CN1917394A - 多天线多载波***中的导频序列发送方法及*** - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多天线多载波***的导频序列发送方法，包括：确定导频载波个数M并将导频载波分组，M不少于总发射天线数乘以信道多径数的积，并且M为总发射天线数的偶数倍，每组内导频载波的个数为总发射天线数的两倍，并且每组内导频载波交叉等间隔分布；所有发射天线在相同的传输符号和导频载波上发送导频序列，其中不同发射天线的导频序列彼此等功率分布和相位正交。本发明还公开了一种导频序列发送装置以及发射机和接收机。应用本发明以后，降低了保护频带对导频序列正交性的影响。另外，在实际应用中可以根据***设计的要求，适当选取合理的导频开销，使***的性能接近理想信道估计的性能下界。

Description

多天线多载波***中的导频序列发送方法及***

技术领域

本发明涉及多天线多载波技术领域，更具体地说，本发明涉及多天线多载波***中的导频序列发送方法及***。

背景技术

未来移动通信业务的发展趋势是高质量多媒体的服务，小区吞吐量的要求将提高到100Mbps～1Gbps。业界预期到2012-2015年间可以实现如此高速率的业务，不过与业务速率飞速增长相矛盾的是：频谱的资源是有限的。为了在有限的频谱资源上实现高速率的信息传输，可行的办法就是开发频谱利用率更高的新的空中接口技术。多输入多输出(MIMO)技术(即多天线技术)能够极大地提高频谱效率，从而提高无线***的容量，但是当它与目前第三代移动通信***(3G)的宽带码分多址(WCDMA)空中接口结合时，其处理复杂度与***带宽成立方关系，这对接收机的设计带来极大的困难。

多天线技术与多载波技术相结合，不仅可以实现***带宽的可扩展性，而且其处理复杂度仅与***带宽成线性关系。因此近年来在世界上受到越来越多的关注，并且将成为下一代无线通信***物理层的核心技术。在多天线多载波***的接收机中，在进行分集合并、相干检测和译码之前，必须预知信道参数。信道估计精度的好坏对于接收机后续的处理工作至关重要。另外，与单天线***不同的是，由于所有的发射天线同时连续地发送信号，在接收天线上收到的是来自所有发射天线的信号的混叠，这给信道估计带来了更大的难度。

目前，信道估计的方法通常有盲估计、基于前导序列的估计和基于导频符号的估计。基于导频符号的估计方法由于具有能够快速跟踪信道状态变化且开销低的优点，更加适合应用在快速变化的无线传播环境中。在实际***中，为了避免滤波器频域响应的滚降区域对信号造成畸变，通常将传输带宽的部分载波空置作为保护频带。

到目前为止，针对有保护频带的多天线多载波***的导频符号序列明显欠缺。目前虽然已经提出了几种导频序列，如均匀分布相位正交的导频符号序列和非均匀分布的导频符号序列，但是这些导频符号序列都有相应的缺点。

均匀分布的导频符号序列是在所有子载波都假设使用的前提下，满足天线间正交的长序列。由于没有考虑实际***中存在的保护频带，所以其仅为理论上最优的导频序列，仅适合于***所有的载波都被使用、无保护频带的状况。当将其应用在存在保护频带的实际***中时，比如在低信噪比或高车速的环境中，就不能保证信道估计的精度。

非均匀分布的导频符号序列会提高最小导频开销的下界，并且通过梯度迭代算法求解导频功率的分布需要经过大量的计算，同时在如何搜索最优的导频载波问题上还有待深入。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的是提出一种多天线多载波***中的导频序列发送方法，以降低保护频带对导频序列正交性的影响。

本发明的另一目的是提出一种多天线多载波***中的导频序列发送***，以降低保护频带对导频序列正交性的影响。

本发明的另一目的是提出一种发射机，以降低保护频带对导频序列正交性的影响。

本发明的再一目的是提出一种接收机，以降低保护频带对导频序列正交性的影响。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

一种多天线多载波***的导频序列发送方法，该方法包括：

确定导频载波个数M并将导频载波分组，M不少于总发射天线数乘以信道多径数的积，并且M为总发射天线数的偶数倍，每组内导频载波的个数为总发射天线数的两倍，并且每组内导频载波交叉等间隔分布；

