CN1823486B - 发送装置、接收装置、以及无线通信*** - Google Patents

Abstract

接收装置(32)的SINR估计装置(301)测量第一及第二解调信号(y₁、y₂)，并按每个信号序列计算SINR(信号功率与干扰功率和噪声功率之和的比率)。然后，传输参数确定装置(111)基于该SINR，按每个信号序列确定发送装置(31)进行传输控制时使用的传输参数(X_next)，并将其反馈给发送装置(31)。发送装置(31)的第一及第二映射装置(201-1、201-2)基于所反馈的传输参数(X_ctrl)，按每个信号序列控制多相调制数。

Description

发送装置、接收装置、以及无线通信***

技术领域

本发明涉及在具有多个天线的发送装置和具有多个天线的接收装置之间并行收发数据的无线通信***。

背景技术

参考图1来说明现有技术的无线通信***。图示的无线通信***由具有多个天线的发送装置21和具有多个天线的接收装置22构成。在图示的例子中，发送装置21具有两个天线，接收装置22具有两个天线。

发送装置21包括串行并行转换装置101、第一及第二映射装置201-1及201-2、第一及第二发送天线104-1及104-2。映射装置有两个，与发送天线相对应。

被提供到发送装置21中的比特串的输入信号d_in被输入到串行并行转换装置101中。串行并行转换装置101将输入信号d_in转换为与发送天线的个数相对应的第一及第二并行信号d₁、d₂。

第一及第二并行信号d₁、d₂分别被输入到第一及第二映射装置201-1及201-2中。第一及第二映射装置201-1及201-2在例如使用4相PSK作为多相调制数(multi-valued number)的情况下，为第一及第二并行信号(d₁、d₂)的每两比特分配一个符号。第一及第二映射装置201-1及201-2将第一及第二并行信号d₁、d₂分别转换为第一及第二发送信号s₁、s₂。第一及第二发送信号s₁、s₂分别通过第一及第二发送天线104-1、104-2而被发送给接收装置22。

接收装置22包括第一及第二接收天线105-1及105-2、信道估计装置106、解调装置108、第一及第二逆映射装置202-1及202-2、并行串行转换装置110。逆映射装置有两个，与发送天线相对应。

在第一及第二接收天线105-1、105-2中接收的第一及第二接收信号r₁、r₂是第一及第二发送信号s₁、s₂的合成波。

信道估计装置106例如使用称为导频信号的对于发送装置21和接收装置22双方均是已知的信号来计算信道矩阵H。该导频信号与第一及第二发送信号s₁、s₂分开，被单独从发送装置21发送到接收装置22。信道矩阵H是使第一及第二接收信号r₁、r₂和第一及第二发送信号s₁、s₂相关联，并可用下述式1表示的矩阵。

$r=\left(\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right)=\mathrm{Hs}+n---\left(1\right)$

其中，n₁、n₂是分别添加在第一及第二接收信号r₁、r₂上的第一及第二噪声信号。

信道估计装置106根据发送装置21所发送的导频信号和接收装置22所接收的导频信号来计算信道矩阵H，所述发送装置21所发送的导频信号和接收装置22所接收的导频信号对于接收装置22来说也是已知的。

第一及第二接收信号r₁、r₂被输入到解调装置108中。解调装置108从信道估计装置106接收信道矩阵H，然后利用信道矩阵H的逆矩阵H^-1并根据下述式2来得出第一及第二解调信号y₁、y₂。

$y=\left(\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2\end{array}\right)=H^{-1}r=s+H^{-1}n---\left(2\right)$

$=\left(\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right)+\frac{1}{\left|H\right|}\left(\begin{array}{cc}{h}_{22}& -h_{12}\\ -h_{21}& h_{11}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right)+\frac{1}{h_{11}{h}_{12}-h_{12}{h}_{21}}\left(\begin{array}{c}{h}_{22}{n}_1-h_{12}{n}_2\\ -h_{21}{n}_1+h_{11}{n}_2\end{array}\right)$

信道矩阵H的矩阵元素h_nm(n＝1，2；m＝1，2)会随时间动态变化，若认为矩阵元素之间的相关性很低，从而这些矩阵元素独立变化，则已知逆矩阵H^-1存在。当存在逆矩阵H^-1时，可根据以上方法进行解调。

第一及第二解调信号y₁、y₂分别被输入到第一及第二逆映射装置202-1、202-2中。第一及第二逆映射装置202-1、202-2通过与第一及第二映射装置201-1、201-2完全相反的步骤，将第一及第二解调信号y₁、y₂分别转换为第一及第二的比特串的再现并行信号

