CN1795615A - 数字发射机和方法 - Google Patents

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Abstract

提供一种发射机(200)和方法，用于将基带数字信号数字上变频到调制中频(IF)数字信号，并对该IF数字信号进行∑－Δ调制。基带数字信号被分成N个相，这是利用多相内插技术(多相滤波器)实现的，并对其进行调制(306、308)。调制的N个相没有重新组合，并对各相进一步调制，这可利用数字－数字∑－Δ调制器(310)来实现，该∑－Δ调制器产生相同速率的数字输出信号。高速数字多路复用器(208)将数字输出信号多路复用成更高速率的单个位流，用于随后的功率放大和RF发射。

Description

数字发射机和方法
技术领域
本发明涉及发射机，具体地说，涉及用于通信的数字发射机。
背景技术
在当前的数字无线***中，传统的上变频链(或者它的重要部分)主要是模拟的，并包括诸如超外差、低中频(IF)和零IF上变频技术等类型。这些技术通过高性能数模(D/A)转换器固有地从数字信号到模拟信号的转换开始，一般地由于所涉及的更高频率的原因。一旦转换到模拟域，模拟滤波器、放大器、混频器和调制器(以及可能的其它模拟元件)的不同组合被级联，以实现从A/D转换器的输出到感兴趣的射频(RF)带(发射RF信号)的上变频。
同样地，在接收机端，传统的下变频链(或者它的重要部分)主要是模拟的，包括诸如超外差、低IF和零IF下变频技术等类型。为了实现下变频，利用了模拟滤波器、放大器、混频器和解调器(以及可能的其它模拟元件)的不同组合，以实现从感兴趣的RF带(接收RF信号)到A/D转换器的输入的转换。
元件变化、公差以及老化皆影响设计要求、成本以及模拟上变频(发射机)和下变频(接收机)链的制造能力。因此，存在对将数字技术用于上变频和下变频链的数字发射机和数字接收机的需要。
发明内容
根据本发明，提供一种具有数字上变频器的发射机，该数字上变频器用于接收具有第一速率的基带数字信号，并将基带数字信号上变频到具有第二速率的上变频数字信号。电路分离该上变频数字信号以产生多个并行数字信号，并且调制器调制并行数字信号以产生多个调制数字信号。数字-数字调制器接收多个调制数字信号，并产生多个第二调制数字信号，所述第二调制数字信号然后被多路复用，以产生数字输出信号。
在本发明的另一实施例中，提供用于执行上段所述功能的部件。
在本发明的另一个实施例中，提供一种上变频数字信号进行RF发射的方法。接收具有第一速率的基带数字信号，并将其上变频到具有第二速率的上变频数字信号。所述上变频信号被分成多个分相(phased)数字信号，并调制该多个分相数字信号以产生多个调制数字信号，这多个调制数字信号然后被调制，以产生多个第二调制数字信号。这些信号被多路复用以产生并输出数字输出信号。
在本发明的再一个实施例中，提供一种具有发射机的无线通信装置，该发射机包括数字上变频器，该数字上变频器用于接收具有第一速率的基带数字信号，并将该基带数字信号上变频到具有第二速率的上变频数字信号。电路分离该上变频数字信号以产生多个并行数字信号，并且调制器调制这些并行数字信号以产生多个调制数字信号。数字-数字调制器接收该多个调制数字信号，并产生多个第二调制数字信号，所述多个第二调制数字信号然后被多路复用，以产生数字输出信号。
附图说明
为了更完整地理解本发明及其优点，现在连同附图参考以下描述，其中相同的附图标记表示相同的对象，并且附图中：
图1是先有技术模拟发射机的框图；
图2是根据本发明的例示性数字发射机的框图；
图2A是根据本发明的一部分数字发射机的备选实施例的框图；
图3是图2所示数字发射机的详细框图；
图4图示用N进行的多相内插以及图3的数字正交调制器；
图5是本发明图3所示例示性∑-Δ调制器的详细框图；
图6是先有技术模拟接收机的框图；
图7是根据本发明的例示性数字接收机的框图；
图8是图7所示数字接收机的详细框图；
图9图示图8的数字正交调制器以及用N的多相抽选；
图10是图8所示例示性∑-Δ A/D转换器的详细框图；以及
图11是例示性无线通信网络的框图，包括结合了本发明的发射机和/或接收机的通信装置。
具体实施方式
数字发射机
参考图1，显示了先有技术模拟发射机100的相关部分，该类型用于传统的数字通信***。发射机100包括发射信道化器102，它接收编码的I和Q数字基带信号输入。I和Q数字输入一般各包括表示具有n位的数字值或字的采样(或码片)流。信道化器102的I和Q输入的采样率(或码片率)根据所采用的技术和/或标准来确定(例如CDMA(IS-95)为1.2288Mcps，UMTS为3.84Mcps等等)。
应该理解，没有显示或描述用于产生输入到信道化器102的I和Q数字信号的处理、产生和功能性。这是本领域普通技术人员所熟知的。一般来说，数字数据通过编码、***、转换以及扩展(利用正交码和伪随机(PN码))进行处理，以产生I和Q数字基带信号(常常称为特定采样率下的采样)。
