
を出力させるのは非常に難しいという問題があった。
【0006】したがって、本発明の目的は、低負荷電流
動作時でも高い変換効率を維持しながら、なおかつリッ
プルの少ない安定した電源出力電圧を出力することがで
きる電源システムを提供することである。
動作時でも高い変換効率を維持しながら、なおかつリッ
プルの少ない安定した電源出力電圧を出力することがで
きる電源システムを提供することである。
【0007】
【課題を解決するための手段】本発明の電源システム
は、負荷に給電する電源システムであって、電源出力電
圧を一定に制御するシリーズレギュレータおよびスイッ
チングレギュレータを備え、負荷電流が少ないときにシ
リーズレギュレータを選択的に動作させ、負荷電流が多
いときにスイッチングレギュレータを選択的に動作させ
るようにしたことを特徴とする。
は、負荷に給電する電源システムであって、電源出力電
圧を一定に制御するシリーズレギュレータおよびスイッ
チングレギュレータを備え、負荷電流が少ないときにシ
リーズレギュレータを選択的に動作させ、負荷電流が多
いときにスイッチングレギュレータを選択的に動作させ
るようにしたことを特徴とする。
【0008】この構成によれば、負荷電流が少ないとき
には回路消費電流の少ないシリーズレギュレータを使用
するので、負荷電流が少ない領域において高い変換効率
を実現することができる。しかも、シリーズレギュレー
タを使用することで、PFM方式のスイッチングレギュ
レータに比べてリップルの少ない安定した電源出力電圧
を出力することができる。したがって、全負荷電流域に
おいて、高い変換効率を有し、かつリップルの少ない安
定した電源出力電圧を出力することができる。
には回路消費電流の少ないシリーズレギュレータを使用
するので、負荷電流が少ない領域において高い変換効率
を実現することができる。しかも、シリーズレギュレー
タを使用することで、PFM方式のスイッチングレギュ
レータに比べてリップルの少ない安定した電源出力電圧
を出力することができる。したがって、全負荷電流域に
おいて、高い変換効率を有し、かつリップルの少ない安
定した電源出力電圧を出力することができる。
【0009】上記の構成において、シリーズレギュレー
タとスイッチングレギュレータの動作の切り替え時にシ
リーズレギュレータとスイッチングレギュレータの同時
動作期間を設けることが好ましい。このように構成する
と、切り替え時の電圧変動を減らすことができ、常に安
定した出力電圧をもつ電源システムを提供することがで
きる。
タとスイッチングレギュレータの動作の切り替え時にシ
リーズレギュレータとスイッチングレギュレータの同時
動作期間を設けることが好ましい。このように構成する
と、切り替え時の電圧変動を減らすことができ、常に安
定した出力電圧をもつ電源システムを提供することがで
きる。
【0010】上記のシリーズレギュレータとしては、例
えば低ドロップアウトレギュレータが用いられ、スイッ
チングレギュレータとしてはDC/DCコンバータが用
いられる。DC/DCコンバータは、同期方式動作と非
同期方式動作とが切り替え可能で、単独動作時に同期方
式動作を行い、低ドロップアウトレギュレータとの同時
動作時に非同期方式動作を行うようにしている。このよ
うにすることで、同時動作時において、低ドロップアウ
トレギュレータおよびDC/DCコンバータを通る貫通
電流を防止することができ、低ドロップアウトレギュレ
ータもしくはDC/DCコンバータの破壊を防止するこ
とができる。
えば低ドロップアウトレギュレータが用いられ、スイッ
チングレギュレータとしてはDC/DCコンバータが用
いられる。DC/DCコンバータは、同期方式動作と非
同期方式動作とが切り替え可能で、単独動作時に同期方
式動作を行い、低ドロップアウトレギュレータとの同時
動作時に非同期方式動作を行うようにしている。このよ
うにすることで、同時動作時において、低ドロップアウ
トレギュレータおよびDC/DCコンバータを通る貫通
電流を防止することができ、低ドロップアウトレギュレ
ータもしくはDC/DCコンバータの破壊を防止するこ
とができる。
【0011】上記した低ドロップアウトレギュレータ
は、例えば、基準電圧と電源出力電圧を検出するフィー
ドバック手段の出力電圧とを2つの入力とする差動増幅
器と、電源に一端が接続され、他端が電源出力端子に接
続され、差動増幅器の出力が制御端子に加えられるトラ
ンジスタからなる。
