CN1750432B - 天线方向调整方法和ofdm接收装置 - Google Patents

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Abstract

提供一种信号传输***，在发送装置移动并经过规定时间后，预测一次菲涅尔区是否接触标高截面图，在预测为接触的情况下，进行表示注意的显示。在显示发送装置的位置和旋转天线的位置这两点间的标高截面图、和从两点间的发送装置发送的信号之直接波与一次菲涅尔区的同时，在发送装置移动并经过规定时间后，预测一次菲涅尔区是否接触标高截面图，在预测为接触的情况下，显示表示注意的危险度。

Description

天线方向调整方法和OFDM接收装置
技术领域
本发明涉及一种使用正交频分多路复用方式(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing：下面记作OFDM方式)的传输装置中的接收天线之方向调整。
背景技术
近年来，在无线装置领域中，作为抗多径衰落较强的调制方式，OFDM方式引人注目，在以欧洲和日本为首的各国进行大量的应用研究。其中，就UHF频带的地面数字广播的开发动向与方式而言，例如在非专利文献1中详细记载。
该OFDM方式采用将中继现场的影像无线传输至电视台的FPU(FieldPickup Unit：实况拾音单元)的传输方式，用于固定或移动无线中继中。
在以前的天线方向调整方法中，采取如下方法，即利用接收侧的检波器来检测接收电场电平，搜索接收电场电平变为最大的方向，调整天线的方向。但是，若接收电场变低，则接收信号会被埋入噪声中，难以高精度检测。即，由于在天线的方向调整之初始阶段，接收电场非常低，所以即便微弱的OFDM信号到达，也不能捕捉埋入噪声中的接收信号，只能通过手动摸索来进行方向调整。
因此，本申请人提议改善这些缺点的天线方向调整方法(例如专利文献1)。下面，用图3来简单说明。
利用变换成纠错码、调制至64QAM等的预处理，将输入到发送装置12的发送预处理电路13a的信息码变换为表示各载波的信号之频率分布图象的信号串，由逆傅立叶变换(IFFT)电路13b变换为表示时间波形的信号串。之后，为了减少由传输路径中的延迟波引起的接收侧的码间干扰的影响，在引导间隔***电路13c向发送的OFDM信号附加引导间隔。***了该引导间隔的信号在处理电路13d中进一步被实施正交变换、D/A变换、增频变频等后处理，从发送天线11发送。
该发送出的OFDM传输信号被接收天线21接收，通过电缆发送到解调装置22。输入到解调装置22的接收信号在由降频变频器23a、A/D变换电路23b变换为数字的复数向量信号之后，输入到由实施对传输来的信息码进行解调的信号处理的FFT(傅立叶变换)电路23c、传输路径响应均衡电路23d、解调&解码电路23e等构成的主线系的路径，同时，输入到位于其它路径的引导相关算出电路24。
之后，引导相关算出电路24执行接收信号的引导期间中的相关运算，将引导相关信号输出到接收电平算出电路25。接收电平算出电路25根据引导相关信号，算出接收信号的电平，输出到方向调整信号发生电路26。
方向调整信号发生电路26根据算出的接收信号电平，生成接收天线21的方向调整用信号，并使用生成的方向调整用信号，进行接收天线21的方向调整。
非专利文献1：影像信息媒体学会志 1998年Vol.52，No.11
专利文献1：日本专利特开平2003-115787公报
在以前的利用接收侧的检波器来检测接收电场电平、搜索接收电场电平变为最大的方向之天线方向调整方法中，若接收电场变低，则接收信号会被埋入噪声中，难以高精度检测。例如，在接收电场为-90dBm、传输频域宽度为17MHz、初级放大器的噪声指数为4dB时，CN比为-7dB左右，难以检测接收电场低于-90dBm这样电平的接收信号。另外，即便使用图3的天线方向调整方法，也难以检测接收电场大大低于-90dBm这样电平的接收信号。
即，因为在天线的方向调整之初始阶段，接收电场非常低，所以即便微量的OFDM信号到达，也不能捕捉埋入噪声中的接收信号，只能通过手动摸索来进行方向调整。
发明内容
本发明为了解决上述课题，在传输包含引导间隔期间的OFDM信号的传输装置的接收装置中，执行接收到的上述OFDM信号、与对该OFDM信号执行有效符号期间长度延迟的信号的复数乘法，对该复数乘法的结果所得到的复数乘法信号之至少引导间隔期间的信号执行平均化处理，对由上述平均化处理得到的对应于接收电场电平的信号执行绝对值运算处理，根据该绝对值运算的结果所得到的信号电平，生成接收天线的方向调整用信号，并使用该生成的方向调整用信号来进行接收天线的方向调整。