应该理解，本发明中使用的调制和/或编码方案不局限于正交(I和Q)调制或者编码，通过对本发明的修改，可以利用其它调制或编码技术。此外，I和Q信号可涉及单个载波或多个(1到N)载波。发射信道化器102接收I和Q数字采样形式的基带信息(每个采样具有n位)，并对信号进行调谐、组合以及上变频，以得到更高的采样频率(或者速率)，通常是码片频率的三十二倍(32Fc)。信道化器102还可在脉冲成形、功率控制以及峰值功率减少等等方面对信号进行处理。来自信道化器102的I和Q数字信号输出被输入到数模转换器104，以产生I和Q模拟信号。在输入到模拟正交调制器108之前，I和Q模拟信号通过I/Q调整块106进行处理，该调整块106执行滤波功能，以移去由数-模变换过程所引起的任何不希望的信号图像和/或疵点。
模拟正交调制器108接收I和Q模拟信号，并利用它们调制从本机振荡器(LO)110产生的RF载波信号(同相载波和正交载波(90度异相)，以输出组合和调制的RF载波信号。RF载波频率根据由技术、标准和/或分配的频谱指定的期望载波频率来确定(例如大约850MHz(IS-95)、1.9GHz(PCS)、2.1GHz(UMTS)等的范围)。
从正交调制器108输出的调制RF载波还用模拟放大器/衰减/滤波器单元112处理，该单元112可包括所需的放大、衰减和滤波功能(未详细显示)。来自模拟单元112的输出被输入到带通滤波器114，该带通滤波器114消去所考虑的RF带(多载波发射机的RF载波带宽或者分配带宽)之外的任何寄生信号。前置放大器116放大带通滤波调制的RF载波信号，以便输入到功率放大器118并最终输出到发射天线(未显示)。
参考图2，显示了根据本发明的例示性数字发射机200的框图。数字发射机200包括发射信道化器202，它与图1的先有技术模拟发射机100中所示的发射信道化器102相同或者类似。I和Q数字信号可以是与单个通信信道(或者单个用户，例如从无线用户手机发射的通信信号)、一组通信信道(或者多个用户，例如从基站或者多个用户或数据通道发射的通信信号)有关的那些。此外，本发明的发射机200可支持单个或者多个载波以及多个标准。应该理解，术语“数字基带信号”可指的是信道化器202的输入和/或信道化器202的输出(以及获得调制中频(IF)信号之前的上变频和调制过程中的任何中间数字信号)。因此，应该理解，数字上变频器(如下所述)还可包括信道化器202。
发射信道化器202的I和Q数字输出是数字上变频器204的输入，该数字上变频器204的输出(调制数字IF信号)输入到数字(数字-数字)∑-Δ调制器206。数字∑-Δ调制器206的输出被输入到高速数字多路复用器208。本机振荡器(LO)210产生期望频率的本机振荡器或时钟信号(通常为多个载波频率)，以多路复用输入到多路复用器208的信号。多路复用器208的输出是单个位流输出，该位流通过带通滤波器212滤波，带通滤波器212将位流转换为模拟格式，并进一步处理该信号(如下所述)。然后，输出信号输入到功率放大器214，并被传送到天线(未显示)进行发射。
参考图2A，显示根据本发明的一部分数字发射机200的备选实施例的框图。在此实施例中，多路复用器208的输出是单个位流输出，该位流输出被输入到开关放大器220，开关放大器220的输出通过带通滤波器222滤波。从带通滤波器输出的信号然后被传送到天线(未显示)进行发射。可以利用其它实施例，并且本发明不限于图2和2A所示的信号传输、滤波和功率放大(即对数字多路复用器208的输出的随后处理)的结构和方法。应该理解，虽然多路复用器208的输出被描述为单个位流输出，但是，备选地，它可以是多位输出和/或多个位流。信号配置也可应用于开关放大器220的输出。
一般地说，通过在本发明中利用多速率信号处理技术，数字基带信号可有效地向上采样(或上变频)到大于N相中期望载波频率的采样率(例如多相滤波器，其中各相在4/n倍的载波频率(或目标采样率)除以N下操作)。在如下所述的数字发射机的例示性实施例中，采样率是期望载波频率的四倍。本发明的一个例示性实施例将在下文中利用一个实例有利地描述，其中载波频率是2.1GHz，采样率是8.4Gsamples/秒，N＝32，因此各相N将在262.5Msamples/秒下操作。应该理解，其它实例、变化以及实施例是可能的。一旦产生N相(I和Q)，则编程到等于期望载波频率的中心频率的多相数字正交调制器调制该信号。
当目标载波频率＝n*采样率/4时，数字正交调制器的功能性可以用相对简单的元件、单元或部件(比如多路复用器、反相器和控制逻辑(未显示)、硬件或软件)获得。在上述等式中，n是整数，并最好是奇数。在以下将更详细描述的实例中，其中n＝1，如果N可被4除尽，则正交调制器可以无需另外的硬件而实施，并且其功能性可通过修改(用N个单元多相内插的)多相滤波器系数获得。
下一级是数字-数字∑-Δ调制器，它将多位多相输出转换为一组噪声成形的单比特输出。高速数字多路复用器将N个并行位流转换为速率为N倍输入采样率(或四倍期望载波频率)的单个位流。此信号施加于RF带通模拟重构滤波器(比如RF表面声波(SAW)滤波器)，以选择期望载波频率下的图像，并移去采样图像和∑-Δ调制器成形噪声。然后，将信号施加到功率放大器。应该理解，带通滤波器可选地放在开关放大器之后(如图2A所示)，以实现更高的效率级。应该理解，虽然调制器和多路复用器的输出被描述为单个位输出和单个位流，但是，备选地，它们可以是多位输出和/或多个位流。