は、例えば、基準電圧と電源出力電圧を検出するフィー
ドバック手段の出力電圧とを2つの入力とする差動増幅
器と、電源に一端が接続され、他端が電源出力端子に接
続され、差動増幅器の出力が制御端子に加えられるトラ
ンジスタからなる。
【0012】また、DC/DCコンバータは、例えば、
基準電圧とフィードバック手段の出力電圧との差を増幅
する誤差増幅器と、この誤差増幅器の出力に応じてパル
ス幅を変化させるパルス幅変調回路と、電源に一端が接
続されパルス幅変調回路の一方の出力が制御端子に加え
られる第1のスイッチング素子と、第1のスイッチング
素子の他端に一端が接続され他端が接地されパルス幅変
調回路の他方の出力が制御端子に加えられる同期方式動
作用の第2のスイッチング素子と、第2のスイッチング
素子に並列に設けられた非同期方式動作用のダイオード
と、第1および第2のスイッチング素子の接続点と電源
出力端子との間に設けられたLC回路とからなる。
基準電圧とフィードバック手段の出力電圧との差を増幅
する誤差増幅器と、この誤差増幅器の出力に応じてパル
ス幅を変化させるパルス幅変調回路と、電源に一端が接
続されパルス幅変調回路の一方の出力が制御端子に加え
られる第1のスイッチング素子と、第1のスイッチング
素子の他端に一端が接続され他端が接地されパルス幅変
調回路の他方の出力が制御端子に加えられる同期方式動
作用の第2のスイッチング素子と、第2のスイッチング
素子に並列に設けられた非同期方式動作用のダイオード
と、第1および第2のスイッチング素子の接続点と電源
出力端子との間に設けられたLC回路とからなる。
【0013】以上に述べたように、本発明の電源システ
ムは、PDAや携帯端末など、電源としてバッテリを使
用する機器において、負荷電流の大きさにより低ドロッ
プアウトレギュレータとDC/DCコンバータを切り替
えて使用することで、全負荷電流域において、高効率で
の電圧変換を行うものであり、なおかつ低ドロップアウ
トレギュレータとDC/DCコンバータの切り替え時に
は、低ドロップアウトレギュレータと非同期方式のDC
/DCコンバータを同時に動作させることにより、切り
替え時の電圧変動を減らし常に安定した出力電圧を持つ
電源を提供することを特徴とするものである。
ムは、PDAや携帯端末など、電源としてバッテリを使
用する機器において、負荷電流の大きさにより低ドロッ
プアウトレギュレータとDC/DCコンバータを切り替
えて使用することで、全負荷電流域において、高効率で
の電圧変換を行うものであり、なおかつ低ドロップアウ
トレギュレータとDC/DCコンバータの切り替え時に
は、低ドロップアウトレギュレータと非同期方式のDC
/DCコンバータを同時に動作させることにより、切り
替え時の電圧変動を減らし常に安定した出力電圧を持つ
電源を提供することを特徴とするものである。
【0014】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態の電源
システムを図1および図2を参照しながら説明する。
システムを図1および図2を参照しながら説明する。
【0015】図1は本発明の電源システムの実施の形態
を示す回路図である。この電源システムは、図1に示す
ように、負荷に給電するもので、シリーズレギュレータ
としての低ドロップアウトレギュレータ1およびスイッ
チングレギュレータとしてのDC/DCコンバータ16
を有している。これらの低ドロップアウトレギュレータ
1およびDC/DCコンバータ16は、電源出力端子1
3に現れる電源出力電圧を負荷電流の大きさにかかわら
ず一定に制御するものであり、共通の基準電圧Vrを入
力とし、かつ共通のフィードバック回路21の出力電圧
Vsを入力とし、出力端が電源出力端子13に共通に接
続されている。
を示す回路図である。この電源システムは、図1に示す
ように、負荷に給電するもので、シリーズレギュレータ
としての低ドロップアウトレギュレータ1およびスイッ
チングレギュレータとしてのDC/DCコンバータ16
を有している。これらの低ドロップアウトレギュレータ
1およびDC/DCコンバータ16は、電源出力端子1
3に現れる電源出力電圧を負荷電流の大きさにかかわら
ず一定に制御するものであり、共通の基準電圧Vrを入
力とし、かつ共通のフィードバック回路21の出力電圧
Vsを入力とし、出力端が電源出力端子13に共通に接
続されている。
【0016】上記の電源システムでは、負荷電流が少な
いときに低ドロップアウトレギュレータ1を選択的に動
