CN1747315A - 用于交流电动机的控制装置 - Google Patents

Abstract

在包括其中定子位置被固定的坐标***、其中转子位置被固定的坐标***和以n倍于(n是不等于0或1的整数)转子的旋转频率的旋转频率旋转的坐标***的任意直角坐标***的一个坐标***中，定义在任意一个其它坐标***上的滤波器。此外，利用所述滤波器控制电动机的驱动。结果，不需要对控制变量单独地进行坐标变换操作。

Description

用于交流电动机的控制装置

技术领域

本发明涉及对于提供给包括转子和定子的交流电动机的驱动电流的控制。

背景技术

提供给包括转子和定子的交流电动机的一种典型的驱动电流是具有三相iu，iv和iw的电流。这种三相驱动电流被根据电动机的输出转矩控制。在用于控制这种电动机的以前的公知技术中，具有相应相的((u，v，w的各个相)电流被转换成由励磁电流轴(d轴)和转矩电流轴(q轴)构成的d轴和q轴坐标***的电流，并控制每个被转换的电流，以便和获得自电动机的转矩指令的轴指令值匹配。

这种控制假定电动机的驱动电流基本上符合正弦波，并且这种控制只针对这个基波分量。不过，实际上，按照电动机驱动电流产生的磁通被畸变，或者由于各种情况例如在逆变器转换时的特性或类似物而在电动机驱动电流中产生高次谐波分量。

因此，为了进行更精确的控制，必须考虑高次谐波分量进行控制。

作为一种用于频率分量n倍于基波的高次谐波电流的控制方法，提出了构建一种坐标***，利用该坐标***，电流可以被相对于作为控制目标的所有电流分量作为直流被处理，并对被在所述坐标***上进行变换的电流和指令值进行控制(例如见日本专利申请公开2002-223600)。

不过，在上述的技术中，对高次谐波电流分量的控制被在用于该高次谐波电流分量的坐标***上进行。因此，在对三相u，v，w(αβ相：一种具有固定的定子的坐标***)进行坐标变换而成为轴坐标***或其类似***之后，进行控制或其类似操作，并且由这个控制获得的输出再次经过逆坐标变换。因此，因为必须进行许多坐标变换操作，使得计算被不希望地变得复杂了。

发明内容

按照本发明，也可以控制高次谐波分量。因此，可以抑制在电动机驱动电流中包含的高次谐波，并因而可以减少铜损。此外，通过对磁体包含的高次谐波分量施加适合的高次谐波电流，可以期望增加输出转矩。此外，因为可以在单个坐标轴上执行对任何坐标轴上的控制，不必每次都进行坐标变换操作，借以有效地进行控制。例如，可以在其中转子位置被固定的dq轴坐标***中进行n倍于转子的旋转频率的高次谐波电流的PI控制，或者在其中定子位置被固定的αβ坐标***上进行具有固定的转子的dq轴坐标***中的dq电流的PI控制。

附图说明

图1是示出了用于对n次高次谐波进行PI控制的dq轴坐标***中的配置的图；

图2是示出了用于对n次高次谐波进行PI控制的dq轴坐标***中的另一种配置的图；

图3是示出了dq轴上的一种控制***的结构的例子的图；

图4是示出了用于对dq轴电流进行PI控制的αβ坐标***中的配置的图；

图5是示出了αβ坐标***上的一种控制***的结构的例子的图；

图6是示出了由常规技术引起的在dq轴上的电动机电流的改变所图；

图7是示出了由采用为每个高次谐波构建的dq轴的技术引起的电动机电流的改变的图；

图8是示出了由按照实施例的技术引起的电动机电流的改变的图，所述实施例在dq轴上实现在ef轴上的控制(n＝6)；以及

图9是示出了图1所示的坐标***中的高次谐波分量的配置的图。

具体实施方式

下面说明本发明的优选实施例。

“坐标***”