多速率数字信号处理涉及采样率的改变，作为信号处理的一部分。将信号从给出的采样率改变到不同的采样率称为采样率转换。“多速率”信号处理中的基本操作是抽选(降低采样率)、内插(增大采样率)或者再采样(抽选和内插的组合，以通过一个分数值比如4/5或者1.5来改变采样率)。抽选通常涉及低通滤波(FIR或IIR滤波器)，后面是向下采样，而内插通常涉及向上采样(称为“零填充”)，后面是低通滤波(FIR滤波器)。多速率信号处理和这些操作是本领域技术人员众所周知的。
现在参考图3，显示了根据本发明的数字发射机200的更详细框图。数字发射机200包括发射信道化器202(如上所述)。信道化器202的输出包括采样率或频率为码片频率(fc)倍数的I和Q数字信号(各采样具有一个或多个位)，并且在此特定实施例中，该速率或频率是码片频率的32倍(例如，如果利用IS-95下的CDMA调制，则码片频率将为1.2288Msps，并且发射信道化器202的输出将为39.3216Msps)。
速率改变单元300将信道化器202的I和Q数字信号输出的采样率改变为是最终采样率的约数的速率(在该例示性实施例中目标采样率是8.4Gsps)。I和Q数字信号(131.25Msps)输入到复合信道调谐器302。复合信道调谐器302将载波按需要放置在特定带的某一子带内。在与数字-数字∑-Δ调制器的足够带宽组合时，复合调谐器302允许在一个频带内的完全数字调谐。应该理解，调谐器302是可选的，并可以或者可能不包含在本发明的发射机200之中。如果未包括在内，则可调的LO和另外的滤波器可能是合乎需要的。I和Q数字信号然后输入到内插器(用因子2)304，该内插器304将I和Q数字信号的采样率从131.25Msps增加(上变频)到262.5Msps。
I和Q信号(在262.5Msps)由多相内插器306收到，多相内插器306将I和Q数字信号中的每个信号分为N相，其中各相在与输入信号相同的频率或者速率下操作。在此例示性实施例中，多相内插器306用因子32(N＝32)内插，从而产生32对(I和Q数字信号)，称为相或者滤波相。它有效地用作因子为32的内插器。应该理解，可以利用不同的调制技术，使得各相可存在一个或多个信号。
在标准内插器(即非多相)中，对输入信号(低采样率)进行向上采样(通常用零填充)，然后是内插滤波器(在更高的采样率)。这样，发生在更高速率的滤波是计算密集的。通常，采用的滤波器是数字有限脉冲响应(FIR)滤波器(可以用数字无限脉冲响应(IIR)滤波器，但是较常见的是用FIR滤波器)。数字FIR(以及IIR)滤波器和方法是本领域技术人员熟知的。
为了降低标准内插器的重要处理要求，设计者常常利用被称为多相分解的技术。多相分解后面的基本思想是，将在高采样率下操作的滤波器划分为在较低采样率下操作的多个较小滤波器。各个较小滤波器称为“子滤波器”或者“滤波器相”。各子滤波器仅利用高采样率滤波器的系数的子集(这种分解也应用于抽选)。
一般地说，多相内插结构包括将单个输入划分为L相(其中L是内插因子)。利用从原始总滤波器得到的L个不同的“子滤波器”或者“滤波器相”对L个输入进行滤波。总FIR滤波器的抽头总数T通常应该是L的倍数，并且一般地每个子滤波器的抽头数是三个或更多个。但是，任何数量的抽头都可用于提供期望的滤波函数。各子滤波器的系数通过跳过每第L个系数来确定，从系数0开始一直到L-1。在标准多相内插器中，组成的L相输出被再组合，以产生更高采样率(输入采样率的L倍)的输出。
本发明的多相内插器306不同于标准多相内插器之处在于：不重新组合组成的I和Q相。各相保持为分离的并行路径，用作到多相正交调制器308的输入。此方法允许利用较低的采样率直到最终输出功能，并允许更有效地实现该功能。
正交调制器308转换(调制和组合)I和Q信号(N相中的每一相，在例示性实施例中，N对应于L)，以得到一个或多个调制中频(IF)信号。在标准方法中，正交振荡器信号输出(未显示)用来使同相(I)和正交相(Q)信号相乘，以产生调制IF信号。在数字域，如果选择IF和振荡器信号之间的关系使得目标载波频率＝nFs/4，其中n是奇数，则振荡器信号的采样仅表示三态1、0、-1之一。换句话说，如果选择正弦波(同相)和余弦波(正交)的采样为该正弦和余弦波频率的四倍，则将仅存在这三个不同的值。此技术是本领域已知的，并降低了数字正交调制器的复杂性。得到的正弦(或者余弦)波的采样流以4为周期重复，例如0、1、0、-1、0、1、0、-1、0、1、0，、-1等等。
通过选择子滤波器数N是4相的倍数(例如4、8、16、32等)的多相滤波器，则来自数字正交调制器308的采样将具有给定相下的相同乘数。例如，仅给出第一个4相，正弦波采样是：
相0：0，0，0，0，0，...
相1：1，1，1，1，1，...
相2：0，0，0，0，0，...
相3：-1，-1，-1，-1，-1，...
并且余弦波采样是：
相0：1，1，1，1，1，...
相1：0，0，0，0，0，...
相2：-1，-1，-1，-1，-1，...
相3：0，0，0，0，0，...