所有发射天线在相同的传输符号和导频载波上发送导频序列，其中不同发射天线的导频序列彼此等功率分布和相位正交。

所述将导频载波分组包括：将导频载波分成G′＝^M/_2Nt组；每组内导频载波的个数2N_t，标识为{k_0+g2Nt，k_1+g2Nt，…，k_2Nt-2+g2Nt，k_2Nt-1+g2Nt}，g＝0，1，…，G′；每组内导频载波交叉等间隔分布，满足 $k_{N_t+g2N_t}-k_{0+g2N_t}=\·\·\·=k_{2N_t-1+g2N_t}-k_{N_t-1+g2N_t}=\frac{N}{2D},$ 其中总发射天线数为N_t，***总载波个数为N，D是决定导频载波位置检测的参数。

所述D的取值使函数 $F\left(D\right)=\underset{d=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}(2+2\cos \mathrm{\π}\frac{d}{D})$ 的值最小，其中L是信道多径数。任意两根发射天线s、p的第k_i个导频载波上的导频符号的相位差为θ_i ^sp，其中 ${\mathrm{\θ}}_i^{\mathrm{sp}}=\frac{2\mathrm{\πi}(s-p)}{N_t},$ 总发射天线数为N_t。

一种多天线多载波***的导频序列发送***，该***包括：

导频载波个数确定及分组单元，用于确定导频载波个数M，并将导频载波分组，M不少于总发射天线数乘以信道多径数的积，并且M为总发射天线数的偶数倍，每组内导频载波的个数为总发射天线数的两倍，并且每组内导频载波交叉等间隔分布；

发射天线，用于在相同的传输符号和载波上发送导频序列，其中不同发射天线的导频序列彼此等功率分布和相位正交。

所述导频载波个数确定及分组单元，用于将导频载波分成G′＝^M/_2Nt组，每组内导频载波的个数2N_t，标识为{k_0+g2Nt，k_1+g2Nt，…，k_2Nt-2+g2Nt，k_2Nt-1+g2Nt}，g＝0，1，…，G′；其中总发射天线数为N_t，***总载波个数为N；并且

每组内导频载波交叉等间隔分布，满足 $k_{N_t+g2N_t}-k_{0+g2N_t}=\·\·\·=k_{2N_t-1+g2N_t}-k_{N_t-1+g2N_t}=\frac{N}{2D},$ 其中D是决定导频载波位置检测的参数。

所述D的取值使函数 $F\left(D\right)=\underset{d=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}(2+2\cos \mathrm{\π}\frac{d}{D})$ 的值最小，其中L是信道多径数。

任意两根发射天线s、p的第k_i个导频载波上的导频符号的相位差为θ_i ^sp，其中 ${\mathrm{\θ}}_i^{\mathrm{sp}}=\frac{2\mathrm{\πi}(s-p)}{N_t},$ 总发射天线数为N_t。

一种发射机，该发射机包括如上任一项所述的导频序列发送***。

一种接收机，用于接收由如上任一项所述的导频序列发送***所发送的导频序列。

从上述技术方案中可以看出，在本发明中，首先确定导频载波个数M并将导频载波分组，其中M不少于总发射天线数乘以信道多径数的积，并且M为总发射天线数的偶数倍，每组内导频载波的个数为总发射天线数的两倍，并且每组内导频载波交叉等间隔分布；然后所有发射天线在相同的传输符号和导频载波上发送导频序列，不同发射天线的导频序列彼此等功率分布和相位正交。由此可见，应用本发明以后，每一组导频载波的位置可以避开保护频带，灵活合理分配，从而降低了保护频带对导频序列正交性的影响。

另外，本发明在实际应用中可以根据***设计的要求，适当选取合理的导频开销，使***的性能接近理想信道估计的性能下界。

附图说明

图1为本发明的多天线多载波***中的导频序列发送方法流程示意图。

图2为根据本发明示范性实施例的频域传输正交频分复用(OFDM)符号结构示意图。

图3为根据本发明的多天线多载波***中的导频序列发送***的结构示意图。

图4为根据本发明示范性实施例，在两发射天线两接收天线的OFDM***中，采用空频分组码(SFBC)、涡轮(Turbo)编码的误比特率(BER)性能图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点表达得更加清楚明白，下面结合附图及具体实施例对本发明再作进一步详细的说明。