作させ、負荷電流が多いときにDC/DCコンバータ1
6を選択的に動作させる。上記の低ドロップアウトレギ
ュレータ1とDC/DCコンバータ16との動作の切り
替え時に、低ドロップアウトレギュレータ1とDC/D
Cコンバータ16の同時動作期間を設けることが好まし
い。
いときに低ドロップアウトレギュレータ1を選択的に動
作させ、負荷電流が多いときにDC/DCコンバータ1
6を選択的に動作させる。上記の低ドロップアウトレギ
ュレータ1とDC/DCコンバータ16との動作の切り
替え時に、低ドロップアウトレギュレータ1とDC/D
Cコンバータ16の同時動作期間を設けることが好まし
い。
【0017】上記の低ドロップアウトレギュレータ1と
DC/DCコンバータ16の動作の切り替えは、外部か
ら制御信号を与えるか、あるいは、負荷電流の大きさを
所定のしきい値と比較し、負荷電流が上記しきい値より
小さいときに低ドロップアウトレギュレータ1を動作さ
せ、負荷電流が上記しきい値より大きいときにDC/D
Cコンバータ16を動作させる自動判別制御回路を設け
ることによって可能となる。この際、切替動作に遅延時
間を付加することにより、切替時の同時動作が可能とな
る。
DC/DCコンバータ16の動作の切り替えは、外部か
ら制御信号を与えるか、あるいは、負荷電流の大きさを
所定のしきい値と比較し、負荷電流が上記しきい値より
小さいときに低ドロップアウトレギュレータ1を動作さ
せ、負荷電流が上記しきい値より大きいときにDC/D
Cコンバータ16を動作させる自動判別制御回路を設け
ることによって可能となる。この際、切替動作に遅延時
間を付加することにより、切替時の同時動作が可能とな
る。
【0018】また、上記の電源システムでは、低ドロッ
プアウトレギュレータ1とDC/DCコンバータ16の
同時動作期間を設けたときの不都合、すなわち低ドロッ
プアウトレギュレータ1の出力部からDC/DCコンバ
ータ16の出力部へ貫通電流が流れるのを回避するため
に、DC/DCコンバータ16は、同期方式動作と非同
期方式動作とを切り替え可能としている。このDC/D
Cコンバータ16は、単独動作時には同期方式動作を行
い、低ドロップアウトレギュレータ1との同時動作時に
は非同期方式動作を行う。なお、DC/DCコンバータ
16は単独動作時にも非同期方式動作を行う構成であっ
てもよい。
プアウトレギュレータ1とDC/DCコンバータ16の
同時動作期間を設けたときの不都合、すなわち低ドロッ
プアウトレギュレータ1の出力部からDC/DCコンバ
ータ16の出力部へ貫通電流が流れるのを回避するため
に、DC/DCコンバータ16は、同期方式動作と非同
期方式動作とを切り替え可能としている。このDC/D
Cコンバータ16は、単独動作時には同期方式動作を行
い、低ドロップアウトレギュレータ1との同時動作時に
は非同期方式動作を行う。なお、DC/DCコンバータ
16は単独動作時にも非同期方式動作を行う構成であっ
てもよい。
【0019】上記DC/DCコンバータ16において、
同期方式というのは、Pチャネル電界効果トランジスタ
8およびNチャネル電界効果トランジスタ9が交互にオ
ン動作を行う動作方式であり、非同期方式というのは、
Nチャネル電界効果トランジスタ9が常にオフで、ショ
ットキーダイオード10からコイル11に電流を流す動
作方式である。
同期方式というのは、Pチャネル電界効果トランジスタ
8およびNチャネル電界効果トランジスタ9が交互にオ
ン動作を行う動作方式であり、非同期方式というのは、
Nチャネル電界効果トランジスタ9が常にオフで、ショ
ットキーダイオード10からコイル11に電流を流す動
作方式である。
【0020】ここで、DC/DCコンバータ16の単独
動作時において、同期方式動作にすると、非同期方式動
作に比べて以下のような利点がある。Pチャネル電界効
果トランジスタ8がオンの時、電圧入力端子15からP
チャネル電界効果トランジスタ8を介してコイル11へ
電流Iが流れる。この電流Iは、Pチャネル電界効果ト
ランジスタ8がオフになっても流れ続けようとする。こ
の際の電流Iを流す経路が同期式の場合、Nチャネル電
界効果トランジスタ9になり、非同期式の場合ショット
キーダイオード10になる。通常、Nチャネル電界効果
トランジスタ9のドレイン−ソース間電圧はショットキ
ーダイオード10の順方向電圧よりも小さい。したがっ
て、同期式の方が、電力損失が少なくなる。
動作時において、同期方式動作にすると、非同期方式動
