CN1816030A - 正交频分复用***中估计和补偿频率偏差的方法和装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种OFDM通信***中的频率偏差估计和补偿的方法和装置，方法步骤包括：通过映射查表法简化原有的一系列的三角函数的计算，旋转相位的范围只需考虑[0：+π]；在对OFDM符号作相位补偿时，调节符号位当旋转相位在第三，四象限；根据实际应用所要求的精度对整个相位范围线性等分；根据等分的粗细确定补偿因子表的大小。装置包括：帧同步器，载波频偏估计器，去CP器，补偿因子表器，载波频偏补偿器，通过每一帧计算出的旋转相位值进行查表得到相应的补偿因子，并对一帧中的每个OFDM码进行频偏补偿，以实现频率同步。本发明利用映射查表方案，解决了现有的最大似然估算法中三角函数不能在FPGA中实现的缺点。

Description

正交频分复用***中估计和补偿频率偏差的方法和装置

技术领域

本发明涉及通信技术，特别是一种正交频分复用通信***中采用训练序列估计和补偿频率偏差的方法和装置。

背景技术

正交频分复用通信***(以下简称OFDM：即Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是一种特殊的多载波调制技术，其传送数据的基本原理是把数据流分成几个并行的比特流，并将每个这样的数据流调制在单个载波上。

OFDM的主要缺陷之一是对载波频率偏移的灵敏度，对于多载波***来说，载波频率的偏移会导致子信道之间产生干扰，OFDM***内存在多个正交子载波，其输出信号是多个子信道信号的叠加。对于要求子载波保持严格同步的正交频分复用***来说，载波的频率偏移所带来的影响更加严重，而且如果不采取措施对这种ICI(Inter Channel Interference：信道间干扰)加以克服，会对***性能带来非常严重的地板效应，即无论怎样增加信号的发射功率，也不能显著地改善***的性能。

由于发送端和接收端的载波频率存在偏差，每一个在时间t的信号样本都包含未知的相位因子e^j2πΔfci，其中Vf_c是未知的载波频率偏差．为了不破坏子载波之间的正交性，在接收端进行FFT变换之前，必须对这个未知的相位因子进行估计和补偿。

在现有的有关定时和频偏估计的方法包括两类：第一类是数据辅助估计，即基于导频符号；另一类是非数据辅助，即盲估计，它利用OFDM信号的结构，例如802.11.a标准中帧结构所定义的10个重复的短训练符，2个重复的长训练符以及每一个OFDM符号前面所加上的循环前缀(CP)，可以充分利用其良好的相关特性进行定时和频偏估计。

现有的联合定时和频偏估计方法，其中估计频偏时可以用到定时估计时曾使用的计算过程，简化了整个装置的设计。通过最大似然估算器，即利用两个连续重复的训练符号来实现频率偏移的估计，在Juha Heiskala和John Terry《802.11a无线局域网》一书中给出了如下的推导：

发送信号为s_n，通频带信号y_n的复杂基带模型为

$y_n=s_n{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{tx}}n{T}_s}$

其中f_tx为发送载波频率。在接收机对载波频率f_tx的信号进行降频转换之后，接收的复杂基带信号r_n在忽略瞬时的噪声情况下为

$r_n=s_n{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{tx}}n{T}_s}{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{tx}}n{T}_s}$

$=s_n{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_s}$

其中f_Δ＝f_tx-f_tx是发送和接收载波的频差，D为两个重复训练符号的相同取样之间的延时，L为训练符号的长度。

$z=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{r}_{n+D}^{*}$

$=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_n{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_s}{\left(s_{n+D}{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}(n+D)T_s}\right)}^{*}$

$=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{s}_n{s}_{n+D}^{*}{e}^{j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}n{T}_s}{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}(n+D)T_s}$

$=e^{-j2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{\Δ}}D{T}_s}\underset{n=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|s_n\right|}^2$

由此可得到载波频率偏差 $f_{\mathrm{\Δ}}=-\frac{1}{2\mathrm{\πD}{T}_s}\∠z$ 接着可对OFDM符号进行载波频率偏差补偿，假设每个OFDM符号是64点，其式为