。即，在例如使用4相PSK作为多相调制数的情况下，一个符号的解调信号(y₁、y₂)被转换为两比特的再现并行信号。

第一及第二再现并行信号

被输入到并行串行转换装置110中。并行串行转换装置110将第一及第二再现并行信号

转换为输出信号d_out，并从接收装置22输出。

然而，在上述现有技术的无线***中，第一及第二解调信号y₁、y₂的信号功率与噪声功率之比(SNR)γ₁、γ₂分别用下述式3和式4进行表示。

${\mathrm{\γ}}_1=\frac{\left|s_1{|}^2\right|h_{11}{h}_{22}-h_{12}{h}_{21}{|}^2}{{{\mathrm{\σ}}_1}^2\left(\right|h_{22}{|}^2+{\left|h_{12}\right|}^2)}---\left(3\right)$

${\mathrm{\γ}}_2=\frac{\left|s_2{|}^2\right|h_{11}{h}_{22}-h_{12}{h}_{21}{|}^2}{{{\mathrm{\σ}}_2}^2\left(\right|h_{21}{|}^2+{\left|h_{11}\right|}^2)}---\left(4\right)$

其中，σ₁ ²、σ₂ ²表示噪声功率。若将作为时间函数的解调信号设为y(t)(省略下标。以下相同)，则可用k个采样时间并通过下述式5求出噪声功率σ²。

${\mathrm{\σ}}^2=\frac{1}{K}\underset{t=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\{y\left(t\right)-\frac{1}{K}\underset{t^{\′}=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}y\left(t^{\′}\right)\}}^2---\left(5\right)$

原本上述式5的右边是表示干扰功率和噪声功率之和的量，但在上述现有技术的无线通信***中，由于利用信道矩阵H的逆矩阵H^-1来解调第一及第二解调信号y₁、y₂，所以如上述式2所示，第一及第二解调信号y₁、y₂中不存在干扰信号分量。这是因为上述式2的第一解调信号y₁不依赖于第二发送信号s₂，第二解调信号y₂不依赖于第一发送信号s₁的原因。从而，上述式5的右边与噪声功率σ²相等。

这样，测定第一及第二解调信号y₁、y₂，并代入上述式5中，即可求出第一及第二噪声功率σ₁ ²、σ₂ ²。但通常，噪声功率σ²几乎由接收天线105所包含的放大器中所产生的噪声信号来确定。因此，若在相同的环境中使用同一类型的接收天线、同一类型的放大器，则可将关于第一及第二解调信号y₁、y₂的第一及第二噪声功率σ₁ ²、σ₂ ²视为相等(σ₁ ²＝σ₂ ²)。此外，由于噪声功率σ²并不紧随时间变化而变化，所以只要计算一次，就可将其看作己知的值(σ₁ ²＝σ₂ ²＝const.)。

此外，在无线通信***中，第一及第二发送信号的平方的时间平均|s₁|²、|s₂|²是已知的值，并且相等(|s₁|²＝|s₂|²＝const.)。

如上所述，在上述的现有技术的无线通信***中，求出信道矩阵H，就能够计算第一及第二解调信号y₁、y₂的第一及第二信噪比(SNR)γ₁、γ₂。

这里，假定动态变化的信道矩阵H的矩阵元素h_nm(n＝1，2；m＝1，2)例如是满足|h₂₂|²+|h₁₂|²＝2(|h₂₁|²+|h₁₁|²)的值。此时，γ₂＝2γ₁，从而可知第二解调信号y₂的SNR是第一解调信号y₁的SNR的两倍。这里，当第一解调信号y₁的SNR等于预定值时，第二解调信号y₂的SNR将会过大，从而在高效传输信息方面不见得有利。为了高效传输信息，有利的办法是适当控制多相调制数等的传输参数，从而将过大的SNR灵活应用到提高传输速率上。

现有技术中有基于以SNR等为代表的用于估计线路品质的物理量来控制传输参数的一些技术。例如公开了一种这样的技术，即：在由具有一个天线的发送装置和具有一个天线的接收装置构成的无线通信***中，基于误码率等的物理量来控制传输参数(参考日本专利文献特开昭57-155856号公报、特开2001-103041号公报)。此外，还公开了一种这样的技术，即：与具有发送同一信号的多个天线的发送装置进行通信的一个接收装置基于线路品质择一地选择发送装置的天线(参考日本专利文献特开2003-78480号公报)。

但是，在如本发明的对象那样的、在具有多个天线的发送装置和具有多个天线的接收装置之间并行收发数据的无线通信***中，基于线路品质来控制传输参数的技术至今没有被提出。

本发明的目的是提供一种无线通信***，该无线通信***并行收发数据，并由具有多个天线的发送装置和具有多个天线的接收装置构成，并基于线路品质来控制传输参数。

发明内容

在本发明中，接收装置测量解调信号，并按每个信号序列计算SINR(信号功率与干扰功率和噪声功率之和的比率)等用于估计无线线路品质的物理量。然后，基于该物理量，按每个信号序列确定发送装置进行传输控制时使用的传输参数，并将其反馈给发送装置。发送装置基于该传输参数，按每个信号序列控制传输。