作に比べて以下のような利点がある。Pチャネル電界効
果トランジスタ8がオンの時、電圧入力端子15からP
チャネル電界効果トランジスタ8を介してコイル11へ
電流Iが流れる。この電流Iは、Pチャネル電界効果ト
ランジスタ8がオフになっても流れ続けようとする。こ
の際の電流Iを流す経路が同期式の場合、Nチャネル電
界効果トランジスタ9になり、非同期式の場合ショット
キーダイオード10になる。通常、Nチャネル電界効果
トランジスタ9のドレイン−ソース間電圧はショットキ
ーダイオード10の順方向電圧よりも小さい。したがっ
て、同期式の方が、電力損失が少なくなる。
【0021】上記した低ドロップアウトレギュレータ1
は、差動増幅器2とPチャネル電界効果トランジスタ3
とからなる。差動増幅器2は、基準電圧端子14に与え
られる基準電圧Vrと電源出力電圧を検出するフィード
バック回路21の出力電圧Vsとを2つの入力として両
者を比較し、比較結果に応じて低ドロップアウトレギュ
レータ1の出力電圧を調整する。
は、差動増幅器2とPチャネル電界効果トランジスタ3
とからなる。差動増幅器2は、基準電圧端子14に与え
られる基準電圧Vrと電源出力電圧を検出するフィード
バック回路21の出力電圧Vsとを2つの入力として両
者を比較し、比較結果に応じて低ドロップアウトレギュ
レータ1の出力電圧を調整する。
【0022】Pチャネル電界効果トランジスタ3は、電
源であるバッテリBATが接続される電圧入力端子15
にソース(一端)が接続され、ドレイン(他端)が電源
出力端子13に接続され、差動増幅器2の出力がゲート
(制御端子)に加えられる。つまり、差動増幅器2によ
ってゲート電位がコントロールされ、出力電圧を一定に
保つ。17は差動増幅器2の制御信号“LDO CT
L”であり、この制御信号17によって低ドロップアウ
トレギュレータ1の動作・不動作を制御する。
源であるバッテリBATが接続される電圧入力端子15
にソース(一端)が接続され、ドレイン(他端)が電源
出力端子13に接続され、差動増幅器2の出力がゲート
(制御端子)に加えられる。つまり、差動増幅器2によ
ってゲート電位がコントロールされ、出力電圧を一定に
保つ。17は差動増幅器2の制御信号“LDO CT
L”であり、この制御信号17によって低ドロップアウ
トレギュレータ1の動作・不動作を制御する。
【0023】フィードバック回路21は、電源出力端子
13とグラウンド(接地)との間に接続された電圧分割
用の抵抗4,5の直列回路からなり、抵抗4,5の接続
点から電圧Vsを出力する。
13とグラウンド(接地)との間に接続された電圧分割
用の抵抗4,5の直列回路からなり、抵抗4,5の接続
点から電圧Vsを出力する。
【0024】また、DC/DCコンバータ16は、誤差
増幅器6と、パルス幅変調回路7と、スイッチング素子
であるPチャネル電界効果トランジスタ8および同期方
式動作用のNチャネル電界効果トランジスタ9と、ショ
ットキーダイオード10と、LC回路22とからなる。
増幅器6と、パルス幅変調回路7と、スイッチング素子
であるPチャネル電界効果トランジスタ8および同期方
式動作用のNチャネル電界効果トランジスタ9と、ショ
ットキーダイオード10と、LC回路22とからなる。
【0025】誤差増幅器6は、基準電圧端子14に与え
られる基準電圧Vrとフィードバック回路21の出力電
圧Vsとの差を増幅する。つまり、この誤差増幅器6
は、DC/DCコンバータ16の電圧調整用のものであ
り、基準電圧Vrとフィードバック電圧、つまりフィー
ドバック回路22の出力電圧Vsとを比較して、パルス
幅変調回路7の出力のパルス幅を調整する。
られる基準電圧Vrとフィードバック回路21の出力電
圧Vsとの差を増幅する。つまり、この誤差増幅器6
は、DC/DCコンバータ16の電圧調整用のものであ
り、基準電圧Vrとフィードバック電圧、つまりフィー
ドバック回路22の出力電圧Vsとを比較して、パルス
幅変調回路7の出力のパルス幅を調整する。
【0026】パルス幅変調回路7は、誤差増幅器6の出
力に応じてパルス幅を変化させる。つまり、誤差増幅器
6の出力電圧に応じてPチャネル電界効果トランジスタ
8およびNチャネル電界効果トランジスタ9のゲート電
位をコントロールして、Pチャネル電界効果トランジス
タ8およびNチャネル電界効果トランジスタ9のオンオ
フをコントロールする。
力に応じてパルス幅を変化させる。つまり、誤差増幅器
6の出力電圧に応じてPチャネル電界効果トランジスタ