$\tilde{c}\left(n\right)=c\left(n\right)\exp \left[j2\mathrm{\π}\frac{f_{\mathrm{\Δ}}\mathrm{Tn}}{64}\right]$ (n＝0，1，2...，62，63)

这个方法的适用范围决定了频率偏移可以估计的程度，这个范围直接和重复符号的长度有关，z的形式为-2πf_ΔDT_s，定义在[-π，+π]范围内，因而频率偏差的绝对值必须小于或等于下面的临界值，即z的旋转角度比π小

$\left|f_{\mathrm{\Δ}}\right|\≤\frac{\mathrm{\π}}{2\mathrm{\πD}{T}_s}=\frac{1}{2D{T}_s}$

允许的最大频率误差通常利用子载波间隔f_s进行归一化，如延时D等于符号长度，则

$\frac{1}{2D{T}_s}=\frac{1}{2}{f}_s$

因此频率误差至多为子载波间隔的一半。此现有的最大似然估算器由于需要通过实时的相关运算计算出载波频率偏差，并对每一个OFDM符号作相应的相位补偿。为了便于理解，以下举例说明：

假设                z＝a+bj             (1)

得到 $\∠z=\arctan \left(\frac{b}{a}\right)---\left(2\right)$

由于 $f_{\mathrm{\Δ}}=-\frac{1}{2\mathrm{\πD}{T}_s}\∠z---\left(3\right)$ 和 $\tilde{c}\left(n\right)=c\left(n\right)\exp \left[j2\mathrm{\π}\frac{f_{\mathrm{\Δ}}\mathrm{Tn}}{64}\right]$ (n＝0，1，...，62，63)       (4)

将(3)式代入(4)式并展开可得到补偿后的结果：

在OFDM通信***的接收方，接收到的复数数据流(包括独立的实部和虚部数据流)分别输入延迟自相关运算器和与本地已知训练符自相关运算器，输出的两个相关运算结果经归一化后输入阈值判断器来确定时间同步，当OFDM的一帧被同步到后，根据现有的最大似然估计方法，帧同步时的延迟自相关器输出的实部和虚部(a和b)可用来估计相位的旋转和进一步载波频率的偏差。

由于FPGA(Field Programmable Gate Arrays，：现场可编程门阵列)是基于大规模逻辑单元的硬件器件，可用于产生复杂的用户逻辑，但三角函数(例如正弦，余弦，反正切)在FPGA中不能被直接实现，使得上述载波频率估计和补偿的方法，即已得到的实部a和虚步b输入相位计算器，输出旋转的相位值∠z(需要用到反正切函数)再输入频偏补偿器可得到补偿后的复数结果(需要用到正弦函数，余弦函数)不能直接被设计成一个可用于FPGA上的特定装置。为了解决上述问题，需要设计一种新的方法，使得在FPGA上可实现该方法的装置能被比较容易的开发出，从而在硬件上实现载波频率偏差的估计和补偿。

发明内容

本发明的目的是利用在OFDM帧同步时已计算出的延迟自相关的结果(a和b)进行旋转相位的估计并对OFDM符号补偿，提供了具有在FPGA上可实现的载波频率偏差的估计和补偿的方法和装置。

为了实现上述目的，本发明通过映射查表法简化了原有的一系列的三角函数的计算，由于旋转相位的范围是[-π：+π]，[-π：0]的余弦值与[0：+π]的余弦值一样，即cos(-θ)＝cosθ，[-π：0]的正弦值是[0：+π]正弦值的取反，即sin(-θ)＝-sinθ。所以旋转相位的范围只需考虑[0：+π]，即第一，二象限的角度，在对OFDM符号作相位补偿时，根据上述三角函数关系式，调节符号位当旋转相位在第三，四象限，由于旋转的相位是任意的，可根据实际应用所要求的精度对整个相位范围线性等分，即在[0：π]之间m等分，其中m由精度决定，m越大，等分的越细，近似误差也就越小，但随着等分数目的增多，相应的校正因子表变大，消耗了更多FPGA内部的存储器资源，例如当m为64时，线性等分的相位为0，