将目标载波频率＝nFs/4采样的正交调制器映射到相位滤波器中有效地引起I或者Q分支变成零(对于那个特定对)，并由此I/Q信号转换成为单个流的调制IF数据。应该理解，对于上面显示的4相，各相的调制IF信号将分别为+I、+Q、-I、-Q。所以，数字正交调制器308可以通过改变子滤波器的滤波系数仅利用多相内插器306(即多相滤波器)的子滤波器或滤波器相来构造。利用此方法降低或者消除了实施本发明的数字正交调制器308所需的任何物理单元或功能(而不是修改子滤波器的系数或者丢弃某些信号流)。
现在参考图4，更详细地图示了图3所示的多相内插器306和数字正交调制器308的组合，实质上图示了多相滤波器。I和Q数字基带信号400输入到具有N个子滤波器或者滤波器相的多相滤波器，用标号402到464标识，其中子滤波器408到462未显示。在所示例示性实施例中，N＝32，因此如图所示，存在32个子滤波器。不像标准多相内插器，本发明的多相内插器306没有重新组合子滤波器402-464的输出。
各子滤波器402-464具有特定的传递函数Ri(z)。传递函数取决于总的数字FIR多相滤波器(此滤波器还可以是IIR或者其它类型滤波器，只是FIR更加普遍)的系数和结构。例如，假定总的数字FIR多相滤波器(内插器)设计有256个抽头，则每个子滤波器将具有8个系数(256的每第N个系数)。所以，对于N(32)个路径(I和Q)中的每一个，每个子滤波器在其各自的路径中将其各自的系数应用到8个连续的采样。如上所述，正交调制器308可以通过修改子滤波器402-464的系数来实现。
现在再参考图3，内插器306和正交调制器308的组合的输出包括在输入采样率下的N个输出(即32个输出，每个输出的采样率为262.5Msps)。这些输出被输入到数字-数字∑-Δ调制器310。在一个实施例中，∑-Δ调制器310构造或者配置为具有多个输入/输出的单个单元。应该理解，∑-Δ调制器310可以由本领域的普通技术人员用所需的不同配置或者结构构造。在例示性实施例中，∑-Δ调制器310包括一组或多个∑-Δ调制器311，如所示，其中每个调制器311接收和处理一个采样流。如较早所述，并应该理解，每个采样是具有n个位的数字字。对n位(多位)输入采样进行∑-Δ调制，并将其转换为单个位输出(每个输出在262.5Msps的采样率下操作)。如较早所述，调制器311(或者310)的输出也可以是多位的。
∑-Δ调制器主要用于A/D和D/A转换器中，并在应用量化操作时，提供获得改进的带内信噪比性能的手段。∑-Δ结构有效地整形所得到的量化噪声。对于∑-Δ转换器的一般概述，参见Aziz，Pervez M.等人的“∑-Δ转换器概述(An overview of Sigma-Delta converter)”(IEEE Signal Processing Magazine，January 1996，pp.61-84)，该文章通过引用结合于本文中。
数字-数字∑-Δ调制器310(或者调制器311)组合或者操作，以有效地形成“N路径”∑-Δ调制器。N路径调制器包括并行操作的N个相同的内部∑-Δ调制器。在这种调制器中，到每个内部∑-Δ调制器的输入和输出被多路分解/多路复用，使得总体结构相当于在每一内部转换器的N倍操作速率下操作的单个∑-Δ调制器。在本发明中，输入数据流已经有效地通过内插器306的多相滤波器进行多路分解。此方法的一个优点在于：在高操作速率(Fs)下，实现在降低的操作速率(Fs/N)下工作的多个内部∑-Δ调制器比实现在高速率(Fs)下操作的单个调制器更实际。
N路配置的∑-Δ调制器的一个重要特征是噪声整形响应。此响应包括内部(以及相同的)∑-Δ调制器的噪声整形响应的N个“图像”。例如，如果N＝4并且输入速率是25MHz而输出速率是100MHz，则将在0、25、50、75和100MHz位置的频域中有噪声整形“凹口”(假定低通调制器)。数目N还对应于或者等同于出现在总调制器响应中的图像的数目(和有效地凹口的数目)。通过设计，噪声在这些凹口位置中抑制最大。因此，对于给定的采样率(Fs)，选择N使得凹口位于所考虑的信号存在的频带中。∑-Δ调制器有效地整形所考虑的RF带(即载波频率)之外得到的量化噪声。
在例示性实施例中，采样率(载波频率是2.1GHz)是8.4Gsps，并且N＝32，导致凹口位置在262.5MHz的倍数处(例如0、262.5、525、...、2100、...、8400MHz)。
现在参考图5，图示本发明图3所示的例示性单个数字-数字∑-Δ调制器311的详细框图。每个∑-Δ调制器311包括求和电路500、量化器502、求差电路504和具有传递函数H(z)的滤波电路506。求和电路500对调制IF输入信号(具有N位的数字字形式)和由求差电路504产生的IF调制输入信号与量化器502的输出信号之间的差信号的延迟型式(滤波电路506)求和。在例示性实施例中，数字-数字∑-Δ调制器311接收多位输入信号，并且最高有效位(MSB)将其与反馈的单比特输出对齐。
现在再参考图2、2A和3，各数字-数字∑-Δ调制器311的单比特输出被输入到高速数字多路复用器208，它将N个并行位流转换为采样率是每个并行流N倍的单个位流。在例示性实施例中，单个位流速率将是8.4Gsps(即，期望载波频率2.1GHz的4倍)。该信号然后被施加到模拟RF带通重构滤波器212(比如SAW滤波器)，以传递期望载波频率的图像/信号，从而去除∑-Δ整形噪声和所考虑的RF带(即期望载波频率)之外的任何信号/图像。然后，滤波的信号输入到标准功率放大器214以便发射(到天线(未显示))。或者，可以利用图2A所示的配置。