8およびNチャネル電界効果トランジスタ9のゲート電
位をコントロールして、Pチャネル電界効果トランジス
タ8およびNチャネル電界効果トランジスタ9のオンオ
フをコントロールする。
【0027】第1のスイッチング素子であるPチャネル
電界効果トランジスタ8は、電源であるバッテリBAT
が接続される電圧入力端子15にソース(一端)が接続
されパルス幅変調回路7の一方の出力がゲート(制御端
子)に加えられ、パルス幅変調回路7の一方の出力レベ
ルに応じてオンオフする。
電界効果トランジスタ8は、電源であるバッテリBAT
が接続される電圧入力端子15にソース(一端)が接続
されパルス幅変調回路7の一方の出力がゲート(制御端
子)に加えられ、パルス幅変調回路7の一方の出力レベ
ルに応じてオンオフする。
【0028】同期方式動作用のNチャネル電界効果トラ
ンジスタ(第2のスイッチング素子)9は、Pチャネル
電界効果トランジスタ8のドレイン(他端)にドレイン
(一端)が接続されソース(他端)が接地されパルス幅
変調回路7の他方の出力がゲート(制御端子)に加えら
れ、パルス幅変調回路7の他方の出力のレベルに応じて
オンオフする。
ンジスタ(第2のスイッチング素子)9は、Pチャネル
電界効果トランジスタ8のドレイン(他端)にドレイン
(一端)が接続されソース(他端)が接地されパルス幅
変調回路7の他方の出力がゲート(制御端子)に加えら
れ、パルス幅変調回路7の他方の出力のレベルに応じて
オンオフする。
【0029】非同期方式動作用のショットキーダイオー
ド10は、Nチャネル電界効果トランジスタ9に並列に
設けられている。このショットキーダイオード10は、
非同期方式で動作する際にNチャネル電界効果トランジ
スタ9の代用となる。
ド10は、Nチャネル電界効果トランジスタ9に並列に
設けられている。このショットキーダイオード10は、
非同期方式で動作する際にNチャネル電界効果トランジ
スタ9の代用となる。
【0030】LC回路22は、コイル11およびコンデ
ンサ12よりなり、Pチャネル電界効果トランジスタ8
およびNチャネル電界効果トランジスタ9の接続点と電
源出力端子13との間に設けられている。電源出力端子
13には図示しない負荷が接続される。
ンサ12よりなり、Pチャネル電界効果トランジスタ8
およびNチャネル電界効果トランジスタ9の接続点と電
源出力端子13との間に設けられている。電源出力端子
13には図示しない負荷が接続される。
【0031】なお、18は、パルス幅変調回路7の制御
信号“DCDC CTL”であり、この制御信号18に
よって、パルス幅変調回路7の動作・不動作、つまり、
DC/DCコンバータ16の動作・不動作が切り替えら
れる。このパルス幅変調回路18は、制御信号18がハ
イレベルのときに動作し、ロウレベルのときには動作し
ない。また、19はパルス幅変調回路7の制御信号“同
期/非同期切替 CTL”であり、この制御信号19に
よって、パルス幅変調回路7が同期方式動作もしくは非
同期方式動作を選択的に実行する。
信号“DCDC CTL”であり、この制御信号18に
よって、パルス幅変調回路7の動作・不動作、つまり、
DC/DCコンバータ16の動作・不動作が切り替えら
れる。このパルス幅変調回路18は、制御信号18がハ
イレベルのときに動作し、ロウレベルのときには動作し
ない。また、19はパルス幅変調回路7の制御信号“同
期/非同期切替 CTL”であり、この制御信号19に
よって、パルス幅変調回路7が同期方式動作もしくは非
同期方式動作を選択的に実行する。
【0032】図2は図1の電源システムの各部の信号波
形図を示す。図2において、(a)は電源システムの電
源出力電圧である。(b)はDC/DCコンバータ16
の制御信号18であり、ロウレベル時はパルス幅変調回
路7がオフで動作しない。また、ハイレベル時はパルス
幅変調回路7がオンとなり、DC/DCコンバータ16
を制御し、電源出力電圧を一定に保つ。(c)は低ドロ
ップアウトレギュレータ1の制御信号17であり、ロウ
レベル時は低ドロップアウトレギュレータ1がオフ、ハ
イレベル時は低ドロップアウトレギュレータ1がオンと
なり、低ドロップアウトレギュレータ6を制御し、電源
出力電圧を一定に保つ。(d)はDC/DCコンバータ
16の同期/非同期切替制御信号で、ロウレベル時は同
期、ハイレベル時は非同期でDC/DCコンバータ16
が動作する。(e)は同図(a)の部分拡大波形を示し
ている。