另外，当接收装置估计出将发送装置并行发送的发送信号和接收装置接收的接收信号关联起来的信道矩阵，并基于此来进行接收信号的解调时，用于估计无线线路品质的物理量可以仅根据该信道矩阵来计算。

例如，解调信号的SNR(信号功率与噪声功率之比)可以仅根据信道矩阵来计算。在基于信道矩阵来进行解调时，由于解调信号中没有干扰信号分量，所以解调信号的SNR和SINR相等。

另外，在基于信道矩阵进行解调时，当假设了多个发送天线分别独立地发送信号时，也可以将由多个接收天线分别检测出的信号的SNR的总和视为解调信号的SNR或SINR。此量也可以仅根据信道矩阵来计算。

根据具有这种结构的本发明，能够在于具有多个天线的发送装置和具有多个天线的接收装置之间并行收发数据的***中，实现与线路品质相应的高效传输。

附图说明

图1是表示现有技术的无线通信***的结构的方框图；

图2是表示本发明第一实施方式的无线通信***的结构的方框图；

图3是表示使用4相PSK、8相PSK、16相PSK时的误码率的曲线图；

图4是表示本发明第二实施方式的无线通信***的结构的方框图；

图5是表示本发明第三实施方式的无线通信***的结构的方框图；

图6是表示本发明第四实施方式的无线通信***的结构的方框图；

图7是表示本发明第五实施方式的无线通信***的结构的方框图；

图8是表示本发明第六实施方式的无线通信***的结构的方框图。

具体实施方式

下面，参考附图详细说明本发明的实施方式。

(第一实施方式)

参考图2来说明本发明第一实施方式的无线通信***。图示的无线通信***由具有多个天线的发送装置31和具有多个天线的接收装置32构成。在图示的例子中，发送装置31具有两个天线，接收装置32具有两个天线。

发送装置31包括串行并行转换装置101、第一及第二映射装置201-1及201-2、第一及第二发送天线104-1及104-2。映射装置有两个，与发送天线相对应。

发送装置31除了下述的一个方面之外，与图1所示的现有技术的发送装置21相同。所述的一个方面是指由第一及第二映射装置201-1及201-2从接收装置32接收传输参数控制信号X_ctrl，并基于传输参数控制信号X_ctrl来适当地控制作为传输参数的多相调制数。为此，发送装置31具有两个接收天线105-3、1045-4和接收电路72。

假定第一及第二映射装置201-1及201-2例如使用4相PSK来为第一及第二并行信号(d₁、d₂)的每两比特分配一个符号，从而将第一及第二并行信号d₁、d₂分别转换为第一及第二发送信号s₁、s₂。或者此时，第一及第二映射装置201-1及201-2基于在接收电路72中接收的传输参数控制信号X_ctrl，例如使用8相PSK来为第一及第二并行信号(d₁、d₂)的每三比特分配一个符号，从而将第一及第二并行信号d₁、d₂分别转换为第一及第二发送信号s₁、s₂。

该传输参数控制信号X_ctrl是将接收装置32的传输参数确定装置111的输出，即下一次传输参数控制信号X_next反馈而得的信号。反馈例如被包含在从接收装置32向发送装置31发送的信号的主信号或控制信号中进行。因此，接收装置32具有发送电路71和两个发送天线104-3、104-4。

接收装置32包括接收天线105、信道估计装置106、传输参数估计装置107、解调装置108、第一及第二逆映射装置202-1及202-2、并行串行转换装置110、SINR估计装置301、传输参数确定装置111。逆映射装置有两个，与发送天线相对应。

接收装置32与图1所示的现有技术的接收装置22相比，新增加了传输参数估计装置107、SINR估计装置301、以及传输参数确定装置111。而且，不同的是，由第一及第二逆映射装置202-1及202-2从传输参数估计装置107接收传输参数估计信号X_est，并基于该传输参数估计信号X_est将第一及第二解调信号y₁、y₂转换为再现并行信号。这些以外的部分与图1所示的现有技术的接收装置22相同。

传输参数估计装置107从第一及第二接收信号r₁、r₂中估计传输参数。在本实施方式中是估计多相调制数。传输参数例如可通过解调附属于主信号的控制信号来获得，或者通过从第一及第二接收信号r₁、r₂的波形进行估计来获得。在本发明中需要传输参数估计装置的原因是，由于在发送装置一侧适当改变传输参数，所以需要在进行逆映射以至解码的接收装置一侧知道被改变了的传输参数。

第一及第二逆映射装置202-1及202-2从传输参数估计装置107接收传输参数估计信号X_est，并基于该传输参数估计信号X_est将第一及第二解调信号y₁、y₂转换为再现并行信号。例如，假定传输参数估计信号X_est指示了使用8相PSK。此时，将第一及第二解调信号y₁、y₂转换为再现并行信号，使得一个符号的第一及第二解调信号(y₁、y₂)变为三比特的再现并行信号。