...， π，而当m为128时，线性等分的相位为0，

π，近似误差减小一半，但校正因子表增大了一倍；任意的旋转相位近似为最接近的等分相位，按三角函数的特性，线性等分相位的正切值是非线性等分的，根据等分的粗细可以确定补偿因子表的大小。

本发明所提供的载波频率偏差估计和补偿的装置包括：绝对值器，为处理方便，节省FPGA LE(LOGIC ELEMENT)资源，暂时忽略实部和虚部数据的符号，取它们的绝对值，数据以二进制形式表示，并根据它们的符号，设置相应的象限标志位；相位限制器，根据绝对值器的输出，为节省FPGA资源，暂时进一步限定旋转的相位在

即其正切值不大于1，当虚部数据大于实部数据时，互换虚部和实部数据，设置相应的虚实标志位；分子分母移位器，根据相位限制器的输出，分子(虚部数据)小于分母(实部数据)，把分母的二进制数左移至最高位不为0，分子的二进制数同时左移相同位数，把分子的高2t位和分母的高t位送入除法器，根据对后面除法器精度的需求适当选择t的长度，这样以损失一些计算精度为代价(可容忍的)，简化了随后所使用的除法器的复杂度，以达到节省FPGA资源的效果(注：除法器的使用会消耗大量FPGA的LE，并随除数和被除数长度的增加而增加)；除法器，根据分子分母移位器的输出，虚部数据除以实部数据，得到一个不大于1的商，以t位二进制数据表示；地址映射器，根据除法器的输出以及相应的象限标志位和虚实标志位确定补偿因子存储器的地址；补偿因子存储器，根据映射器的输出，即补偿因子存储器的地址，读出所对应的补偿因子。本存储器存储了预先算好的在[0：π]范围内的m个旋转相位的n个正弦值和余弦值，以定点二进制形式表示(经过适当发大)；相位补偿器，根据补偿因子存储器的输出和相应的象限标志位，对输入的OFDM符号的每一对复数相位补偿，即复数运算；补偿结果缩小器，由于补偿因子是经过适当放大的，对相位补偿器的结果(实部和虚部数据)作相应的缩小；以及结果存储器，存放补偿结果缩小器的输出，实部和虚部数据分开存放。

因此，本发明利用映射查表方案，解决了现有的最大似然估算法中三角函数不能在FPGA中实现的缺点。

附图说明

图1是说明相关技术的现有的帧同步装置的框图；

图2是说明根据本发明的载波频率偏差估计和补偿装置的框图；

图3是说明载波频率偏差估计和补偿的流程图。

具体实施方式

请参考附图1-3，将详细说明本发明的具有载波频率偏移的估计和补偿的装置的结构。在下例的说明中，既使在不同的附图中相同的组成部分也使用相同的附图参考标号。说明中定义的内容只提供用来帮助对本发明的全面理解。另外，对众所周知的功能和结构不作详细说明，以免不必要地使本发明模糊。

首先，图1模/数转换器(A/D)输出的复数流(一路实部数据和一路虚部数据)，以M位二进制形式表示(其中位数M的长度取决于模数转换器的精度和型号)，输入现有的帧同步装置。现有的帧同步装置包含了延迟自相关装置和与本地已知训练序列相关装置。当帧同步到时，延迟自相关装置的复数输出，其实部和虚部数据作为本发明装置的输入来估计载波频率的偏差。

如图2所示，该装置包括：绝对值器100，为处理方便，节省FPGA的LE(LOGICELEMENT)资源，暂时忽略实部和虚部数据的符号，取它们的绝对值，数据以二进制形式表示，并根据它们的符号，设置相应的象限标志位，例如第一象限为00，第二象限为10，第三象限为11，第四象限为01；相位限制器111，根据绝对值器的输出，为节省FPGA资源，暂时进一步限定旋转的相位在 即其正切值不大于1，当虚部数据大于实部数据时，互换虚部和实部数据，并设置相应的虚实标志位，例如，当相位在