形図を示す。図2において、(a)は電源システムの電
源出力電圧である。(b)はDC/DCコンバータ16
の制御信号18であり、ロウレベル時はパルス幅変調回
路7がオフで動作しない。また、ハイレベル時はパルス
幅変調回路7がオンとなり、DC/DCコンバータ16
を制御し、電源出力電圧を一定に保つ。(c)は低ドロ
ップアウトレギュレータ1の制御信号17であり、ロウ
レベル時は低ドロップアウトレギュレータ1がオフ、ハ
イレベル時は低ドロップアウトレギュレータ1がオンと
なり、低ドロップアウトレギュレータ6を制御し、電源
出力電圧を一定に保つ。(d)はDC/DCコンバータ
16の同期/非同期切替制御信号で、ロウレベル時は同
期、ハイレベル時は非同期でDC/DCコンバータ16
が動作する。(e)は同図(a)の部分拡大波形を示し
ている。
【0033】同波形図において、期間Aは低ドロップア
ウトレギュレータ1の単独動作期間を示し、期間Bは低
ドロップアウトレギュレータ1およびDC/DCコンバ
ータ16の同時動作期間を示し、期間CはDC/DCコ
ンバータ16の単独動作期間を示し、期間DはDC/D
Cコンバータ16の単独動作期間における非同期方式の
動作期間を示し、期間EはDC/DCコンバータ16の
同期方式の動作期間を示している。部分Xは非同期DC
/DCコンバータの動作領域(非同期DC/DC領域と
略す)、部分Yは低ドロップアウトレギュレータの動作
領域(LDO領域と略す)、部分Zは同期方式DC/D
Cコンバータの動作領域(同期DC/DC領域と略す)
を示している。
ウトレギュレータ1の単独動作期間を示し、期間Bは低
ドロップアウトレギュレータ1およびDC/DCコンバ
ータ16の同時動作期間を示し、期間CはDC/DCコ
ンバータ16の単独動作期間を示し、期間DはDC/D
Cコンバータ16の単独動作期間における非同期方式の
動作期間を示し、期間EはDC/DCコンバータ16の
同期方式の動作期間を示している。部分Xは非同期DC
/DCコンバータの動作領域(非同期DC/DC領域と
略す)、部分Yは低ドロップアウトレギュレータの動作
領域(LDO領域と略す)、部分Zは同期方式DC/D
Cコンバータの動作領域(同期DC/DC領域と略す)
を示している。
【0034】以下、この電源システムの動作を説明す
る。
る。
【0035】図1の低ドロップアウトレギュレータ1
は、低ドロップアウトレギュレータ自体が回路消費電流
数μA程度で動作可能なことから、その変換効率は、効
率(%)=出力電圧/入力電圧×100でほぼ近似で
き、負荷電流にあまり影響されず入出力の電位差だけで
ほぼ決まる。そのため、特にDC/DCコンバータ16
と比較して低負荷時の変換効率が高くなる、さらにはP
FM方式のDC/DCコンバータと比較して、電圧変動
の少ない安定した電圧を供給できる。このため、主とし
て低負荷時の電源動作を担当する。
は、低ドロップアウトレギュレータ自体が回路消費電流
数μA程度で動作可能なことから、その変換効率は、効
率(%)=出力電圧/入力電圧×100でほぼ近似で
き、負荷電流にあまり影響されず入出力の電位差だけで
ほぼ決まる。そのため、特にDC/DCコンバータ16
と比較して低負荷時の変換効率が高くなる、さらにはP
FM方式のDC/DCコンバータと比較して、電圧変動
の少ない安定した電圧を供給できる。このため、主とし
て低負荷時の電源動作を担当する。
【0036】また、DC/DCコンバータ16は、高負
荷時等では、変換効率90%程度を実現できるため、低
ドロップアウトレギュレータ1よりも変換効率の高い負
荷電流範囲で電源動作を担当する。
荷時等では、変換効率90%程度を実現できるため、低
ドロップアウトレギュレータ1よりも変換効率の高い負
荷電流範囲で電源動作を担当する。
【0037】これにより、全負荷電流域で高い変換効率
を実現できる。
を実現できる。
【0038】また、低ドロップアウトレギュレータ1と
DC/DCコンバータ16とで同一のフィードバック系
を有し、切り替え時には図2に示すように、DC/DC
コンバータ16を非同期方式に設定し、この状態で低ド
ロップアウトレギュレータ1と同時に動作させている。
DC/DCコンバータ16とで同一のフィードバック系
を有し、切り替え時には図2に示すように、DC/DC
コンバータ16を非同期方式に設定し、この状態で低ド
ロップアウトレギュレータ1と同時に動作させている。
【0039】通常、低ドロップアウトレギュレータと同