SINR估计装置301基于第一及第二解调信号y₁、y₂来计算信号功率与干涉功率和噪声功率之和的比率(SINR)，并将计算的SINR发送给传输参数确定装置111。若将作为时间函数的解调信号设为y(t)(省略下标。以下相同)，则SINR可用k个采样时间如下述式6那样表示。

$\mathrm{SINR}={\left\{\frac{1}{K}\underset{t=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}y\left(t\right)\right\}}^2/\frac{1}{K}\underset{t=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\{y\left(t\right)-\frac{1}{K}\underset{t^{\′}=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}y\left(t^{\′}\right)\}}^2---\left(6\right)$

SINR估计装置301关于第一及第二解调信号y₁、y₂求出所述SINR。在本实施方式中，由于利用信道矩阵H的逆矩阵H^-1来解调第一及第二解调信号y₁、y₂，所以如上述式2所示，第一及第二解调信号y₁、y₂中不存在干扰信号分量(即，上述式2的第一解调信号y₁不依赖于第二发送信号s₂，第二解调信号y₂不依赖于第一发送信号s₁)。因此在本实施方式的情况下，通过上述式6计算的SINR等于SNR。当然，在利用其他解调方法(例如，最大似然序列估计法、干扰抵消器(interferencecanceller))时，SINR未必与SNR相等。

传输参数确定装置111从SINR估计装置301接收关于第一及第二解调信号y₁、y₂的SINR，基于该SINR确定下一次传输中的传输参数，并输出下一次传输参数控制信号X_next。该下一次传输参数控制信号X_next被从发送电路71经由两个发送天线104-1、104-2向发送装置31发送。

在无线通信中，为了进行信道估计或控制信号的发送等，通常进行时隙化或帧化。传输参数也按照单时隙或帧的单位、或者多时隙或帧的单位进行控制。因此，“下一次”是指下一个单(多)帧或时隙。

如上所述，下一次传输参数控制信号X_next被反馈到发送装置31(通过两个接收天线105-3、105-4而被接收电路72接收)，并作为传输参数控制信号X_ctrl而被输入到第一及第二映射装置201-1及201-2中。

下面，举具体例子来说明传输参数确定装置111的操作。

假定第一及第二发送信号s₁、s₂的多相调制数均为4相PSK，在SINR估计装置301中计算出的第一解调信号y₁的SINR为7.4dB，第二解调信号y₂的SINR为17.4dB。这里，若将预期的线路品质设为1％的误码率，则从图3中可知，对于第一发送信号s₁，4相PSK就很稳妥，而对于第二发送信号s₂，可采用16相PSK。因此，传输参数确定装置111输出用于指定对于第一及第二发送信号s₁、s₂分别使用4相PSK、16相PSK的下一次传输参数控制信号X_next。

通过上述，在第一发送信号s₁中每一个符号能够发送两比特的数据，在第二发送信号s₂中每一个符号能够发送四比特的数据，从而与固定为4相PSK的时候相比，可在满足预期的线路品质的情况下实现高效传输。

(第二实施方式)

参考图4来说明根据本发明第二实施方式的无线通信***。图示的无线通信***包括具有多个天线的发送装置51和具有多个天线的接收装置52。在图示的例子中，发送装置51具有两个天线，发送装置52具有两个天线。

发送装置51与图2的第一实施方式的发送装置31相同。

接收装置52与图2的第一实施方式的接收装置32相比，不同之处仅在于设置SNR估计装置501来代替SINR估计装置301这一点上。

SNR估计装置501不象SINR估计装置301那样将第一及第二解调信号y₁、y₂作为输入，而是将信道估计装置106的输出、即信道阵列H作为输入来计算SNR。

本来，用于估计线路品质的物理量优选SINR，但如上述那样，在通过信道矩阵H的逆矩阵H^-1的解调处理中，由于第一及第二解调信号y₁、y₂中没有干扰信号(即，由于上述式2的第一解调信号y₁不依赖于第二发送信号s₂，第二解调信号y₂不依赖于第一发送信号s₁)，所以SINR等于SNR。

SNR估计装置501基于上述式3和式4，从信道矩阵H计算出第一及第二解调信号y₁、y₂的SNR(如上所述，σ₁ ²＝σ₂ ²＝const.，|s₁|²＝|s₂|²＝const.，因此均为已知的值)。计算出的SNR被输出给传输参数确定装置111。