应该理解，本机振荡器210用来连续地选择各相(N＝32)，以产生8.4数据流。因此，将利用在8.4GHz的频率工作的模拟本机振荡器210。实现到多路复用器208的控制信号的一种方式是，用LO信号驱动一个5位计数器，并将5位计数器的输出施加到多路复用器控制(5个多路复用输入控制信号)。
本发明的结构提供如下优点：通过将来自每一并行路径的多个并行数据流组合成单个输出数据流，最后的多路复用器208在高采样率(Fs)下工作。发射机200的所有其它数字单元(处理导致输入到多路复用器的信号)可在较低速率下工作。
应该理解，例示性实施例的∑-Δ调制器311将多位输入转换为单位输出。这个单位输出流(来自多路复用器208)通过利用模拟带通重构滤波器212来驱动传统的功率放大器。图2A所示的备选实施例包括开关类型放大器，该放大器直接由单位输出流驱动(在放大器之后具有一个模拟滤波器)。在另一个实施例中(未显示)，∑-Δ调制器输出是多级的，并用来驱动多相开关功率放大器(其中多级输出被解码，以形成各个组成的相的开关波形)。
数字接收机
参考图6，显示了先有技术模拟接收机600的相关部分，其类型用于传统的数字通信***。接收机600接收接收机天线(未显示)上的RF信号，用于输入到低噪声放大器(LNA)602。放大的RF信号由附图标记604和606标识的部件滤波、衰减并再次放大。RF信号的频率根据由技术、标准和/或分配频谱指定的期望载波频率来确定(例如大约850MHz(IS-95)、1.9GHz(PCS)、2.1GHz(UMTS)等的范围)。
模拟正交解调器608接收RF信号，并利用从本机振荡器(LO)609产生的同相和正交载波信号对该RF信号解调。应该理解，本发明中利用的解调和/或解码方案不局限于正交(I和Q)解调或者解码，并可以修改本发明以利用其它解调或者解码技术。此外，I和Q信号可以涉及单个载波或者多个(1到N)载波。
解调的I和Q模拟信号随后由低通滤波器610、放大器612、可调谐低通滤波器614(功能为选择一个或多个载波)和/或低通滤波器616进行处理。解调的I和Q模拟信号输入到模数转换器618，以产生I和Q数字信号。I和Q数字输出信号一般各包括表示具有n位的数字值或数字字的采样流。就此，I和Q数字信号一般在通常是32倍码片频率(32Fc)的采样频率(或者速率)下工作。可以期望和/或利用A/D转换器618的I和Q信号输出的不同频率或者速率。
解调的I和Q数字信号(速率比码片速率或者频率高)被输入到接收信道化器620。接收信道化器620进一步下变频以及滤波/选择I和Q信号，以产生I和Q数字基带信号的单独信道(或载波)。接收信道化器620的I和Q输出的采样率(或者码片速率或频率)一般根据所采用的技术和/或标准来判定(例如CDMA(IS-95)为1.2288Mcps，UMTS为3.84Mcps或者它们的倍数等等)。一般地说，接收信道化器102接收I和Q数字采样(每个采样具有n个位)，并对信号进行调谐、下变频和分离，以得到较低的采样频率(或者速率)，该较低的采样频率通常等于码片速率或者码片频率(Fc)的倍数。接收信道化器620还可处理信号以量度功率或者引入噪声。
应该理解，没有显示或者描述用于进一步处理和从输出自接收信道化器620的I和Q数字信号中恢复接收的数据的处理、产生和功能性。这是本领域普通技术人员所熟知的。一般来说，数字数据通过解扩(利用正交码和伪随机(PN码))、解内插以及解码进行进一步处理，以产生接收的数据。
参考图7，显示了根据本发明的例示性数字接收机700的框图。数字接收机700包括接收信道化器712，它与图6的先有技术模拟接收机600中所示的接收信道化器620相同或者类似。I和Q数字信号(或者其它类型的信号，取决于使用的调制方案)可以是与单通信信道(或单用户，例如从无线用户手机发送的通信信号)、一组通信信道(或多用户，例如从基站发射的通信信号、或者多用户或数据信道)有关的那些。此外，本发明的接收机700可支持单个或多个载波以及多个标准。应该理解，术语“数字基带信号”可指的是来自信道化器712的输出和/或到信道化器712的输入(以及对中频(IF)信号解调之后的下变频过程中的任何中间数字信号)。因此，应该理解，数字下变频器(如下所述)还可包括信道化器712。
用作接收信道化器712的输入的I和Q数字信号是数字下变频器710的输出，数字下变频器710的输入是模数(A/D)∑-Δ转换器708的输出。A/D ∑-Δ转换器708的输入由分相采样保持电路706产生。本机振荡器(LO)704产生在期望频率(通常是期望载波频率的倍数)下操作的本地时钟信号，以提供分相采样保持电路706的控制与定时，从而进一步处理输入RF信号。分相采样保持电路706的输入是单个(放大的)RF信号，该信号由带通滤波器702进行滤波。放大的RF信号由已从天线(未显示)接收了RF信号的低噪声放大器(LNA)701产生。
通过在本发明中利用多速率信号处理技术，接收的RF信号可以通过将信号划分为N相而有效地数字化和向下采样(或者下变频)到IF和基带。在如下所述接收机的例示性实施例中，输入采样率是(接收的RF信号的)期望载波频率的4/3，并且并行分支采样率是输入采样率的八分之一。本发明的一个例示性实施例将在下文中利用一个实例有利地描述，其中采样率是2.8Gsps，N＝8，并且因而各相N将在350Gsps下操作。应该理解，其它实例、变化以及实施例是可能的。一旦产生N相，则编程到等于期望载波频率的中心频率的多相数字正交解调器将信号解调为各自I和Q分量信号。
当目标载波频率＝n*采样率/4时，数字解调器的功能性可用相对简单的元件、单元或部件(未显示，硬件或软件)实现。在以下将更全面描述的实例中，其中n＝3，如果N可被4除尽，则正交解调器可以不用另外的硬件就能实现，并且它的功能性可以通过修改(用N个单元多相抽选的)多相滤波器系数而获得。