期方式のDC/DCコンバータを同時に動作させた場合
には、図1において、低ドロップアウトレギュレータ1
のPチャネル電界効果トランジスタ3から、DC/DC
コンバータ16のNチャネル電界効果トランジスタ9へ
貫通電流が流れ、最悪の場合電源の破壊が発生する。と
ころが、本発明ではこのNチャネル電界効果トランジス
タ9をオフに維持し、Pチャネル電界効果トランジスタ
8とショットキーダイオード10とによる非同期方式の
DC/DCコンバータ動作とし、この状態でDC/DC
コンバータ16と低ドロップアウトレギュレータ1とを
同時動作させることで、低ドロップアウトレギュレータ
1からDC/DCコンバータ16への貫通電流を防止で
き、さらには切り替え時の電圧変動を最小限に低減する
ことができる。
期方式のDC/DCコンバータを同時に動作させた場合
には、図1において、低ドロップアウトレギュレータ1
のPチャネル電界効果トランジスタ3から、DC/DC
コンバータ16のNチャネル電界効果トランジスタ9へ
貫通電流が流れ、最悪の場合電源の破壊が発生する。と
ころが、本発明ではこのNチャネル電界効果トランジス
タ9をオフに維持し、Pチャネル電界効果トランジスタ
8とショットキーダイオード10とによる非同期方式の
DC/DCコンバータ動作とし、この状態でDC/DC
コンバータ16と低ドロップアウトレギュレータ1とを
同時動作させることで、低ドロップアウトレギュレータ
1からDC/DCコンバータ16への貫通電流を防止で
き、さらには切り替え時の電圧変動を最小限に低減する
ことができる。
【0040】
【発明の効果】以上のように本発明によると、低負荷時
には回路消費電流の少ない低ドロップアウトレギュレー
タなどのシリーズレギュレータを使用し、高負荷時には
変換効率の高いDC/DCコンバータなどのスイッチン
グレギュレータに切り替えて動作させることにより、全
負荷電流域において高い変換効率を実現することができ
る。なおかつ、シリーズレギュレータとスイッチングレ
ギュレータの切り替え時には、シリーズレギュレータと
非同期方式のスイッチングレギュレータとを所定期間同
時に動作させため、切り替え時の電圧変動を減らし安定
に切り替えを行うことができ、その結果、常に安定した
出力電圧を持つ電源システムを提供することができる。
には回路消費電流の少ない低ドロップアウトレギュレー
タなどのシリーズレギュレータを使用し、高負荷時には
変換効率の高いDC/DCコンバータなどのスイッチン
グレギュレータに切り替えて動作させることにより、全
負荷電流域において高い変換効率を実現することができ
る。なおかつ、シリーズレギュレータとスイッチングレ
ギュレータの切り替え時には、シリーズレギュレータと
非同期方式のスイッチングレギュレータとを所定期間同
時に動作させため、切り替え時の電圧変動を減らし安定
に切り替えを行うことができ、その結果、常に安定した
出力電圧を持つ電源システムを提供することができる。
【図1】本発明の電源システムの実施の形態の構成を示
す回路図である。
す回路図である。
【図2】同実施の形態の電源システムにおける各部の波
形図である。
形図である。
【図3】従来の従来の非同期方式DC/DCコンバータ
を用いた電源システムの構成を示す回路図である。
を用いた電源システムの構成を示す回路図である。
【図4】PWM(パルス幅変調)方式とPFM(パルス
周波数変調)方式の電源出力電圧波形図である。
周波数変調)方式の電源出力電圧波形図である。
1 低ドロップアウトレギュレータ
2 差動増幅器
3 Pチャネル電界効果トランジスタ
4,5 抵抗
6 誤差増幅器
7 パルス幅変調回路
8 Pチャネル電界効果トランジスタ
9 Nチャネル電界効果トランジスタ
10 ショットキーダイオード
11 コイル
12 コンデンサ
13 電源出力端子
14 基準電圧端子
15 電圧入力端子
16 DC/DCコンバータ
17 制御信号
18 制御信号
19 制御信号
20 パルス幅変調回路
21 Pチャネル電界効果トランジスタ
22 ショットキーダイオード
23 コイル
24 コンデンサ
25,26 抵抗
27 電源出力端子
28 電圧入力端子
29 基準電圧端子
30 誤差増幅器
31 フィードバック回路
32 LC回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Fターム(参考) 5G065 AA01 DA01 DA02 DA07 EA02