下面，举具体例子来说明传输参数确定装置111的操作。

当由信道估计装置106估计出例如|h₁₁|²＝1、|h₁₂|²＝0.5、|h₂₁|²＝2、|h₂₂|²＝0.5的信道矩阵H，并由SNR估计装置501基于此计算SNR时，γ₁＝3γ₂。这里，假设第二SNRγ₂为7.4dB，则第一SNRγ₁约为12.1dB。从图3可知，为了以4相PSK获得误码率为1％的线路品质，7.4dB的SNR即可。因此，当预期的线路品质为1％的误码率时，对于第二发送信号s2，4相PSK就很稳妥。但是，由于在使用8相PSK的情况下，能够以12dB的SNR实现误码率为1％的线路品质，从而可知对于第一发送信号s₁即使使用8相PSK也能够满足预期的线路品质。因此，传输参数确定装置111输出在第一发送信号s₁中使用8相PSK，在第二发送信号s₂中使用4相PSK来作为下一次的传输参数那样的下一次传输参数控制信号X_next。发送装置51在下一次的传输中，以8相PSK传输第一发送信号s₁，以4相PSK传输第二发送信号s₂。由此，与一直都使用4相PSK的时候相比，有望实现高速传输。

(第三实施方式)

参考图5来说明本发明第三实施方式的无线通信***。图示的无线通信***包括具有多个天线的发送装置61和具有多个天线的接收装置62。在图示的例子中，发送装置61具有两个天线，接收装置62具有四个天线。

发送装置61与图2所示的第一实施方式的发送装置31及图4所示的第二实施方式的发送装置51相同。

接收装置62与图2的第一实施方式的接收装置32、或者图4所示的第二实施方式的发送装置52相比，在以下两点上不同。

一点是，由于接收天线105为四个而带来的不同，信道估计装置106求出下述式7中示出的4×2的信道矩阵H，并将其输出给解调装置108。

$r=\left(\begin{array}{c}{r}_1\\ r_2\\ r_3\\ r_4\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\\ h_{31}& h_{32}\\ h_{41}& h_{42}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_3\\ n_4\end{array}\right)=\mathrm{Hs}+n---\left(7\right)$

在将所述4×2的信道矩阵H也视为矩阵元素彼此之间的相关性很低，从而这些矩阵元素独立变化的情况下，将H^H设为信道矩阵H的复共轭转置矩阵时，可知存在H⁺＝(H^HH)^-1H^H的矩阵(Moore-Penrosegeneralized inverse：穆尔-彭罗斯广义逆阵)，从而可根据以下的方法来进行解调。

如下述式8所示，解调装置108利用该矩阵H⁺从第一至第四接收信号r₁、r₂、r₃、r₄获得第一及第二解调信号y₁、y₂。

$y=\left(\frac{y_1}{y_2}\right)=H^{+}r=s+H^{+}n=\left(\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\end{array}\right)+H^{+}\left(\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ n_3\\ n_4\end{array}\right)---\left(8\right)$

另一点是，设置收发天线间SNR估计装置601来代替图2所示的第一实施方式的SINR估计装置301或图4所示的第二实施方式的SNR估计装置501这一点。

收发天线间SNR估计装置601与图4所示的第二实施方式的SNR估计装置501一样，从信道估计装置106接收信道矩阵H。收发天线间SNR估计装置601利用此信道矩阵H并通过下述式9来计算下述的SNR，该SNR是在认为第一至第四接收天线105-1～105-4分别单独接收第一及第二接收信号s₁、s₂的情况下的SNR。

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{nm}}=\frac{{\left|h_{\mathrm{nm}}\right|}^2|s_m{|}^2}{{{\mathrm{\σ}}_n}^2}(n=\mathrm{1,2,3,4};m=\mathrm{1,2})---\left(9\right)$

这里，将发送第一发送信号s₁的天线设为第一发送天线104-1，将发送第二发送信号s₂的天线设为第二发送天线104-2，将检测第一接收信号y₁的天线设为第一接收天线105-1，将检测第二接收信号y₂的天线设为第二接收天线105-2，将检测第三接收信号y₃的天线设为第三接收天线105-3，将检测接收信号y₄的天线设为第四接收天线105-4。由第一发送天线104-1发送第一发送信号s₁，由第一接收天线105-1接收了此第一发送信号s₁时的该信号的SNR为γ₁₁，由第二接收天线105-2接收了此第一发送信号s₁时的该信号的SNR为γ₂₁，由第三接收天线105-3接收了此第一发送信号s₁时的该信号的SNR为γ₃₁，由第四接收天线105-4接收了此第一发送信号s₁时的该信号的SNR为γ₄₁。此外，由第二发送天线104-2发送第二发送信号s₂，由第一接收天线105-1接收了此第二发送信号s₂时的该信号的SNR为γ₁₂，由第二接收天线105-2接收了此第二发送信号s₂时的该信号的SNR为γ₂₂，由第三接收天线105-3接收了此第二发送信号s₂时的该信号的SNR为γ₃₂，由第四接收天线105-4接收了此第二发送信号s₂时的该信号的SNR为γ₄₂。