范围内，虚实标志位为1，当相位在

范围内，虚实标志位为0；分子分母移位器112，根据相位限制器的输出，分子(虚部数据)小于分母(实部数据)，把分母的二进制数左移至最高位不为0，分子的二进制数同时左移相同位数，把分子的高2t位和分母的高t位送入除法器，根据对后面除法器精度的需求适当选择t的长度，这样以损失一些计算精度为代价(可容忍的)，简化了随后所使用的除法器的复杂度，以达到节省FPGA资源的效果(注：除法器的使用会消耗大量FPGA的LE，并随除数和被除数长度的增加而增加)；除法器113，根据分子分母移位器的输出，虚部数据除以实部数据，得到一个不大于1的商，以t位二进制数据表示；地址映射器114，根据除法器的输出以及相应的象限标志位和虚实标志位确定补偿因子存储器的地址；补偿因子存储器115，根据映射器的输出，即补偿因子存储器的地址，读出所对应的补偿因子。本存储器存储了预先算好的在[0：π]范围内的m个旋转相位的n个正弦值和余弦值，以定点二进制形式表示(经过适当发大)；相位补偿器116，根据补偿因子存储器的输出和相应的象限标志位对OFDM符号的每一对复数相位补偿，即复数运算；补偿结果缩小器117，由于补偿因子是经过适当放大的，对相位补偿器的结果(实部和虚部数据)作相应的缩小；以及结果存储器118，存放补偿结果缩小器的输出，实部和虚部数据分开存放。

在OFDM***的接收方，利用现有的帧同步装置对接收到的数据流进行同步。帧同步时延迟自相关输出的实部与虚步数据作为本发明装置的输入来估计载波频率的偏差。帧同步装置输出的复数数据是任意的，其实部和虚部数据均以N位二进制形式表示(正数以原码表示，负数以二的补码表示)，长度N也是任意的。这取决于帧同步装置的输入数据。假定帧同步装置输出的实部和虚部两路数据均为32位二进制数。并假定其实部为11111111111111111111111101100000(-160)，其虚部为00000000000000000000000110010000(+400)。

100绝对值器，对输入的实部数据和虚部数据取绝对值，并根据它们的符号位，设置象限标志X，其形式是x₁x₀，其中x₁是实部数据的符号位，x₀是虚部数据的符号位，可得到

                00-------第一象限

                     10-------第二象限

                     11-------第三象限

                     01-------第四象限

从假定的输入数据来看，其实部的符号位为1，即是一个负数，绝对值器的输出是00000000000000000000000010100000(+160)，其虚部的符号位为0，即是一个正数。绝对值器的输出不变，仍为00000000000000000000000110010000(+400)，并可确定象限标志位X为10，在第二象限，即旋转相位的范围为

111相位限制器，对绝对值器输出的实部和虚部数据处理，把旋转的相位限定在 范围内，即虚部数据不大于实部数据。由于绝对值器输出的实部和虚部数据都是正数，即在第一象限范围内，当虚部数据大于实部数据时，即相位 $\mathrm{\α}\∈(\frac{\mathrm{\π}}{4},\frac{\mathrm{\π}}{2}],$ 互换虚部和实部，得到

并设置虚实标志位C，C为

            1------------------当虚部数据大于实部数据 $\mathrm{\α}\∈(\frac{\mathrm{\π}}{4},\frac{\mathrm{\π}}{2}]$

    0------------------当虚部数据不大于实部数据 $\mathrm{\α}\∈(0,\frac{\mathrm{\π}}{4}]$ 假定的输入数据，实部为00000000000000000000000010100000(+160)，虚部为00000000000000000000000110010000(+400)，互换实部和虚部数据，使得置换后的相位 $\mathrm{\α}\∈(0,\frac{\mathrm{\π}}{4}],$ 即相位限制器输出的实部为00000000000000000000000110010000(+400)，虚部为00000000000000000000000010100000(+160)，并设置C为1。