将考虑以固定的角速度ω和转角θ旋转的转子的例子。将引入其中定子位置被固定的αβ坐标***、其中转子位置被固定的dq轴坐标***、以及以n倍于转子的转速旋转的ef轴坐标***。

在αβ坐标***、dq轴坐标***和ef轴坐标***上的各个状态量(列矢量){x_α，X_β}，{x_d，x_q}，{x_e，x_f}通过变换矩阵T(θ)具有如下的关系：

$\left(\begin{array}{c}{x}_d\\ x_q\end{array}\right)=T\left(\mathrm{\θ}\right)\left(\begin{array}{c}{x}_{\mathrm{\α}}\\ x_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)---\left(1\right)$

$\left(\begin{array}{c}{x}_e\\ x_f\end{array}\right)=T\left(\mathrm{n\θ}\right)\left(\begin{array}{c}{x}_{\mathrm{\α}}\\ x_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)---\left(2\right)$

$T\left(\mathrm{n\θ}\right)=\left(\begin{array}{cc}\cos \mathrm{n\θ}& \sin \mathrm{n\θ}\\ -\sin \mathrm{n\θ}& \cos \mathrm{n\θ}\end{array}\right)---\left(3\right)$

现在将按照下述构建在每个坐标***中的PI控制。应当注意，Kp是用于比例控制的常数，Ki用于积分控制的常数。此外，下标r表示目标值。此外，在本说明书的说明中，使用相同的字体表示标量、矢量和矩阵。

(α-β坐标***)

$\left(\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\\ v_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{K}_{\mathrm{p\α}}& 0\\ 0& K_{\mathrm{p\β}}\end{array}\right)\{\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\αr}}\\ i_{\mathrm{\βr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)\}+\left(\begin{array}{cc}{K}_{\mathrm{i\α}}& 0\\ 0& K_{\mathrm{i\β}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)---\left(4\right)$

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\αr}}\\ i_{\mathrm{\βr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)---\left(5\right)$

(d-q轴坐标***)

$\left(\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{K}_{\mathrm{pd}}& 0\\ 0& K_{\mathrm{pq}}\end{array}\right)\{\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dr}}\\ i_{\mathrm{qr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)\}+\left(\begin{array}{cc}{K}_{\mathrm{id}}& 0\\ 0& K_{\mathrm{iq}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)---\left(6\right)$

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dr}}\\ i_{\mathrm{qr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)---\left(7\right)$

(e-f轴坐标***)

$\left(\begin{array}{c}{v}_e\\ v_f\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{K}_{\mathrm{pe}}& 0\\ 0& K_{\mathrm{pf}}\end{array}\right)\{\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{er}}\\ i_{\mathrm{fr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_e\\ i_f\end{array}\right)\}+\left(\begin{array}{cc}{K}_{\mathrm{ie}}& 0\\ 0& K_{\mathrm{if}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_e\\ e_f\end{array}\right)---\left(8\right)$

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}{e}_e\\ e_f\end{array}\right)=\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{er}}\\ i_{\mathrm{fr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_e\\ i_f\end{array}\right)---\left(9\right)$

“在dq轴坐标***中的高次谐波控制(在dq轴坐标***中对ef轴坐标***上的PI控制)”

dq轴坐标***具有由表达式(1)和(2)表示的关系。考虑电压v、电流i和电流的误差积分值e(见表达式(5))作为状态量，它们可以被表示如下。应当注意，T’((n-1)θ)是T((n-1)θ)的转置矩阵，并且dq轴坐标***超前αβ坐标***θ。因此，在两个坐标***之间的阶次的差是n-1。

$\left(\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right)=T^{\′}\left((n-1)\mathrm{\θ}\right)\left(\begin{array}{c}{v}_e\\ v_f\end{array}\right)---\left(10\right)$

$\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)=T^{\′}\left((n-1)\mathrm{\θ}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_e\\ i_f\end{array}\right)---\left(11\right)$

$\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)=T^{\′}\left((n-1)\mathrm{\θ}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_e\\ e_f\end{array}\right)---\left(12\right)$