此外，如上所述，由于σ₁ ²＝σ₂ ²＝σ₃ ²＝σ₄ ²＝const.，|s₁|²＝|s₂|²＝const.，均为已知的值，所以只要求出信道矩阵H，就能够计算SNRγ_nm。

收发天线间SNR估计装置601将如上求出的γ_nm输出给传输参数确定装置111。

传输参数确定装置111从收发天线间SNR估计装置601接收SNRγ_nm。例如，假定所接收的SNRγ_nm有γ₁₁＞γ₂₁＞γ₃₁＞γ₄₁以及γ₁₂＞γ₂₂＞γ₃₂＞γ₄₂的关系。此时，例如对于第一及第二发送信号s₁、s₂的每一个选择两个最大的SNR，并将所选的SNR相加而得的值视为第一及第二解调信号y₁、y₂的SNR。即，第一及第二解调信号y₁、y₂的SNR分别为γ₁＝γ₁₁+γ₂₁以及γ₂＝γ₁₂+γ₂₂。传输参数确定装置111基于在此获得的SNRγ₁、γ₂，与第一实施方式、第二实施方式同样地选择适当的传输参数，并输出下一次传输参数控制信号X_next。由此，有望实现高效率的传输。

(第四实施方式)

参考图6来说明本发明第四实施方式的无线通信***。图示的无线通信***由具有多个天线的发送装置11和具有多个天线的接收装置12构成。在图示的例子中，发送装置11具有M个天线，接收装置12具有N个天线。

本实施方式是以图2所示的第一实施方式的无线通信***为基础，力求一般化的实施方式。

与图2所示的第一实施方式的无线通信***相比，有以下不同点：各装置因天线数的变化而有所改变；在发送装置11中设置编码装置102；代替逆映射装置202而设置解码装置109；解调装置108的解调方法被一般化；以及将计算用于估计线路品质的物理量的功能一般化，并使发送参数确定装置111具有该功能，从而省略了SINR估计装置301。

下面，将留意上述不同点来说明本实施方式的无线通信***。

串行并行转换装置101将比特串的输入信号d_in转换为与发送天线104的个数M相等数目的第一至第M并行信号d₁～d_M。编码装置102接收传输参数控制信号X_ctrl，并基于此对第一至第M并行信号d₁～d_M进行纠错编码，输出第一至第M纠错编码信号c₁～c_M。此时，编码装置102基于传输参数控制信号X_ctrl来控制纠错编码的结构和编码率。

映射装置103接收传输参数控制信号X_ctrl，并基于此将第一至第M纠错编码信号c₁～c_M分别转换为第一至第M发送信号s₁～s_M。例如，在多相调制数为4相PSK的情况下，映射装置103针对两比特的输入，输出一个符号。在多相调制数为8相PSK的情况下，映射装置103针对三比特的输入，输出一个符号。此时，映射装置103基于传输参数控制信号X_ctrl来控制多相调制数。

传输参数控制信号X_ctrl是将作为传输参数确定装置111的输出的下一次传输参数控制信号X_next反馈而得的信号。第一至第M发送信号s₁～s_M分别通过第一至第M发送天线104-1～104-M而被发送给接收装置12。

由第一至第N发送天线105-1～105-N检测的第一至第N接收信号r₁～r_N成为传输参数估计装置107、解调装置108的输入。

如上所述，信道估计装置106例如使用导频信号计算下述式10的N×M的信道矩阵H。

传输参数估计装置107从第一至第N接收信号r₁～r_N估计传输参数。解调装置108以信道矩阵H和第一至第N接收信号r₁～r_N，以及来自传输参数估计装置107的传输参数估计信号X_est为输入，生成第一至第M解调信号y₁～y_M。作为解调方法，与第一至第三实施方式一样，首先可以例举利用信道矩阵H的解调。在此情况下，解调装置108如下述式11那样生成第一至第M解调信号y₁～y_M。其中，H⁺＝(H^HH)^-1H^H(N≥M)，H⁺＝H^H(H^HH)^-1(N≤M)。

$y=\left(\begin{array}{c}{y}_1\\ y_2\\ .\\ .\\ .\\ y_M\end{array}\right)=H^{+}r=s+H^{+}n=\left(\begin{array}{c}{s}_1\\ s_2\\ .\\ .\\ .\\ s_M\end{array}\right)+H^{+}\left(\begin{array}{c}{n}_1\\ n_2\\ .\\ .\\ .\\ n_N\end{array}\right)---\left(11\right)$

作为其他的解调方法，可以例举出最大似然序列估计法、干扰抵消器等。在这些的情况下，解调中需要传输参数估计信号X_est。解调装置108根据传输参数估计信号X_est来控制在最大似然序列估计法中生成复制信号以及在干扰抵消器中生成复制信号等时的传输参数。

解码装置109基于传输参数估计信号X_est，将第一至第M解调信号y₁～y_M转换为第一至第M再现并行信号

...