112分子分母移位器，对相位限制器输出的实部和虚部数据(均以N位二进制形式表示)进行移位和截取。以适当降低数据精度为代价来简化随后的除法器，以达到节省FPGA资源和降低***复杂度的效果。相位限定器输出的虚部数据作为分子，实部数据作为分母。由上述的相位限制器的功能可知，分子小于或等于分母，即随后除法器得到的结果小于等于1。由于浮点数不能在硬件中实现，需要通过适当的放大。运行的机制是先左移分母的二进制数据t位，使分母的最高位不为0，相应地左移分子t位，然后截取和输出分母的高p位和分子的高2p位。长度p取决于对后面除法器和地址映射器精度的要求。通过移位和截取，会对随后除法器产生的商扩大2p倍。对于假定的输入数据，分子为00000000000000000000000010100000(+160)，分母为00000000000000000000000110010000(+400)。对分母左移t位，使其最高位不为0，即得到11001000000000000000000000000000，左移了23位。对分子左移相同的位数，即得到01010000000000000000000000000000。根据随后除法器和地址映射器的要求，适当选择长度p。假设p为8，即截取分母的高8位和分子的高16位，输出的分母为11001000(200)，分子为0101000000000000(20480)。如没有本分子分母移位器，即被除数为160，除数为400，得到理论上的商为0.4，浮点数不能精确的在硬件中表示出来，影响了随后补偿因子存储器的地址映射。

113除法器，根据分子分母移位器输出的分子和分母数据，计算并输出相应的商。除法器的除数和被除数分别设置为p位和2p位，得到的商为p位。其中p的长度取决于理论上的商(浮点数)所需要扩大的倍数，即用二进制数表示浮点数的精度。根据前面的假设p为8，分子为0101000000000000(20480)，分母为11001000(200)，得到并输出的商为01100110(102)，约为上述理论的商扩大了256，即2₈倍。

114地址映射器，根据除法器输出的商以及象限标志和虚实标志位映射补偿因子存储器的地址的高u位，而低v位则取决于一个OFDM符号的点数N，其关系是N＝2^y，即映射到补偿因子存储器中一块长度为N的数据的开始。由于旋转的相位在[-π，π]范围内是任意的，为了节省FPGA的资源，即减小补偿因子存储器的大小，可以对整个相位范围线性等分，即任意的旋转相位近似于与它最接近的等分相位。为了操作简便，在上述过程中限定了旋转相位的范围是

在此范围内线性D等分，每个等分相位对应于补偿因子存储器中的一块数据，数据块的长度取决于所定义的一个OFDM符号的点数，例如802.11a标准中规定一个OFDM符号包含64点，而802.16标准中规定一个OFDM符号包含256点。由于现有的最大似然估算法对每一帧作一次载波频率偏差的估计，所以近似的旋转相位在一帧中是保持不变的，相对应的补偿因子为

$\cos [\frac{n}{N}\∠z]$ 和 $\sin [\frac{n}{N}\∠z]$

其中∠z为近似的旋转相位，N为一个OFDM符号的点数

         n＝0，1，2，...，n-1即对于一帧中的每一个符号(N点)，相应存储器中的补偿因子块(N点)是不变的，而且对一个OFDM符号中的每一点(一对复数)，存在一点相应的补偿因子。线性等分相位的正切值是非线性的，计算出其相应的正切值，由于 范围内的正切值小于或等于1，同上述一样放大2^p倍。除法器输出的结果与D个放大的正切值作比较，取与之最接近的正切值和所对应的等分相位，再根据相应的标志位，可确定近似于实际旋转相位的在[-π，+π]范围内的等分相位，并映射出相应的补偿因子存储器的高位地址，即可查找到存储器中的一块补偿因子。在 范围内的线性等分数D取决于所要求的载波频率偏差补偿的精度，即分得越细，对由载波频率偏差所引起旋转相位的补偿越精确，但另一方面，补偿因子存储器将增大，即会大量消耗FPGA的ROM资源。假定在 内16等分，参见图4的相位线性等分图以及所对应的非线性的正切值，可确定与除法器输出的结果102最接近的正切值，并进一步确定相应的等分相位，由于经过上述处理，限定了所估计出的近似的等分相位在