在由表达式(8)和(9)表示的坐标***上的PI控制被利用表达式(10)到(12)转换到dq轴坐标***。

$\left(\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right)=T^{\′}\left((n-1)\mathrm{\θ}\right)\left(\begin{array}{cc}{K}_{\mathrm{pe}}& 0\\ 0& K_{\mathrm{pf}}\end{array}\right)T\left((n-1)\mathrm{\θ}\right)\{\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dr}}\\ i_{\mathrm{qr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)\}$

$+T^{\′}\left((n-1)\mathrm{\θ}\right)\left(\begin{array}{cc}{K}_{\mathrm{ie}}& 0\\ 0& K_{\mathrm{if}}\end{array}\right)T\left((n-1)\mathrm{\θ}\right)\left(\begin{array}{c}{c}_d\\ c_q\end{array}\right)$

$=\left(\begin{array}{cc}\frac{K_{\mathrm{pe}}+K_{\mathrm{pf}}}{2}+\frac{K_{\mathrm{pe}}-K_{\mathrm{pf}}}{2}\cos \left(2(n-1)\mathrm{\θ}\right)& \frac{K_{\mathrm{pe}}-K_{\mathrm{pf}}}{2}\sin \left(2(n-1)\mathrm{\θ}\right)\\ \frac{K_{\mathrm{pe}}-K_{\mathrm{pf}}}{2}\sin \left(2(n-1)\mathrm{\θ}\right)& \frac{K_{\mathrm{pe}}+K_{\mathrm{pf}}}{2}-\frac{K_{\mathrm{pe}}-K_{\mathrm{pf}}}{2}\cos \left(2(n-1)\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right)$

$\{\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dr}}\\ i_{\mathrm{qr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)\}$

$+\left(\begin{array}{cc}\frac{K_{\mathrm{ie}}+K_{\mathrm{if}}}{2}+\frac{K_{\mathrm{ie}}-K_{\mathrm{if}}}{2}\cos \left(2(n-1)\mathrm{\θ}\right)& \frac{K_{\mathrm{ie}}-K_{\mathrm{if}}}{2}\sin \left(2(n-1)\mathrm{\θ}\right)\\ \frac{K_{\mathrm{ie}}-K_{\mathrm{if}}}{2}\sin \left(2(n-1)\mathrm{\θ}\right)& \frac{K_{\mathrm{ie}}+K_{\mathrm{if}}}{2}-\frac{K_{\mathrm{ie}}-K_{\mathrm{if}}}{2}\cos \left(2(n-1)\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)---\left(14\right)$

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)=\frac{d}{\mathrm{dt}}\left\{T^{\′}\left((n-1)\mathrm{\θ}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_e\\ e_f\end{array}\right)\right\}$

$=\frac{d}{\mathrm{dt}}\left\{T^{\′}\left((n-1)\mathrm{\θ}\right)\right\}T\left((n-1)\mathrm{\θ}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)+T^{\′}\left((n-1)\mathrm{\θ}\right)\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}{e}_e\\ e_f\end{array}\right)$

$\begin{array}{c}\end{array}=(n-1)\mathrm{\ω}\left(\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)+T^{\′}\left((n-1)\mathrm{\θ}\right)\{\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{er}}\\ i_{\mathrm{fr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_e\\ i_f\end{array}\right)\}$

$\begin{array}{c}\end{array}=(n-1)\mathrm{\ω}\left(\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dr}}\\ i_{\mathrm{pr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)---\left(15\right)$

表达式(15)可被转换为表达式(17)。此外，假定K_pe＝K_pf，K_ie＝K_if，通过组织上面的表达式可以获得表达式(16)。

$\left(\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right)=K_{\mathrm{pe}}\{\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dr}}\\ i_{\mathrm{qr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)\}+K_{\mathrm{ie}}\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)---\left(16\right)$

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)=(n-1)\mathrm{\ω}\left(\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dr}}\\ i_{\mathrm{qr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)---\left(17\right)$