解码装置109可以使用MAP解码器、软判决维持比解码器等。例如当从第一至第M解调信号y₁～y_M利用比特似然比进行解调时，由于需要第一至第M发送信号s₁～s_M所受的信道变化，所以解码装置109从信道估计装置106接收信道矩阵H。

并行串行转换装置110将第一至第M再现并行信号

...

转换为输出信号d_out，并将其从接收装置12输出。

传输参数确定装置111使用第一至第M解调信号y₁～y_M来评估线路品质。例如，传输参数确定装置111计算上述式6所示的SINR，评估线路品质。传输参数确定装置111基于此，确定用于下一次传输的传输参数，并输出下一次传输参数控制信号X_next。下一次传输参数控制信号X_next被反馈给发送装置11。

在本实施方式中，传输参数使用了诸如4相PSK、8相PSK等的多相调制数、以及纠错编码中的编码率或编码语言结构等，但除此之外，在频谱扩散通信方式中可以列举出扩散率、调频图，在多载波通信中可以例举出载波数或发送功率分配等。

在第二及第三实施方式中，只对在接收装置52、62中设置计算用于估计线路品质的物理量的装置(SNR估计装置501、收发天线间SNR估计装置601)和传输参数确定装置111的方式进行了说明。然而，如果从发送装置51、61向接收装置52、62的信道矩阵(即，将从发送装置51、61发送的信号和在接收装置52、62检测到的该信号关联起来的矩阵)与从接收装置52、62向发送装置51、61的信道矩阵(即，将从接收装置52、62发送的信号和在发送装置51、61检测到的该信号关联起来的矩阵)相同，则在发送装置51、61中也能够估计从发送装置51、61向接收装置52、62的信道矩阵。

(第五实施方式)

参考图7来说明本发明第五实施方式的无线通信***。图示的无线通信***，除了在发送装置51A中增加了信道估计装置106、SNR估计装置501、以及传输参数确定装置111，并从接收装置52A中删除了SNR估计装置501和传输参数确定装置111这一点之外，具有与图4所示的无线通信***相同的结构。

另外，虽然图7中没有示出，但发送装置51A具有用于接收从接收装置52A发送来的发送信号的两个天线，在这两个天线接收的接收信号被提供给信道估计装置106。

具有这种结构的无线通信***可获得与图4所示的第二实施方式的无线通信***相同的效果。在此情况下，由于可以不从接收装置52A向发送装置51A反馈下一次传输参数控制信号X_next，所以可以节约无线资源。这是因为用于估计此情况下的线路品质的物理量(SNR)只通过信道矩阵就可以计算，而无需测量解调信号。

(第六实施方式)

参考图8来说明本发明第六实施方式的无线通信***。图示的无线通信***，除了在发送装置61A中增加了信道估计装置106、收发天线间SNR估计装置601、以及传输参数确定装置111，并从接收装置62A中删除了收发天线间SNR估计装置601和传输参数确定装置111的这一点之外，具有与图5所示的无线通信***相同的结构。

另外，虽然图8中没有示出，但发送装置61A具有用于接收从接收装置62A发送来的发送信号的两个天线，在这两个天线接收的接收信号被提供给信道估计装置106。

具有这种结构的无线通信***可获得与图5所示的第三实施方式的无线通信***相同的效果。在此情况下，由于可以不从接收装置62A向发送装置61A反馈下一次传输参数控制信号X_next，因而可以节约无线资源。这是因为用于估计此情况下的线路品质的物理量(SNR)只通过信道矩阵就可以计算，而无需测量解调信号。

Claims (20)

1.一种接收装置(52、62)，通过多个接收天线(105-1～105-2；105-1～105-4)接收从发送装置(51；61)通过多个发送天线(104-1、104-2)并行发送的发送信号(s₁、s₂)，并估计将发送信号(s₁、s₂)和接收信号(r₁、r₂；r₁～r₄)关联起来的信道矩阵(H)，从而基于该信道矩阵进行解调，所述接收装置的特征在于，包括：

计算单元(501；601)，仅基于所述信道矩阵(H)，按每个信号序列计算用于估计无线线路品质的物理量；

确定单元(111)，基于由所述计算单元计算的物理量来评估无线线路品质，并按每个信号序列确定由所述发送装置进行的下一次传输中的传输参数(X_next)；

发送单元(71)，向所述发送装置发送由所述确定单元确定的传输参数；以及

检测单元(107)，从所述接收信号按每个信号序列检测传输参数的变化。

2.如权利要求1所述的接收装置，其中，所述物理量是解调信号的SNR。

3.如权利要求1所述的接收装置，其中，当假设所述多个发送天线分别独立地发送信号时，所述物理量是所述多个接收天线分别检测出的信号的SNR的总和。

4.如权利要求3所述的接收装置，其中，所述物理量是具有较大值的一个或多个所述SNR的总和。

5.如权利要求1至4中任一项所述的接收装置，其中，所述传输参数是映射中的多相调制数。

6.一种无线通信***，包括：发送装置(51、61)，通过多个发送天线(104-1、104-2)并行发送发送信号(s₁、s₂)；和接收装置(52；62)，通过多个接收天线(105-1～105-2；105-1～105-4)接收所述发送信号(s₁、s₂)，并估计将发送信号(s₁、s₂)和接收信号(r₁、r₂；r₁～r₄)关联起来的信道矩阵(H)，从而基于该信道矩阵进行解调；所述无线通信***的特征在于，