范围内，结合前面提到的象限标志位X(10)和虚实标志位C(1)，可使近似的旋转相位映射回原先所在的象限，即在[-π，+π]范围中，并输出相应的补偿因子存储器的高位地址。

115补偿因子存储器，在[0，π]中M等分相位，每个等分相位存在N个正弦值和余弦值。N取决于预先所定义的一个OFDM符号的点数，例如802.11a规定了一个OFDM符号是64点，即N＝64，而802.16规定了一个OFDM符号是256点，即N＝256.可得到

$\cos [\frac{n}{N}\∠z_i],$ $\sin [\frac{n}{N}\∠z_i]$ 其中n＝0，1，...，N-1

i＝0，1，...，M由于相位的正弦和余弦值均小于等于1，可根据需要，适当扩大2^q倍。补偿因子存储器存储了扩大了2^q倍的正弦和余弦值。补偿因子存储器的大小取决于参数N和M，即对每一个线性等分的相位，可预先算好N个正弦和余弦值并扩大2^q倍，依次存放于存储器中。一共有M+1个等分相位。在定义整个OFDM***参数时，可确定N，而M的确定是对所需精度和硬件资源的一种平衡，即载波频偏补偿的精度越高，补偿因子存储器就越大，所消耗FPGA的资源也就越多。对现有的802.11a***设计，N＝64，如在[0，π]中64等分，即等分相位分布为0，

...，π.

$\cos [\frac{n}{64}\∠z_i]$ 和 $\sin [\frac{n}{64}\∠z_i]$ 其中n＝0，1，...，63，∠z_i＝0，

...，π上面正弦和余弦函数的结果，经扩大后以二进制形式依次存入两个补偿因子存储器(正弦数据和余弦数据分开存放)。根据前面地址映射器的输出，从补偿因子存储器中读出相对应的数据。每一个线性等分相位∠z_i对应了补偿因子存储器中的一块数据，即在上述式子中，固定一个∠z，而n＝0，1，...，N-1。

116相位补偿器，对输入的OFDM符号的每一对复数作载波频率偏差的补偿。由于现有的最大似然估计方法是对每一帧作一次频偏估计，所以在一帧中，通过上述方法得到的近似相位是不变的，即一帧中，对每一个OFDM符号作相位补偿的补偿因子是不变的(对应了存储器中固定的一块数据n＝0，1，...，N-1)。根据上述映射法可查找到一个近似的线性等分相位∠z所对应的相位补偿因子存储器中的一块数据。在定义和设计OFDM***参数时，需要给出一帧中包含了F个OFDM符号，每个符号包含了N点(即N组复数)，任意假定输入的OFDM数据为                Z_sn＝a_sn+jb_sn

       其中s为OFDM符号数，在一帧中，s＝0，1，...，F-1，

            n为一个OFDM符号的点数，n＝0，1，...，N-1，

读出对应的相位补偿因子块为

                C_n＝d_n+je_n

                其中n＝0，1，...，N-1，

补偿后的结果为

$Z_{\mathrm{sn}}=Z_{\mathrm{sn}}*C_n$

通过复数乘法可得到载波频率偏差补偿后的结果。在前面已描述过由载波频率偏差引起的旋转相位的范围为[-π，+π]，而相位补偿因子存储器所对应的范为[0，+π]，当∈[0，+π]时，有cos(-)＝cos，sin(-)＝-sin，即可通过象限标志X，修正相应的相位补偿因子的符号，即可得到

$Z=(a_{\mathrm{sn}}{d}_n-b_{\mathrm{sn}}{e}_n)+j(a_{\mathrm{sn}}{e}_n+b_{\mathrm{sn}}{d}_{n)}$ 当∈[0，+π]

$Z=(a_{\mathrm{sn}}{d}_n+b_{\mathrm{sn}}{e}_n)+j(b_{\mathrm{sn}}{d}_n-a_{\mathrm{sn}}{e}_n)$ 当∈[-π，0]

117补偿结果缩小器，对相位补偿器输出的实部和虚部数据适当缩小。如前所述，由于相位补偿因子根据需要扩大了2^q倍，所以旋转相位补偿后的结果也要相应缩小2^q倍。即对以二进制形式表示的实部和虚部数据而言，右移了q位。