另外，对由平均化处理得到的对应于接收电场电平的信号执行绝对值运算处理，根据该绝对值运算的结果所得到的信号电平，生成接收天线的方向调整信号，并使用该生成的方向调整信号来进行接收天线的方向调整。作为上述绝对值运算，至少算出下列中的一个：通过运算I分量与Q分量的平方和，算出与接收功率的平方成比例的接收电场信号R1；通过运算I分量与Q分量的平方和的平方根，算出与接收功率成比例的接收电场信号R2。
另外，将生成的方向调整用信号设为对应于接收信号的电平、音质、音量、声音的继续间隔至少之一变化的方向调整用声音信号、或颜色、亮度、闪烁间隔至少之一变化的方向调整用光信号、或显示数值、字符、曲线至少之一的信号内的至少任一信号。
另外，一种传输包含引导间隔期间的OFDM信号之传输装置的OFDM接收装置，通过具备复数乘法运算部件，执行接收到的上述OFDM信号、与对该OFDM信号执行有效符号期间长度延迟的信号之复数乘法；和滤波运算部件，对该复数乘法的结果所得到的复数乘法信号之至少引导间隔期间的信号执行低通滤波运算，具有方向调整用信号生成部件，该方向调整用信号生成部件对由上述滤波运算得到的信号执行绝对值运算处理，根据该绝对值运算的结果所得到的信号电平，生成接收天线的方向调整用信号。
另外，具有方向调整信号生成部件，对由滤波运算得到的信号执行绝对值运算处理，根据该绝对值运算的结果所得到的信号电平，生成接收天线的方向调整信号，并使用该生成的方向调整信号来进行接收天线的方向调整。
还具备将生成的方向调整用信号变换为对应于接收信号的电平、音质、音量、声音的继续间隔至少之一变化的声音信号之部件、和变换为颜色、亮度、闪烁间隔至少之一变化的光信号之部件、和变换为显示数值、字符、曲线至少之一的信号之部件内的至少任一部件。
另外，在进行平均化处理、滤波运算期间，执行控制，使接收局部振荡器的振荡频率恒定。
另外，将方向调整用信号变换为与接收信号的实效值大致成正比的信号、或与接收信号的功率值大致成正比的信号、或与接收信号的dB值(对数值)大致成正比的信号、或控制调整接收天线方向的云台之方向的控制信号内的任一信号。
发明效果
若使用本发明的接收天线的方向调整方法，则在接收天线的方向调整初始阶段，即便接收的OFDM信号之CN比为-7dB左右，即，例如传输频域宽度为17MHz、初级放大器的噪声指数为4dB时，即便接收电场为-140dBm左右，也能准确检测OFDM信号的存在，可边改变接收天线的方向，边搜索接收的OFDM信号之电平变为最大的方向。
另外，也可构筑使用算出的接收电平信号来容易地进行接收天线之方向调整的***。
附图说明
图1是表示本发明的接收天线方向调整一实施例的框图。
图2是表示本发明的接收电场算出部4的一实施例的框图。
图3是表示现有的天线方向调整***一例的框图。
图4是表示OFDM符号构成的模式图。
图5是表示接收电场算出部4的各部之信号的模式图。
图6是表示接收Lo频率不固定时的复数乘法输出Zmul(m)的相位变动之模式图。
图7是表示接收电场信号的电平与C/N的图。
具体实施方式
下面，参照图示的实施方式来详细说明本发明的实施例。
图1是表示本发明的第一实施例的图。如上所述，到达接收装置的OFDM信号被接收天线1接收，由接收高频部2进行变频后，变换为基带信号。该基带信号输入A/D变换电路3后得到接收采样系列Zin(m)(m为采样序号)。之后，经过由用于解调传输的信息码之FFT(调整傅立叶变换)电路6、解调部7等构成的主线系的路径，将解调信号D输出到外部装置。
另外，接收采样系列Zin(m)输入到使时钟定时或载波频率与发送信号同步的同步处理部8，将同步信号SYNC作为控制接收定时的信号，配送给OFDM接收部全体。
并且，接收采样系列Zin(m)在与它们连接的同时，连接到算出接收电场的接收电场算出部4上，将由接收电场算出部4得到的接收电场信号R连接于方向调整信号发生部5上，生成接收天线1的方向调整用信号C。
下面，进一步详细描述作为本发明目的的接收电场算出部4的构成。
图2是表示接收电场算出部4的构成图。来自A/D变换电路3的接收采样系列Zin(m)连接于有效码延迟器41上，被有效码延迟的接收采样系列Zin(m-M)输出被连接于复数乘法器42上。在复数乘法器42的另一输入端子上，连接来自A/D变换电路3的接收采样系列Zin(m)信号。如后所述，复数乘法器42的输出信号连接于积分器43上，经由绝对值器44，作为接收电场信号R输出。