GA07 HA04 KA02 KA05 LA01
MA10 NA01 NA03 NA04 NA06
5H430 BB01 BB09 BB11 BB13 BB20
EE04 EE09 EE12 EE13 FF04
FF13 GG08 GG17 HH03 KK16
5H730 AA14 AA16 AS01 AS23 BB13
BB57 BB96 BB98 DD04 EE08
EE13 EE53 EE60 FD01 FF01
FG05 FG22 FV05 XC20
Claims (5)
- 【請求項1】 負荷に給電する電源システムであって、
電源出力電圧を一定に制御するシリーズレギュレータお
よびスイッチングレギュレータを備え、負荷電流が少な
いときに前記シリーズレギュレータを選択的に動作さ
せ、前記負荷電流が多いときに前記スイッチングレギュ
レータを選択的に動作させるようにしたことを特徴とす
る電源システム。 - 【請求項2】 シリーズレギュレータとスイッチングレ
ギュレータの動作の切り替え時に前記シリーズレギュレ
ータと前記スイッチングレギュレータの同時動作期間を
設けた請求項1記載の電源システム。 - 【請求項3】 シリーズレギュレータが低ドロップアウ
トレギュレータであり、スイッチングレギュレータがD
C/DCコンバータである請求項1または2記載の電源
システム。 - 【請求項4】 DC/DCコンバータは同期方式動作と
非同期方式動作とを切り替え可能で、単独動作時に同期
方式動作を行い、低ドロップアウトレギュレータとの同
時動作時に非同期方式動作を行うようにした請求項3記
載の電源システム。 - 【請求項5】 低ドロップアウトレギュレータは、基準
電圧と電源出力電圧を検出するフィードバック手段の出
力電圧とを2つの入力とする差動増幅器と、電源に一端
が接続され、他端が電源出力端子に接続され、前記差動
増幅器の出力が制御端子に加えられるトランジスタから
なり、 DC/DCコンバータは、前記基準電圧と前記フィード
バック手段の出力電圧との差を増幅する誤差増幅器と、
この誤差増幅器の出力に応じてパルス幅を変化させるパ
ルス幅変調回路と、電源に一端が接続され前記パルス幅
変調回路の一方の出力が制御端子に加えられる第1のス
イッチング素子と、前記第1のスイッチング素子の他端
に一端が接続され他端が接地され前記パルス幅変調回路
の他方の出力が制御端子に加えられる同期方式動作用の
第2のスイッチング素子と、前記第2のスイッチング素
子に並列に設けられた非同期方式動作用のダイオード
と、前記第1および第2のスイッチング素子の接続点と
前記電源出力端子との間に設けられたLC回路とからな
る請求項4記載の電源システム。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001188122A JP2003009515A (ja) | 2001-06-21 | 2001-06-21 | 電源システム |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2001188122A JP2003009515A (ja) | 2001-06-21 | 2001-06-21 | 電源システム |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2003009515A true JP2003009515A (ja) | 2003-01-10 |
Family
ID=19027289
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2001188122A Withdrawn JP2003009515A (ja) | 2001-06-21 | 2001-06-21 | 電源システム |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2003009515A (ja) |
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-
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- 2001-06-21 JP JP2001188122A patent/JP2003009515A/ja not_active Withdrawn
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