首先对本发明的算法进行详细说明：

首先声明：

表示矩阵A的伪逆；A^H表示矩阵A的共轭转置；A^*表示矩阵A的共轭；tr(A)表示矩阵A的迹；‖A‖_F表示矩阵A的Frobenius范数；min函数表示取最小值；

假设多天线多载波***的总发射天线数为N_t，信道多径数为L，***总载波个数为N，导频载波的个数M， P为分配给导频序列的总功率，根据本发明的导频序列的原理如下：

每根天线上接收到的导频信号为 $Y_{M\×1}=A_{M{\×N}_{t}L}{h}_{N_{t}L\×1}+w_{\mathrm{noise}},$ 其中：h_NtL×1是对应所有发射天线的时域信道响应； $A_{M\×N_{t}L}=[{X_{M\×M}}^1{F}_{M\×L},\·\·\·,{X_{M\×M}}^{N_t}{F}_{M\×L}]$ 是由所有发射天线的导频信号构成的矩阵；

X_M×M ⁱ表示第i个天线的导频符号构成的对角阵；

F_M×L表示傅立叶变换阵。

根据时域LS算法，只有当M≥N_tL，即A阵列满秩时，其伪逆才存在，因此得到信道估计 ${\hat{H}}_{\mathrm{estimated}}=A^{+}Y,$ 所以导频载波的个数M不得少于N_tL。

时域LS算法的 $\mathrm{MSE}=\frac{{\mathrm{\σ}}_w^2}{{\mathrm{LN}}_t}\mathrm{tr}\left\{{\left(\begin{array}{cc}{A}^H& A\end{array}\right)}^{-1}\right\},$ 当 $\begin{array}{cc}{A}^H& A\end{array}=\stackrel{\‾}{P}{I}_{L{N}_t}$ 时，可得到minMSE，其中MSE表示均方差。

则

$F^H{X}^{p^H}{X}^{s}F=\left\{\begin{array}{ccc}\stackrel{\‾}{P}{I}_L& \mathrm{if}& p=s\\ 0_{L\×L}& \mathrm{if}& p\≠s\end{array}\right.---\left(2\right)$

将F^HX^pHX^sF展开可得：

其中x_i ^p表示第p根发射天线在第k_i个导频载波上的导频符号；

{τ₀，…，τ_L-1}表示信道各径的时延；

令 $x_i^p=\sqrt{P_i^p}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_i^p},x_i^s=\sqrt{P_i^s}{e}^{j{\mathrm{\φ}}_i^s}$

当p≠s时， $F^H{X}^{p^H}{X}^{s}F=0_{L\×L},$ 即对于a，b∈{0，…，L-1}，有

$\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i^{p^{*}}{x}_i^s{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}{k}_i}{N}({\mathrm{\τ}}_a-{\mathrm{\τ}}_b)}=\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{P_i^s{P}_i^p}{e}^{j({\mathrm{\φ}}_i^s-{\mathrm{\φ}}_i^p)}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}{k}_i}{N}({\mathrm{\τ}}_a-{\mathrm{\τ}}_b)}=0---\left(4\right)$

当p＝s时， $F^H{X}^{p^H}{X}^{s}F=\stackrel{\‾}{P}{I}_L,$ 即对于a，b∈{0，…，L-1}，(6)式显然满足。

$\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i^{s^{*}}{x}_i^s{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}{k}_i}{N}({\mathrm{\τ}}_a-{\mathrm{\τ}}_b)}=\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_i^s{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}{k}_i}{N}({\mathrm{\τ}}_a-{\mathrm{\τ}}_b)}=0,a\≠b---\left(5\right)$

$\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_i^s=\stackrel{\‾}{P},a=b---\left(6\right)$

考虑导频等功率分布的状况，即对于i，j∈{0，1，…，M-1}，有 $P_i^s=P_j^s$ 且p，s∈{1，2，…，N_t}有 $P_i^s=P_i^p.$ 令 ${\mathrm{\φ}}_i^s-{\mathrm{\φ}}_i^p={\mathrm{\θ}}_i^{\mathrm{sp}},$ τ_a-τ_b＝d，则(4)式和(5)式可简化为：