在该接收电场算出部4中，因为实施利用了OFDM的引导间隔信号相关性的处理，所以在说明接收电场算出部4的动作之前，用图4来说明包含引导间隔信号的OFDM信号。
OFDM方式是分别以恒定的码期间Ts’来数字调制以恒定频率间隔配置的数百-数千条载波(carrier)并传输的方式。在调制成OFDM信号的工作中，通常使用点数M(例如M＝1024)的IFFT(逆高速傅立叶变换)。从发送侧送出的传输信号的1个码由以IFFT调制的M个点的OFDM信号所构成的有效码期间Ts之信号(A+a)、和将1个码的最后Mg(例如Mg＝128)点期间Tg的信号a复写到有效码期间Ts前的引导期间Tg中的Mg点的引导间隔信号a’构成。另外，下一码的b与b’部分也一样。
根据以上知识，用图5来说明由图4的接收电场算出部4实施的处理。由A/D变换电路3采样、输入到接收电场算出部4的图5(a)的接收采样系列Zin(m)如图5(b)所示，被有效码延迟器41延迟相当于有效码期间Ts的采样个数M(例如M＝1024)。该延迟了有效码期间Ts的信号Zin(m-M)与延迟前的信号Zin(m)，由复数乘法器42在每个采样点进行复数算法，算出
Zmul(m)＝Zin(m)×Zin(m-M)*                 ...(1)
该复数乘法信号的波形示于图5(c)、(d)中。
图5(c)是表示C/N无限大时的状态图。这里，因为作为引导间隔信号的a与a’、b与b’(图中的虚线)的信号在无失真的理想条件下为相同的信号分量，所以在该引导间隔期间具有相关性，相关程度比其它期间大。
在接收天线1的方向调整之初始阶段，多未确立接收装置的Lo频率(局部振荡频率)的同步，由图5(c)的I分量与Q分量构成的复数向量信号变为向任意方向旋转的信号。若确立Lo频率的同步，则复数向量信号的相位变为0度，仅在I分量出现相关分量。
这里，在接收采样系列Zin(m)的引导间隔期间(a与a’、b与b’)中含有的噪声分量多时，由于噪声分量的无相关性，所以该相关分量的电平变小。因此，若降低引导间隔期间的相关性，则意味着接收采样系列Zin(m)中含有的噪声分量多，即接收电场电平低。相反，若相关程度变大，则意味着接收电场电平大。
但是，例如C/N下降-5dB这样的环境下含有的噪声量也多，如图5(d)所示，难以从波形得到能判断引导间隔期间与之外期间的相关程度差的相关波形。另外，在这种环境下，由于检测码定时的码同步也未确立，所以难以判断引导间隔定时。
因此，在本发明中，对复数乘法器42的输出信号Zmul(m)的I分量、Q分量分别由积分器43实施平均化处理，抑制扰乱分量，抽取有效的相关分量。即，若含有的噪声量变多，则如图5(d)所示，难以由复数乘法器42的输出信号Zmul(m)自身得到能判断引导间隔期间与之外期间的相关程度差的相关波形，但通过由积分器43对复数乘法器42的输出信号Zmul(m)进行积分(平均化处理)，由于引导间隔期间以外的期间无相关，所以引导间隔期间以外的积分结果收敛为0。
另一方面，在引导间隔期间中，因为具有相关性，所以通过实施积分处理，可得到取决于C/N的相关程度。
此外，就利用GPS等、在接收装置侧具有绝对时间并能把握引导间隔期间的***而言，通过将积分期间限定为引导间隔期间，可使扰乱分量的抑制效果提高。
另外，就积分器43的构成而言，可由FIR滤波器等构成的移动平均处理、即低通滤波器(下面称为LPF：Low Pass Filter)、或由IIR滤波器构成的LPF来实现。就该LPF的时间常数而言，作为可尽快追踪于天线的方向调整控制之时间常数，期望在数百msec以内。
另外，在实施积分处理时，必须将接收Lo频率保持恒定。如上所述，在未确立同步的情况下，复数乘法器42的输出信号Zmul(m)的相位不确定。这里，若接收Lo频率随时间变动，则如图6所示，Zmul(m)的相位也会变动。在对这种信号进行积分处理的情况下，Zmul(m)的有益的相关分量也被平均化，会被收敛成0。因此，必须进行将接收Lo频率保持恒定、并将Zmul(m)的相位变为恒定的控制。
这样，将由积分器43得到的Zmul(m)的平均值输入绝对值器44，算出I分量与Q分量的绝对值。作为绝对值的算出方法，通过如式(2)所示运算I分量与Q分量的平方和，可算出与接收功率的平方成正比的接收电场信号R。
I2+Q2    ...(2)
另外，如式(3)所示，通过运算I分量与Q分量的平方和之平方根，也可算出与接收功率成正比的接收电场信号R。
(I2+Q2)0.5    ...(3)