118结果存储器，用来依次存储补偿结果缩小器输出的实部和虚部数据，在对整个OFDM***作规划时，从***需求和硬件资源考虑，定义结果存储器的容量，例如可定义结果存储器的容量是一帧数据，即存储一帧中载波频率偏差补偿后的每一个OFDM符号(每一个OFDM符号又包含了N个点)。根据OFDM***的设计，其它的装置会读取结果存储器中的数据并作下一步的处理。通过适当的握手协议，当结果存储器中的一帧数据被处理完后，下一帧数据经上述载波频率偏差估计和补偿后更新结果存储器。

尽管以上结合各种实施例对本发明作了说明，但它们都只是说明性的。本领域的技术人员可以在上述详细说明内容的基础上加以各种替换和变换。因此，所有落于权利要求或其等同的范围内的变更和修改将被所附加的权利要求所涵盖。

Claims (4)

1、一种正交频分复用***中估计和补偿频率偏差的方法，其特征在于：步骤如下：

a.通过映射查表法简化原有的一系列的三角函数的计算，旋转相位的范围只需考虑[0:+π]，即第一，二象限的角度；

b.在对OFDM符号作相位补偿时，调节符号位当旋转相位在第三，四象限；

c.根据实际应用所要求的精度对整个相位范围线性等分，即在[0:π]之间m等分，任意的旋转相位近似为最接近的等分相位；

d.根据等分的粗细确定补偿因子表的大小。

2、一种实现权利要求1所述的正交频分复用***中估计和补偿频率偏差的方法的装置，其特征在于：包括：帧同步器，用于通过设定的训练序列来同步接收到的数据流；载波频偏估计器，用于近似计算由载波频率偏差引起的相位旋转；去CP器，用于去除每个OFDM符号前的循环前缀；补偿因子表器，用于存储对应于由载波频率偏差引起的旋转相位的补偿因子；载波频偏补偿器，通过每一帧计算出的旋转相位值进行查表得到相应的补偿因子，并对一帧中的每个OFDM码进行频偏补偿，以实现频率同步。

3、一种实现权利要求1所述的正交频分复用***中估计和补偿频率偏差的方法的装置，其特征在于：包括绝对值器、相位限制器、分子分母移位器、除法器、地址映射器、补偿因子存储器、相位补偿器、补偿结果缩小器、结果存储器。

4、根据权利要求3所述的正交频分复用***中估计和补偿频率偏差的方法的装置，其特征在于：

该绝对值器，为处理方便，节省资源，暂时忽略实部和虚部数据的符号，取它们的绝对值，数据以二进制形式表示，并根据它们的符号，设置相应的象限标志位；

该相位限制器，其根据绝对值器的输出，为节省资源，暂时进一步限定旋转的相位在

即其正切值不大于1，当虚部数据大于实部数据时，互换虚部和实部数据，设置相应的虚实标志位；

该分子分母移位器，其根据相位限制器的输出，分子，即虚部数据，小于分母，即实部数据，把分母的二进制数左移至最高位不为0，分子的二进制数同时左移相同位数，把分子的高2t位和分母的高t位送入除法器，根据对后面除法器精度的需求适当选择t的长度；

该除法器，其根据分子分母移位器的输出，虚部数据除以实部数据，得到一个不大于1的商，以t位二进制数据表示；

该地址映射器，其根据除法器的输出以及相应的象限标志位和虚实标志位确定补偿因子存储器的地址；

该补偿因子存储器，其根据映射器的输出，即补偿因子存储器的地址，读出所对应的补偿因子，该存储器存储了预先算好的在[0:π]范围内的m个旋转相位的n个正弦值和余弦值，以定点二进制形式经过适当放大表示；

该相位补偿器，其根据补偿因子存储器的输出和相应的象限标志位，对输入的OFDM符号的每一对复数相位补偿，即复数运算；

该补偿结果缩小器，用于对相位补偿器的结果作相应的缩小；

该结果存储器，存放补偿结果缩小器的输出，实部和虚部数据分开存放。

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