$\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j[{\mathrm{\θ}}_i^{\mathrm{sp}}+\frac{2\mathrm{\π}{k}_i}{N}d]}=0,d\∈\{-L+1,\·\·\·,0,\·\·\·,L-1\}---\left(7\right)$

$\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\π}{k}_i}{N}d}=0,d\∈\{-L+1,\·\·\·,-\mathrm{1,1},\·\·\·,L-1\}---\left(8\right)$

对于(7)式，当d＝0时，当M为N_t的整数倍时，令G＝^M/_Nt，θ_i ^sp满足(9)式：

${\mathrm{\θ}}_i^{\mathrm{sp}}=\frac{2\mathrm{\πi}(s-p)}{N_t},i\∈\{0+g{N}_t,1+g{N}_t,\·\·\·,N_t-1+g{N}_t\},g=\mathrm{0,1},\·\·\·,G-1---\left(9\right)$

可以得到 $\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j{\mathrm{\θ}}_i^{\mathrm{sp}}}=\frac{M}{N_t}\underset{i=0}{\overset{N_t-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πi}(s-p)}{N_t}}=0;$

当(7)中d≠0时，将(9)式代入式(7)可得：

$\underset{g=0}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j[2\mathrm{\πg}(s-p)+\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{g{N}_t}}{N}]}+\underset{g=0}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j[\frac{2\mathrm{\π}(1+g\left(p\right)N_t)}{N_t}+\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{g{N}_t+1}}{N}]}+\·\·\·+\underset{g=0}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j[\frac{2\mathrm{\π}(N_t-1+g(s-p)N_t)}{N_t}+\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{N_t-1+g{N}_t}}{N}]}$

$=\underset{g=0}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{g{N}_t}}{N}}+e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_t}}{\underset{g=0}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{g{N}_{t+}1}}{N}}+\·\·\·+e^{j\frac{2\mathrm{\π}(N_t-1)}{N_t}}\underset{g=0}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{N_t-1+g{N}_t}}{N}},\∀d\∈\{-L+1,\·\·\·-\mathrm{1,1},\·\·\·,L-1\}---\left(10\right)$

则(8)式可写成

$\underset{g=0}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{g{N}_t}}{N}}+{\underset{g=0}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{g{N}_{t+}1}}{N}}+\·\·\·+\underset{g=0}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{N_t-1+g{N}_t}}{N}},\∀d\∈\{-L+1,\·\·\·-\mathrm{1,1},\·\·\·,L-1\};$

可以看出当(11)式中的所有等式同时成立时，(8)式和(10)式可以同时成立。

$\left\{\begin{array}{c}\underset{g=0}{\overset{G^{\′}-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{2_8{N}_t}}{N}}=0\\ \·\\ \·\\ \·\\ \underset{g=0}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{N_t-1+2_8{N}_t}}{N}}=0\end{array}\right.---\left(11\right);$

如果先不考虑保护频带，那么只要

$\left\{\begin{array}{c}\frac{d{k}_{g{N}_t}}{N}=\frac{g}{G}+{\mathrm{\υ}}_0\\ \·\\ \·\\ \·\\ \frac{d{k}_{N_t-1+g{N}_t}}{N}=\frac{g}{G}+{\mathrm{\υ}}_{N_t-1}\end{array}\right.,{\mathrm{\υ}}_0,\·\·\·{\mathrm{\υ}}_{N_t-1}\∈[0,1),$

(11)就可以成立，即：

$\left\{\begin{array}{c}{k}_{N_t}-k_0=k_{2N_t}-k_{N_t}=k_{g{N}_t}-k_{(g-1)N_t}=\frac{N_{t}N}{\mathrm{Md}}\\ \·\\ \·\\ \·\\ k_{2N_t-1}-k_{N_t-1}=k_{3N_t-1}-k_{2N_t-1}=k_{N_t-1+g{N}_t}-k_{g{N}_t-1}=\frac{N_{t}N}{\mathrm{Md}}\end{array}\right.---\left(12\right)$