在前的级或单元是A/D ∑-Δ转换器708，它将分相的输入转换为一组多位输出(即，多相转换)。多相A/D ∑-Δ转换将信号数字化为多个带或者相(在此实例中，N＝8)。应该理解，数字化可引起混叠，因此可能有利的是，在A/D ∑-Δ转换器708的输入之前包括RF带通滤波器(比如SAW类型滤波器)。在数字化之后，对信号进行数字处理，以执行解调、抽选以及滤波、信道调谐、速率变换等。
现在参考图8，显示了根据本发明的例示性数字接收机700的更详细框图。数字接收机700包括接收信道化器712(如上所述)。信道化器712的输入包括采样速率或者频率为码片频率(fc)倍数的I和Q数字信号(各采样具有N位)，并在此特定实施例中，该速率或者频率是码片频率的32倍(例如，如果在IS-95下利用CDMA调制，则码片频率将为1.2288Msps，并且接收信道化器712的输入将为39.3216Msps)。
速率改变单元810改变输入到速率改变单元810的I和Q数字信号的采样率，以产生速率为码片频率或速率32倍的输出(到信道化器712)。输入到速率改变单元810的I和Q数字信号的频率或速率是目标采样速率或频率的约数(在本例示性实施例中目标采样率是2.8Gsps)。从复合信道调谐器808接收I和Q数字信号(显示在43.75Msps)。复合信道调谐器808将期望载波按需要放置在特定带的某一子带内。在与足够带宽的A/D ∑-Δ转换器组合时，复合调谐器808允许带内的完全数字调谐。应该理解，调谐器808是可选的，并可以或者可能不包括在本发明的接收机700之中。调谐器808收到的I和Q数字信号由抽选器806(用因子8)产生，抽选器806将I和Q数字信号的采样率从350Msps减少(下变频)到43.75Msps。
从多相抽选器804接收输入到抽选器806的I和Q信号(在350Msps)，多相抽选器804将I和Q数字信号的N相组合为单个I和Q数字信号。多相抽选器804利用分解技术(如上所述)。抽选器804的各输入相在相同频率或速率下操作，作为到抽选器804的输出信号。在此例示性实施例中，多相抽选器804用因子8(N＝8)进行抽选，从而接收8对(I和Q数字信号)，每对称为一相。它有效地用作因子为8的抽选器。应该理解，可以利用不同的调制技术使得各相可存在一个或多个信号。
在标准抽选器中(即，非多相)，对输入信号(高采样率)滤波(在更高的采样率滤波)，然后进行向下采样。这样，发生在较高速率的滤波是计算密集的。一般使用FIR和/或IIR数字滤波器，其中FIR滤波器最常用。数字FIR(以及IIR)滤波器和方法是本领域技术人员熟知的。
如上所述，多相技术将在高采样率下操作的滤波器分割为在较低采样率下操作的多个较小滤波器。多相抽选结构包括组合来自M个时间延迟相(其中M是抽选因子)的输入信号(的已经分割的输入信号)。
各时间延迟相被输入到数字FIR滤波器，该滤波器具有(总FIR滤波器的)T个抽头和系数。利用从原始的总滤波器得到的M个不同的“子滤波器”或者“滤波器相”对M个输入进行滤波。总FIR滤波器的抽头总数T通常应该是M的倍数，并且一般地每个子滤波器的抽头数是三个或更多。但是，任何数量的抽头都可用于提供期望的滤波函数。各子滤波器的系数通过跳过每第M个系数来确定，从系数0开始一直到M-1。
在标准多相抽选器中，输入信号是时间延迟的，以产生组成的M相输入，然后，在1/M倍输入采样率的较低采样率下对其进行滤波，并重新组合，以产生较低采样率的输出。
本发明的多相抽选器804不同于标准多相抽选器的地方在于，输入信号已经被分成组成的M相，因而没在抽选器804的输入端产生时延信号。这些相保持为分离的并行路径，作为多相正交解调器802的输出。此方法允许在接收机700的数字部分使用较低的采样率。
多相正交解调器802解调和分离(即转换)数字化和分相的RF信号(M相中的每一相)，称为调制数字IF信号，以得到I和Q信号(每一相)。在例示性实施例中，N对应于M。在标准方法中，正交振荡器信号输出(未显示)用来乘以RF信号，以产生同相(I)和正交相(Q)解调信号。在数字域中，如果选择目标载波频率和振荡器信号之间的关系，使得目标载波频率＝nFs/4，其中n是奇数，则振荡器信号的采样仅代表三个状态1、0、-1中的一个。这已经在之前关于发射机进行了描述。通过选择子滤波器数N是4相的倍数(例如4、8、16、32等)的多相滤波器，则数字正交调制器308的采样在给定相中将具有相同的乘数。
所以，数字正交解调器802可以通过改变子滤波器的滤波器系数仅利用多相抽选器804的子滤波器或者滤波器相(即FIR子滤波器)构造。利用此方法降低或者消除了实施本发明的数字正交解调器802所需的任何物理单元或功能(而不是修改子滤波器的系数)。
现在参考图9，更详细地图示了图8所示的多相抽选器804和数字正交解调器802，图示了多相滤波器。如图所示，调制IF分相数字信号900输入到N个子滤波器中的各个子滤波器，子滤波器用标号902到916标识，其中子滤波器908到914未显示。在所示例示性实施例中，N＝8，因此如图所示，存在8个子滤波器。不同于标准多相抽选器，本发明的多相抽选器306不对输入信号进行时间延迟，因而接收多个输入信号，用于输入到子滤波器902-916。
各子滤波器902-916具有特定的传递函数Ei(z)。传递函数取决于总数字FIR滤波器的系数和结构。例如，假定总FIR滤波器(抽选器)设计有64个抽头，则每个子滤波器将具有8个系数(64的每第M个系数)。所以，对于N(8)个路径(I和Q)中的每一个，每个子滤波器在其各自路径中将其各自的系数施加到8个连续的采样。如上所述，正交解调器802可通过修改子滤波器902-916的系数来实现。对子滤波器902-916的输出求和，以产生I和Q解调数字信号。