所述接收装置包括：

计算单元(501；601)，仅基于所述信道矩阵(H)，按每个信号序列计算用于估计无线线路品质的物理量；

确定单元(111)，基于由所述计算单元计算的物理量来评估无线线路品质，并按每个信号序列确定由所述发送装置进行的下一次传输中的传输参数(X_next)；

发送单元(71)，向所述发送装置发送由所述确定单元确定的传输参数；以及

检测单元(107)，从所述接收信号按每个信号序列检测传输参数的变化，

所述发送装置包括：

接收单元(72)，接收由所述确定单元发送的所述传输参数；和

基于由所述接收单元接收的所述传输参数，按每个信号序列控制传输的单元(201-1、201-2)。

7.如权利要求6所述的无线通信***，其中，所述物理量是解调信号的SNR。

8.如权利要求6所述的无线通信***，其中，当假设所述多个发送天线分别独立地发送信号时，所述物理量是所述多个接收天线分别检测出的信号的SNR的总和。

9.如权利要求8所述的无线通信***，其中，所述物理量是具有较大值的一个或多个所述SNR的总和。

10.如权利要求6至9中任一项所述的无线通信***，其中，所述传输参数是映射中的多相调制数。

11.一种发送装置(51A；61A)，通过多个发送天线(104-1、104-2)向通过多个接收天线(105-1、105-2；105-1～105-4)进行接收的接收装置(52A；62A)并行发送数据，所述发送装置被用于下述的无线通信***中，即：在该无线通信***中，将该发送装置发送的信号与所述接收装置检测出的该信号关联起来的信道矩阵和将所述接收装置发送的信号与所述发送装置检测出的该信号关联起来的信道矩阵相同，

所述发送装置的特征在于，包括：

估计单元(106)，估计所述信道矩阵；

计算单元(501；601)，仅基于所述信道矩阵，按每个信号序列计算用于估计无线线路品质的物理量；

确定单元(111)，基于由所述计算单元计算的物理量来评估无线线路品质，并按每个信号序列确定下一次传输中的传输参数；以及

基于由所述确定单元确定的传输参数，按每个信号序列进行传输控制的单元(201-1、201-2)。

12.如权利要求11所述的发送装置，其中，所述物理量是所述接收装置的解调信号的SNR。

13.如权利要求11所述的发送装置，其中，当假设所述多个发送天线分别独立地发送信号时，所述物理量是所述多个接收天线分别检测出的信号的SNR的总和。

14.如权利要求13所述的发送装置，其中，所述物理量是具有较大值的一个或多个所述SNR的总和。

15.如权利要求11至14中任一项所述的发送装置，其中，所述传输参数是映射中的多相调制数。

16.一种无线通信***，包括：发送装置(51A；61A)，通过多个发送天线(104-1、104-2)并行发送发送信号(s₁、s₂)；接收装置(52A；62A)，通过多个接收天线(105-1～105-2；105-1～105-4)接收所述发送信号(s₁、s₂)，在所述无线通信***中，将所述发送装置发送的信号与所述接收装置检测出的该信号关联起来的信道矩阵(H)和将所述接收装置发送的信号与所述发送装置检测出的该信号关联起来的信道矩阵(H)相同，所述无线通信***的特征在于，

所述发送装置包括：

估计单元(106)，估计所述信道矩阵；

计算单元(501；601)，仅基于所述信道矩阵，按每个信号序列计算用于估计无线线路品质的物理量；

确定单元(111)，基于由所述计算单元计算的物理量来评估无线线路品质，并按每个信号序列确定下一次传输中的传输参数；以及

基于由所述确定单元确定的传输参数，按每个信号序列进行传输控制的单元(201-1、201-2)，

所述接收装置包括：

在从所述发送装置接收的信号中，按每个信号序列检测所述传输参数的变化的单元(107)。

17.如权利要求16所述的无线通信***，其中，所述物理量是所述接收装置的解调信号的SNR。

18.如权利要求16所述的无线通信***，其中，当假设所述多个发送天线分别独立地发送信号时，所述物理量是所述多个接收天线分别检测出的信号的SNR的总和。

19.如权利要求18所述的无线通信***，其中，所述物理量是具有较大值的一个或多个所述SNR的总和。

20.如权利要求16至19中任一项所述的无线通信***，其中，所述传输参数是映射中的多相调制数。

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