所提出的等间隔分布的导频子载波，即k₁-k₀＝k₂-k₁＝…＝k_M-1-k_M-2＝^N/_M    (13)就是(12)的一种情况。

当***保护频带的个数小于^NtN/_Md的时候，可以按照式(13)的规律安排导频子载波的位置，但是考虑到***的保护频带的宽度一般都大于^NtN/_Md(比如3GPP TR25.814中定义的下行OFDMA***参数，对于10M带宽的情况，总载波数N为1024，保护频带数为423，若N_t＝2，M＝12，d＝1，保护频带的个数远大于^NtN/_Md)，所以要重新考虑导频子载波位置的安排。

那么，如果要式(11)中所有等式都成立，若M为2N_t的整数倍，令G′＝^M/_2Nt，则式(11)可写成以下形式：

$\left\{\begin{array}{c}\underset{g=0}{\overset{G^{\′}-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{2_8{N}_t}}{N}}+e^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{(2_8+1)N_t}}{N}}=0\\ \·\\ \·\\ \·\\ \underset{g=0}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{N_t-1+2_8{N}_t}}{N}}+e^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{N_t-1+(2_8+1)N_t}}{N}}=0\end{array}\right.\⇒\left\{\begin{array}{c}\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{(2_8+1)N_t}}{N}=\mathrm{\π}+\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{2_8{N}_t}}{N}\\ \·\\ \·\\ \·\\ \frac{2\mathrm{\πd}{k}_{(2_8+2)N_t-1}}{N}=\mathrm{\π}+\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{(2_8+1)N_t-1}}{N}\end{array}\right.$

$\⇒\left\{\begin{array}{c}{k}_{(2_8+1)N_t}-k_{2_8{N}_t}=\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{pc}}=\frac{N}{2\left|d\right|}\\ \·\\ \·\\ \·\\ k_{(2_8+2)N_t-1}-k_{(2_8+1)N_t-1}=\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{pc}}=\frac{N}{2\left|d\right|}\end{array}\right.\∀\left|d\right|\∈\{1,\·\·\·,L-1\},g=\mathrm{0,1},\·\·\·,G^{\′}-1---\left(14\right)$

将式(4)、式(9)、式(10)代入式(3)中，可得F^HX^pHX^sF主对角线上的元素为：

$P\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πi}(s-p)}{N_t}}---\left(15\right)$

其他位置上的元素值为：

$P(\underset{g=0}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{g{N}_t}}{N}}+e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N_t}}\underset{g=0}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{g{N}_t+1}}{N}}+\·\·\·+e^{j\frac{2\mathrm{\π}(N_t-1)}{N_t}}\underset{g=0}{\overset{G-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{N_t-1+g{N}_t}}{N}})---\left(16\right)$

其中P＝ ^P /_M为每个导频子载波上导频符号的功率。

可以看出F^HX^pHX^sF中d的值在每一行每一列都不相同，但是导频子载波之间的间隔Δf_pc必须是个定值，令

$\mathrm{\Δ}{f}_{\mathrm{pc}}=\frac{N}{2D}---\left(17\right)$

选取合适的D使得 $\min F\left(D\right)={\left|\right|A^{H}A-P{I}_{L{N}_t}\left|\right|}_2,$ 最小化保护频带对于导频序列正交性的破坏。

$F\left(D\right)={\left|\right|A^{H}A-\stackrel{\‾}{P}{I}_{L{N}_t}\left|\right|}_2$

$=N_t^2\sqrt{2P}\sqrt{\underset{d=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{|\underset{g=0}{\overset{G^{\′}-1}{\mathrm{\Σ}}}(e^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{2_8{N}_t}}{N}}+e^{j\frac{2\mathrm{\πd}(k_{2_8{N}_t}+\frac{N}{2D})}{N}})+\·\·\·e^{j\frac{2\mathrm{\π}(N_t-1)}{N_t}}\underset{g=0}{\overset{G^{\′}-1}{\mathrm{\Σ}}}(e^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{(2_8+1)N_t-1}}{N}}+e^{j\frac{2\mathrm{\πd}(k_{(2_8+1)N_t-1}+\frac{N}{2D})}{N}})|}^2}$

$=N_t^2\sqrt{2P}\sqrt{\underset{d=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{{|1+e^{\mathrm{j\π}\frac{d}{D}}|}^2|\underset{g=0}{\overset{G^{\′}-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{2_8{N}_t}}{N}}+\·\·\·+e^{j\frac{2\mathrm{\π}(N_t-1)}{N_t}}\underset{g=0}{\overset{G^{\′}-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{(2_8+1)N_t-1}}{N}}|}^2},D\∈[1,L-1]---\left(18\right)$