根据表达式(17)中的电流误差(i_dx-i_d，i_qx-i_q)，积分值(e_d，d_q)的传递函数由表达式(18)表示。

$F\left(\begin{array}{c}\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)\end{array}\right)=\frac{1}{s^2+\{(n-1)\mathrm{\ω}{\}}^2}\left(\begin{array}{cc}s& (n-1)\mathrm{\ω}\\ -(n-1)\mathrm{\ω}& s\end{array}\right)F\left(\begin{array}{c}\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dr}}\\ i_{\mathrm{qr}}\end{array}\right)\end{array}-\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)\right)---\left(18\right)$

按照这个表达式，对角元素构成一个带通滤波器，借助于这个带通滤波器，一个通带具有旋转频率ω，并且非对角元素构成一个低通滤波器，借助于该低通滤波器，一个截止频率具有旋转频率ω。因此，存在关于旋转频率ω的鲁棒特性的可能性，可以考虑进行以下的变换：

$\begin{array}{c}F\left(\begin{array}{c}\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)\end{array}\right)=\frac{1}{s^2+2\mathrm{\ζ}(n-1)\mathrm{\ωs}+\{(n-1)\mathrm{\ω}{\}}^2}\left(\begin{array}{cc}s+\mathrm{\ζ}(n-1)\mathrm{\ω}& (n-1)\mathrm{\ω}\\ -(n-1)\mathrm{\ω}& s+\mathrm{\ζ}(n-1)\mathrm{\ω}\end{array}\right)\\ F\left(\begin{array}{c}\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dr}}\\ i_{\mathrm{qr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)\end{array}\right)\end{array}---\left(19\right)$

在这个表达式中，F()是拉普拉斯变换，s是拉普拉斯算子，ζ是相应于阻尼的常数，并且可以考虑0＜ζ＜0.7作为合适的值。

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)=(n-1)\mathrm{\ω}\left(\begin{array}{cc}\frac{-\mathrm{\ζ}}{(n-1)\mathrm{\ω}}& -1\\ 1& \frac{-\mathrm{\ζ}}{(n-1)\mathrm{\ω}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dr}}\\ i_{\mathrm{qr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)---\left(20\right)$

假定上述的控制***是一个用于n次高次谐波(ef)的控制***，并且表达式(6)和(7)是用于基波(dq)的控制***，一种用于基波和n次高次谐波的控制***如图1或图2所示。此外，实现这种控制***的配置如图3所示。

在图1中，为了取出基波分量而对于通过低通滤波器传输的信号进行的处理相当于基波处理，为了取出n次高次谐波分量而对通过高通滤波器传输的信号进行的处理相当于n次高次谐波处理。

通过低通滤波器传输的基波的i_dr和i_d，以及i_qr和i_q被输入到减法器，在其中计算误差值(i_dr-i_d)和(i_qr-i_q)。获得的误差值分别被乘以K_pd，借以计算对基波进行PI控制的比例。此外，对误差值(i_dr-i_d)和(i_qr-i_q)进行积分(1/s)，然后乘以K_id，借以获得PI控制的积分项。此外，把这些结果相加，从而可以获得基波的控制电压v_d和v_q。

此外，通过高通滤波器传输的高次谐波分量的i_dr和i_d，以及i_qr和i_q被输入到减法器，在其中计算误差值(i_dr-i_d)和(i_qr-i_q)。获得的误差值分别被乘以K_p，借以计算对基波进行PI控制的比例。此外，对误差值(i_dr-i_d)和(i_qr-i_q)进行积分(1/s)，然后乘以K_ie，借以获得PI控制的积分项。不过，在每个积分器的前面提供一个加法器(减法器)。d轴的积分项被乘以(n-1)ω，然后被从q轴的误差中减去，并把获得的结果输入到q轴的积分器。q轴的积分项被乘以(n-1)ω，并被加到d轴的误差上，并把获得的结果输入到d轴的积分器。因而，由表达式(15)及其类似表达式表示的控制可以被执行。