现在再参考图8，抽选器804和正交解调器802的组合的输入包括在输入采样速率下的N＝8个输入(即8个输入，每个输入的采样率为350Msps)。这些数字输入从A/D ∑-Δ转换器708产生。在一个实施例中，∑-Δ转换器708构造或配置为具有多个输入/输出的单个单元。应该理解，∑-Δ转换器708可以按需要由本领域技术人员构造为不同的配置或结构。在一个例示性实施例中，如所示，A/D ∑-Δ转换器708包括一组或多个A/D ∑-Δ转换器801，其中各转换器801接收和处理RF信号流。如上所述，并应该理解，到转换器801的各分割和分相的输入采样是RF信号。各个分相模拟信号被数字化为具有n位的数字字或二进制值。输入信号被∑-Δ A/D转换为单位或多位输出(各输入与输出操作的采样速率为350Msps)。
在一个例示性实施例中，A/D ∑-Δ转换器708(或转换器801)有效地组合或操作，以形成“N路径”∑-Δ转换器。N路径转换器包括并行操作的N个相同的内部∑-Δ A/D转换器。在这种转换器中，到各内部∑-Δ A/D转换器的输入和输出已被多路分解/多路复用，使得总体结构相当于在N倍于各内部转换器的操作速率下工作的单个∑-Δ转换器。在本发明中，已经通过分相采样保持电路706有效地产生了输入数据流。此方法的优点在于，在高操作速率(Fs)下，实现在降低的操作速率(Fs/N)下操作的多个内部A/D ∑-Δ转换器比实现在高速率(Fs)下操作的单个转换器更为现实。
现在参考图10，图示了本发明图8所示的单个A/D ∑-Δ转换器801的例示性实施例的详细框图。各A/D ∑-Δ转换器801包括采样保持电路800(显示为采样保持电路706的一部分)、求和电路1002、量化器1004、求差电路1006、具有传递函数H(z)的滤波电路1008以及数模(D/A)转换器1010。传递函数H(z)设计为“整形”所考虑的带之外的噪声。求和电路1002对采样保持电路800的输出(模拟信号的形式)和滤波电路1008的输出求和，以产生量化器1004的输入。量化器1004的数字输出用D/A转换器1010转换为模拟形式。采样保持电路800和D/A转换器1010的输出被输入到求差电路1006，求差电路1006的输出被输入到滤波电路1008。应该理解，量化器1004和D/A转换器1010中的每一个都是按需的n位装置。
现在再参考图6和7，由分相采样保持电路706产生输入到A/D∑-Δ转换器708的RF信号，该分相采样保持电路706选择性地采样和延迟RF信号流，以得到N个并行的RF信号流。电路706对输入RF信号进行采样(偏移采样速率的一个周期)，并将各采样保持等于N倍RF信号目标采样周期的时间段。电路706图示为包括多个采样保持单元800。在例示性实施例中，RF信号流具有2.1GHz的载波频率，并且期望目标采样速率是2.8Gsps。在输入到分相采样保持电路706之前，RF信号由模拟RF带通滤波器702(比如SAW滤波器)进行滤波，以通过期望载波频率的图像/信号，从而除去所考虑的RF带(即，期望载波频率)之外的任何信号/图像。应该理解，接收机700接收未滤波的RF信号(来自天线(未显示))。
应该理解，本机振荡器704用来在A/D ∑-Δ转换器的输入端选择和保持各个相(N＝8)。因此，将利用在2.8GHz频率下工作的模拟本机振荡器704。
本发明的结构提供如下优点：通过将单个RF信号分成多个并行信号流，使得采样保持电路706在高采样速率(Fs)下操作。由此，接收机700的所有其它单元(在采样保持电路之后)可在较低的速率下操作(包括A/D转换器)。
RF通信网络
现在参考图11，图示例示性无线通信网络1120的框图。无线通信网络1120包括第一无线通信装置1100和第二无线通信装置1104。如上所述并根据本发明，第一无线通信装置1100显示为包括发射机200和接收机700。可选的，通信装置1100可仅包括发射机200和接收机700之一，并还包括分别可以是先有技术类型的(或模拟的)接收机或发射机。类似的，如上所述并根据本发明，第二无线通信装置1104包括发射机200和接收机700。可选的，通信装置1104可仅包括发射机200和接收机700之一，并还包括分别可以是先有技术类型的(或模拟的)接收机或发射机。两个通信装置1100和1104分别利用天线1102和天线1106通过RF信号通信，如图所示。
例示性无线通信网络1120可根据一个或多个无线协议或比如CDMA、TDMA、FDMA、UMTS等技术(及其各种型式)来操作。此外，网络1120可支持电路交换和分组交换或者分组数据通信。
在图11中的例示性实施例中，第一通信装置1100图示为移动台或移动终端，比如无线手机，而第二通信装置1104图示为基站，但并不限于这种实施例。装置1100、1104可以是具有无线通信能力的任何装置。如图所示，基站1104包括基站收发信机子***(BTS)1108，该子***1108包括发射机200和接收机700。BTS 1108连接到基站控制器(BSC)1110。总起来说，BTS 1108和BSC 1110逻辑上称为“基站”1104。多个BTS 1108有时共享一个BSC 1110。BSC 1110管理几个BTS之间的资源分配。更一般地，术语“基站”和“接入网络”指的是与移动台无线通信以进行通信会话(例如，电路交换或分组交换)的任何实体(或实体的集合)。基站1104耦合到公共交换电话网(PSTN)或其它数据或交换网络。此路径可包括另外的单元，比如耦合到BSC 1110的移动交换中心(MSC)(未显示)。
有利的是，阐述在本专利文献中可使用的某些词汇的定义：术语“包括”和“包含”及其派生词，表示包括但不限于；术语“或”是包括在内的，意思是和/或；短语“有关的”和“与之相关的”及其派生词可表示包括、包括在内、互相联系、包含、被包容在内、连接到或与之连接、耦合到或与之耦合、与...通信、与...协同、交织、并列、近似、约束到、具有、具有一种特性等等；并且如果本文使用术语“控制器”，则它表示控制至少一个操作的任何装置、***或部分，这种装置可以实现为硬件、固件或软件，或至少其中两个的组合。应该注意，与任何特定控制器有关的功能性可以是集中或分布的，无论本地还是远程的。