通常L小于N(L＜N)，因此对于d∈[1，L-1]，可以将 $|\underset{g=0}{\overset{G^{\′}-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{2_8{N}_t}}{N}}+\·\·\·+e^{j\frac{2\mathrm{\π}(N_t-1)}{N_t}}\underset{g=0}{\overset{G^{\′}-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πd}{k}_{(2_8+1)N_t-1}}{N}}|$ 近似看成一个常数C，则

$F\left(D\right)=N_t^2\sqrt{2P}C\sqrt{\underset{d=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{|1+e^{\mathrm{j\π}\frac{d}{D}}|}^2}---\left(19\right)$

可以看出只要找到D使得

$\min F_1\left(D\right)=\underset{d=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{|1+e^{\mathrm{j\π}\frac{d}{d}}|}^2=\underset{d=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}(2+2\cos \mathrm{\π}\frac{d}{D})---\left(20\right)$

就可以得到 $\min F\left(D\right)={\left|\right|A^{H}A-P{I}_{L{N}_t}\left|\right|}_2.$

满足(20)式的D可以容易地通过各种方式找到，比如通过计算机仿真去寻找。

基于上述分析，下面对本发明的导频序列发送方法进行详细说明。

图1为根据本发明的多天线多载波***的导频序列发送方法流程示意图。如图1所示，该方法包括：

步骤101：确定导频载波个数M并将导频载波分组，M不少于总发射天线数乘以信道多径数的积，并且M为总发射天线数的偶数倍，每组内导频载波的个数为总发射天线数的两倍，并且每组内导频载波交叉等间隔分布；

其中，可以将导频载波分成G′＝^M/_2Nt组；每组内导频载波的个数2N_t，标识为{k_0+g2Nt，k_1+g2Nt，…，k_2Nt-2+g2Nt，k_2Nt-1+g2Nt}，g＝0，1，…，G′；

每组内导频载波交叉等间隔分布，满足 $k_{N_t+g2N_t}-k_{0+g2N_t}=\·\·\·=k_{2N_t-1+g2N_t}-k_{N_t-1+g2N_t}=\frac{N}{2D},$ 其中总发射天线数为N_t，***总载波个数为N，D是决定导频载波位置检测的参数。

另外，优选地，D的取值使函数 $F\left(D\right)=\underset{d=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}(2+2\cos \mathrm{\π}\frac{d}{D})$ 的值最小，其中L是信道多径数。

步骤102：所有发射天线在相同的传输符号和导频载波上发送导频序列，其中不同发射天线的导频序列彼此等功率分布和相位正交。

在这里，优选地，对于任意两根发射天线s、p的第k_i个导频载波上的导频符号的相位差为θ_i ^sp，其中 ${\mathrm{\θ}}_i^{\mathrm{sp}}=\frac{2\mathrm{\πi}(s-p)}{N_t},$ 总发射天线数为N_t。

本发明所提出的导频序列发送方法既可以适用于正交频分复用(OFDM)***，也能够适用于基于OFDM的OFDMA***。下面以OFDM***为例对本发明进行了描述，但是本领域技术人员可以意识到，本发明对于其它的多载波通信***同样适用。用OFDM为例进行说明仅为示范性的，并不用于对本发明进行限制。

图2为根据本发明示范性实施例的频域传输OFDM符号结构示意图。

基于图2所示OFDM符号，假设总发射天线数为N_t，信道多径数为L，导频载波的个数M不得少于N_tL，并且M必须为N_t的偶数倍，即 $\left\{\begin{array}{c}M\≥N_{t}L\\ M=2G^{\′}{N}_t\end{array}\right..$ 对于所有发射天线、在所有导频载波上，导频符号的功率相等，每个导频符号上的功率为P＝ ^P /_M， P为分配给导频序列的总功率，即在图2中，天线0和天线1在导频载波{k₀，k₁，…，k₁₀，k₁₁}上的导频符号的相位差为{0，π，…，0，π}。