但是，通常在接收装置中使用如下方式，即在执行由自动增益控制(AGC：Automatic Gain Control)电路将在接收条件下变化大的接收信号的电平变为基本上恒定的电平之控制之后，实施各种信号处理。因此，输入接收电场算出部4的信号Zin(m)的功率也始终保持基本恒定。
在执行这种控制的情况下，来自接收电场算出部4的接收电场信号R不是与接收电场成正比的值。尤其是如图7所示，若C/N变高，即若接收电场电平变大，则接收电场信号R的电平会在某个恒定值下饱和。但是，在接收电场信号R的电平处于饱和区域的情况下，同步也确立，得到规定电平以上的接收电场，所以可判断为天线的方向调整完成。
如上所述，将由接收电场算出部4算出的接收电场信号R输入方向调整信号发生部5，变换成适合于接收天线1的调整的信号，作为方向调整信号C输出。该方向调整信号C例如在实施接收天线1的调整时，为了使接收天线的调整者易于调整，接收电平越高，则为越高的音。或者，输出使接收电平越高、则间隔越窄的断续声音等高频笛音产生的方向调整信号。或者，在边观察由示波器等发生的方向调整信号C的电压变化，边调整该电平变为最大等、边测定接收电平边调整接收天线的方向的情况下，将把接收电平信号的值变换为调整变容易的单位***的值、例如dB值等值所得到的信号作为方向调整信号输出。或者，在使用显示接收电平的仪器边测定接收电平边调整接收天线的方向的情况下，将控制对应于接收电平的亮度、颜色或显示杆的长度等的仪器显示值之信号作为方向调整信号C来输出。或者在稍移动接收天线的云台时，通过使用如下方法，即当接收电平增加时，进一步向相同方向移动，当减少时，向相反方向移动，由此在最佳方向上控制接收天线，此时，将把接收电平信号的值变换为云台控制变容易的单位***的值所得到的信号作为方向调整信号C来输出。
这样，若使用本实施例的OFDM方式的接收装置，则接收的OFDM信号的CN比变为-5dB以下，在与以前相同的方法、即使用接收检波电平的方式或图3的天线方向调整方法中，即便在就连OFDM信号存在也无法检测的接收天线之方向调整的初始阶段，不仅能检测OFDM信号的存在，而且还能以高的SN比来测定接收到的OFDM信号的功率电平及其变化量。
因此，可构筑如下***，可边改变接收天线的方向，边搜索接收的OFDM信号电平变为最大的方向，使用算出的方向调整信号来容易地进行接收天线的方向调整。

Claims (5)

1.一种OFDM接收装置的天线方向调整方法，其特征在于：
在传输包含引导间隔期间的OFDM信号的传输装置的接收装置中，执行接收到的上述OFDM信号、与对该OFDM信号执行有效符号期间长度的延迟的信号的复数乘法，对该复数乘法的结果所得到的复数乘法信号的至少引导间隔期间的信号执行平均化处理，对由上述平均化处理得到的对应于接收电场电平的信号执行绝对值运算处理，根据该绝对值运算的结果所得到的信号电平，生成接收天线的方向调整用信号，并使用该生成的方向调整用信号来进行接收天线的方向调整。
2.根据权利要求1所述的天线方向调整方法，其特征在于：
作为上述绝对值运算，至少算出下列中的一个：通过运算I分量与Q分量的平方和，算出与接收功率的平方成比例的接收电场信号R1；通过运算I分量与Q分量的平方和的平方根，算出与接收功率成比例的接收电场信号R2。
3.根据权利要求2所述的天线方向调整方法，其特征在于：
将上述生成的方向调整用信号设为如下三种信号中的至少任一信号：对应于接收了的上述OFDM信号的电平而使音质、音量、声音的断续间隔中的至少一个变化的方向调整用声音信号；颜色、亮度、闪烁间隔中的至少一个变化的方向调整用光信号；显示数值、字符、曲线中的至少一个的信号。
4.一种OFDM接收装置，是传输包含引导间隔期间的OFDM信号的传输装置的接收装置，其特征在于：
具备：复数乘法运算部件，执行接收到的上述OFDM信号和对该OFDM信号执行有效符号期间长度的延迟的信号的复数乘法；以及滤波运算部件，对该复数乘法的结果所得到的复数乘法信号的至少引导间隔期间的信号执行低通滤波运算；具有方向调整用信号生成部件，该方向调整用信号生成部件对由上述滤波运算得到的信号执行绝对值运算处理，根据该绝对值运算的结果所得到的信号电平，生成接收天线的方向调整用信号。
5.根据权利要求4所述的接收装置，其特征在于：
作为所述绝对值运算，至少算出下列中的一个：通过运算I分量与Q分量的平方和，算出与接收功率的平方成比例的接收电场信号R1；通过运算I分量与Q分量的平方和的平方根，算出与接收功率成比例的接收电场信号R2。
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