尽管已经在以上详细说明和附图中描述和图示了本发明及其优点，但本领域技术人员应该理解，本发明不限于公开的实施例，而是在不背离由所附权利要求书定义的本发明精神和范围的前提下，可进行多种重排、置换和修改。

Claims (23)

1.一种发射机，包括：
数字上变频器，用于接收具有第一速率的基带数字信号，并将所述基带数字信号上变频到具有第二速率的上变频数字信号；
电路，用于接收所述上变频数字信号并分离所述上变频数字信号以产生多个并行数字信号；
调制器，用于接收和调制所述并行数字信号，以产生多个调制数字信号；
数字-数字调制器，用于接收所述多个调制数字信号并产生多个调制数字信号；以及
多路复用器，操作用于产生数字输出信号。
2.如权利要求1所述的发射机，还包括：
模拟带通滤波器，用于接收所述数字输出信号并将所述数字输出信号转换为模拟输出信号；以及
功率放大器，用于接收所述模拟输出信号并产生射频(RF)输出信号。
3.如权利要求1所述的发射机，还包括：
开关放大器，用于接收所述数字输出信号并产生放大的数字输出信号；以及
模拟带通滤波器，用于接收所述放大的数字输出信号并将所述放大的数字输出信号转换为射频(RF)输出信号。
4.如权利要求1所述的发射机，还包括：
本机振荡器，用于产生由所述多路复用器使用的LO信号，所述LO信号用于选择所述多路复用器的输入以便输出。
5.如权利要求1所述的发射机，其中所述上变频数字信号包括I和Q信号，并且所述调制器还用于组合所述I和Q信号，以产生所述多个调制数字信号。
6.如权利要求1所述的发射机，其中所述电路包括多相电路，所述多相电路是内插器，并可操作用于将所述上变频数字信号分成N个并行数字信号，并且所述内插器还包括：
N个子滤波器，用于对N个并行数字信号中的每一个进行滤波。
7.如权利要求1所述的发射机，其中所述电路包括多相滤波器，所述多相滤波器可操作用于将所述上变频数字信号分成N个相位信号，其中N是4的整数倍，并且所述电路还包括：
N个子滤波器，用于对N个相位信号中的每一个进行滤波。
8.如权利要求7所述的发射机，其中所述电路包括N个子滤波器，其中每个子滤波器具有一组系数，并且其中所述子滤波器的所述系数对应于所述多相滤波器的一组系数。
9.如权利要求8所述的发射机，其中所述电路包括数字有限脉冲响应滤波器。
10.如权利要求8所述的发射机，其中所述上变频数字信号包括I和Q信号，并且其中修改所述子滤波器的滤波系数，以使所述子滤波器实现用于所述I和Q信号的调制器。
11.如权利要求1所述的发射机，其中由所述调制器接收的所述多个调制数字信号包括具有一个或多个二进制位的第一采样，并且产生的多个调制数字信号包括第二采样，第二采样具有一个或多个二进制位并且其对应于第一采样。
12.如权利要求11所述的发射机，其中第二采样包括单个位。
13.如权利要求1所述的发射机，其中所述调制器还包括多个∑-Δ调制器。
14.一种发射机，包括：
用于接收具有第一速率的基带数字信号并将所述基带数字信号上变频到具有第二速率的上变频数字信号的部件；
用于接收所述上变频数字信号并分离所述上变频数字信号以产生多个并行数字信号的部件；
用于接收和调制所述并行数字信号以产生多个调制数字信号的部件；
用于接收所述多个调制数字信号并产生多个第二调制数字信号的部件；以及
用于接收和多路复用所述多个第二调制数字信号以产生数字输出信号的部件。
15.如权利要求14所述的发射机，还包括：
用于接收所述数字输出信号并将所述数字输出信号转换为模拟输出信号的部件；以及
用于接收所述模拟输出信号并产生射频(RF)输出信号的部件。
16.如权利要求14所述的发射机，还包括：
用于接收所述数字输出信号并产生放大的数字输出信号的部件；以及
用于接收所述放大的数字输出信号并将所述放大的数字输出信号转换为射频(RF)输出信号的部件。
17.一种对数字信号上变频以便RF发射的方法，包括：
接收具有第一速率的基带数字信号；
将所述基带数字信号上变频到具有第二速率的上变频数字信号；
将所述上变频数字信号分成多个分相数字信号；
调制所述分相数字信号以产生多个调制数字信号；
调制所述多个调制数字信号以产生多个第二调制数字信号；以及
多路复用所述多个第二调制数字信号以产生并输出数字输出。
18.如权利要求17所述的方法，其中所述上变频数字信号包括I和Q信号，并调制所述I和Q信号以产生多个调制数字信号。
19.如权利要求17所述的方法，其中多相内插器将所述上变频数字信号分成N个相位信号，并且所述方法还包括：
用子滤波器对N个相位信号中的每一个进行滤波。
20.如权利要求19所述的发射机，其中N是4的整数倍，并且所述子滤波器包括数字有限脉冲响应函数。
21.一种无线通信装置，包括：
发射机，所述发射机包括：
数字上变频器，用于接收具有第一速率的基带数字信号，并将所述基带数字信号上变频到具有第二速率的上变频数字信号；
电路，用于接收所述上变频数字信号并分离所述上变频数字信号以产生多个并行数字信号；
调制器，用于接收并调制所述并行数字信号以产生多个调制数字信号；
数字-数字调制器，用于接收所述多个调制数字信号并产生多个调制数字信号；以及
多路复用器，可操作用于产生数字输出信号。
22.如权利要求21所述的无线通信装置，其中所述装置是移动终端。
23.如权利要求21所述的无线通信装置，其中所述装置是基站。
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