任意两根发送天线s、p的第k_i个导频载波上的导频符号的相位差为

${\mathrm{\θ}}_i^{\mathrm{sp}}=\frac{2\mathrm{\πi}(s-p)}{N_t}.$

假设***总载波个数为N(N不需要必须为2ⁿ的形式)，将导频载波分成G′＝^M/_2Nt组，每组内导频载波的个数2N_t，标识为{k_0+g2Nt，k_1+g2Nt，…，k_2Nt-2+g2Nt，k_2Nt-1+g2Nt}，g＝0，1，…，G′；每组内导频子载波交叉等间隔分布，满足 $k_{N_t+g2N_t}-k_{0+g2N_t}=\·\·\·=k_{2N_t-1+g2N_t}-k_{N_t-1+g2N_t}=\frac{N}{2D},$ 其中D是决定导频载波位置间隔的参数，D的取值要使函数 $F\left(D\right)=\underset{d=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}(2+2\cos \mathrm{\π}\frac{d}{D})$ 的值最小。

即在图2中，{k₀，k₁，k₂，k₃}为一组导频载波，其中 $k_2-k_0=k_3-k_1=\frac{N}{2D}.$ 同样，{k₄，k₅，k₆，k₇}，{k₈，k₉，k₁₀，k₁₁}为另外两组导频载波，并且 $k_6-k_4=k_7-k_5=\frac{N}{2D},$

$k_{11}-k_9=k_{10}-k_8=\frac{N}{2D}.$

每一组导频载波的位置可以避开保护频带灵活合理分配。将按照以上步骤所得到的导频符号序列***到传输符号的部分载波上，数据符号使用其他的载波，然后在所有发送天线上发送，然后在接收端进行信道估计得到信道状态信息之后进行均衡解调。

图3为根据本发明的多天线多载波***的导频序列发送***的结构示意图。如图3所示，该***包括：

导频载波个数确定及分组单元301，用于确定导频载波个数M，并将导频载波分组，M不少于总发射天线数乘以信道多径数的积，并且M为总发射天线数的偶数倍，每组内导频载波的个数为总发射天线数的两倍，并且每组内导频载波交叉等间隔分布；

发射天线302，用于在相同的传输符号和载波上发送导频序列，其中不同发射天线的导频序列彼此等功率分布和相位正交。

优选地，所述导频载波个数确定及分组单元301，用于将导频载波分成G′＝^M/_2Nt组，每组内导频载波的个数2N_t，标识为{k_0+g2Nt，k_1+g2Nt，…，k_2Nt-2+g2Nt，k_2Nt-1+g2Nt}，g＝0，1，…，G′；其中总发射天线数为N_t，***总载波个数为N；并且

每组内导频载波交叉等间隔分布，满足 $k_{N_t+g2N_t}-k_{0+g2N_t}=\·\·\·=k_{2N_t-1+g2N_t}-k_{N_t-1+g2N_t}=\frac{N}{2D},$ 其中D是决定导频载波位置检测的参数。

更优选地，其中所述D的取值使函数 $F\left(D\right)=\underset{d=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}(2+2\cos \mathrm{\π}\frac{d}{D})$ 的值最小，其中L是信道多径数。

任意两根发射天线s、p的第k_i个导频载波上的导频符号的相位差为θ_i ^sp，其中 ${\mathrm{\θ}}_i^{\mathrm{sp}}=\frac{2\mathrm{\πi}(s-p)}{N_t},$ 总发射天线数为N_t。

使用本发明提出的导频符号序列对多天线多载波***进行信道估计，可以不受***中保护频带的影响，兼具灵活性和实用性，并且实现复杂度低。在较低的导频开销下，在高车速时，仍能够保证信道估计的精度。

本发明还可以应用到通信***的发射机和接收机中。对于本领域技术人员而言，除了本发明所提出的导频符号序列发射***之外，发射机和接收机的其余部分均为成熟技术。

下面结合实例以说明本发明的高效性、可靠性和实用性。

图4为根据本发明示范性实施例，在两发射天线两接收天线的OFDM***中，采用SFBC、Turbo编码的BER性能图。

其中仿真条件是：载频2GHz、***带宽10MHz、载波总数为1024、保护频带载波个数为423、导频载波数为12，信道模型为典型市区(TypicalUrban)、车速为120km/h、径数L＝6和步行者(Pedestrian)B、步行速度为3km/h、径数L＝6。

由图4可见，该实施例在导频开销2％(最小导频开销)的条件下，最高需要信噪比16dB，***的BER可以达到为零，相比于均匀分布的导频序列，在同等开销的前提下，性能提高4～8dB。

另外，在实际应用中可以根据***设计的要求，适当选取合理的导频开销，使***的性能接近理想信道估计的性能下界。

以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1、一种多天线多载波***的导频序列发送方法，其特征在于，该方法包括：

确定导频载波个数M并将导频载波分组，M不少于总发射天线数乘以信道多径数的积，并且M为总发射天线数的偶数倍，每组内导频载波的个数为总发射天线数的两倍，并且每组内导频载波交叉等间隔分布；

所有发射天线在相同的传输符号和导频载波上发送导频序列，其中不同发射天线的导频序列彼此等功率分布和相位正交。

2、根据权利要求1所述的多天线多载波***的导频序列发送方法，其特征在于，所述将导频载波分组包括：将导频载波分成G′＝M/2N_t组；每组内导频载波的个数2N_t，标识为{k_0+g2Nt，k_1+g2Nt，…，k_2Nt-2+g2Nt，k_2Nt-1+g2Nt}，g＝0，1，…G′；每组内导频载波交叉等间隔分布，满足 $k_{N_t+g2N_t}-k_{0+g2N_t}=...=k_{{2N}_t-1+g2N_t}-k_{N_t-1+g2N_t}=\frac{N}{2D},$ 其中总发射天线数为N_t，***总载波个数为N，D是决定导频载波位置检测的参数。

3、根据权利要求2所述的多天线多载波***的导频序列发送方法，其特征在于，所述D的取值使函数 $F\left(D\right)=\underset{d=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}(2+2\cos \mathrm{\π}\frac{d}{D})$ 的值最小，其中L是信道多径数。

4、根据权利要求1所述的多天线多载波***的导频序列发送方法，其特征在于，任意两根发射天线s、p的第k_i个导频载波上的导频符号的相位差为θ_i ^sp，其中 ${\mathrm{\θ}}_i^{\mathrm{sp}}=\frac{2\mathrm{\πi}(s-p)}{N_t},$ 总发射天线数为N_t。

5、一种多天线多载波***的导频序列发送***，其特征在于，该***包括：

导频载波个数确定及分组单元，用于确定导频载波个数M，并将导频载波分组，M不少于总发射天线数乘以信道多径数的积，并且M为总发射天线数的偶数倍，每组内导频载波的个数为总发射天线数的两倍，并且每组内导频载波交叉等间隔分布；

多个发射天线，用于在相同的传输符号和载波上发送导频序列，其中不同发射天线的导频序列彼此等功率分布和相位正交。

6、根据权利要求5所述的多天线多载波***的导频序列发送***，其特征在于，

所述导频载波个数确定及分组单元，用于将导频载波分成G′＝M/2N_t组，每组内导频载波的个数2N_t，标识为{k_0+g2Nt，k_1+g2Nt，…，k_2Nt-2+g2Nt，k_2Nt-1+g2Nt}，g＝0，1，…，G′；其中总发射天线数为N_t，***总载波个数为N；并且

每组内导频载波交叉等间隔分布，满足

$k_{N_t+g2N_t}-k_{0+g+2N_t}=...=k_{2N_t-1+g{2N}_t}-k_{N_t-1+g{2N}_t}=\frac{N}{2D},$ 其中D是决定导频载波位置检测的参数。

7、根据权利要求6所述的多天线多载波***的导频序列发送***，其特征在于，所述D的取值使函数 $F\left(D\right)=\underset{d=1}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}(2+2\cos \mathrm{\π}\frac{d}{D})$ 的值最小，其中L是信道多径数。

8、根据权利要求6所述的多天线多载波***的导频序列发送***，其特征在于，

任意两根发射天线s、p的第k_i个导频载波上的导频符号的相位差为θ_i ^sp，其中 ${\mathrm{\θ}}_i^{\mathrm{sp}}=\frac{2\mathrm{\πi}(s-p)}{N_t},$ 总发射天线数为N_t。

9、一种发射机，其特征在于，该发射机包括如权利要求5-8中任一项所述的导频序列发送***。

10、一种接收机，其特征在于，用于接收由权利要求5-8中任一项所述的导频序列发送***所发送的导频序列。

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