利用这种配置，可以获得关于d轴和q轴的n次高次谐波的比例与积分项，并且在加法器中按照d轴和q轴对基波的比例与积分项和高次谐波的比例与积分项进行相加，借以获得d轴的控制电压vd和q轴的控制电压vq。

用这种方式，ef轴中的PI控制可以作为dq的控制被共同地进行。应当注意，在这个例子中，K_pd＝K_pq，K_id＝K_iq，K_pe＝K_pf，K_ie＝K_if被确定。

图9示出了关于在图1中的高次谐波的处理部分。

此外，在图2中，比例控制的系数被确定为K_pd＝K_pe，基波和高次谐波的比例一起被计算。即，d轴的i_dr和i_d被相加而不使用滤波器，并且获得的结果被乘以K_pd，借以获得比例。此外，q轴的i_qr和i_q被相加而不使用滤波器，并且获得的结果被乘以K_pd，借以获得比例。

图3表示该***的整体配置。在电流补偿器中使用上述的图1和图2的配置。该电流补偿器输出vd和vq作为d轴和q轴的电压指令，并且它们被输入到dq/uvw变换部分。dq/uvw变换部分把dq轴的电压指令值变换成输出每个相电压驱动电压的逆变器的开关指令，并输出所述开关指令。所述开关指令被输入到PWM逆变器。按照所述PWM逆变器的开关指令，相应于vd就vq的电动机驱动电压v_u，v_v，v_w被提供给三相电动机3的相应相线圈。

在另一方面，由位置传感器检测电动机的转子旋转位置。位置传感器可以是霍尔元件型的，其检测任何其它电动机电流的改变。由位置传感器检测的值被输入到角度和角速度计算器，在那里由转子位置检测结果计算角度θ和角速度ω。这个转子角度θ被输入到uvw/dq变换器。由电流检测器检测的具有v相和w相的(其可以是三相中的任何两相)电动机电流被提供给该uvw/dq变换器，在那里计算在dq轴坐标***中的励磁电流id和转矩电流iq。

此外，来自这个uvw/dq变换器的id和iq以及来自角度和角速度计算器的角速度ω被提供给电流补偿器。即，励磁电流的目标值idr、转矩电流的目标值iqr和检测结果id，iq以及ω被输入到该电流补偿器，并且因而利用例如图1和图2所示的配置计算vd和vq。

利用这种结构，可以不进行坐标变换操作而执行考虑高次谐波的电动机驱动控制。

“在αβ坐标***中的dq轴电流控制(在αβ坐标***中对dq轴坐标***上的PI控制)”

当在dq轴坐标***中具有固定的转子的PI控制被变换到具有固定的定子的αβ坐标***时，可以获得以下表达式：

$\left(\begin{array}{c}{v}_{\mathrm{\α}}\\ v_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)=K_{\mathrm{pd}}\{\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\αr}}\\ i_{\mathrm{\βr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)\}+K_{\mathrm{id}}\left(\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)---\left(21\right)$

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)=\mathrm{\ω}\left(\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{\α}}\\ e_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)+\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\βr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)---\left(22\right)$

它们相应于表达式(16)和(17)，在αβ坐标***和dq坐标***之间的阶次差是1，并且采用ω代替在表达式(17)中的(n-1)ω。

因此，图4示出了用于这种控制的方框图。励磁电流和转矩电流指令(目标值)i_dr和i_qr被输入到dq/αβ变换器中，在那里这些值被变换成iα_r和iβ_r。应当注意，这个变换需要转子角度θ，因而该θ也被输入到dq/αβ变换器中。

iα_r和iα与iβ_r以及iβ一道被输入到减法器，在那里分别计算误差值(Iα_r-iα)和(iβ_r-iβ)。获得的误差值被乘以K_pd，借以计算在基波PI控制中的比例。此外，误差值(Iα_r-iα)和(iβ_r-iβ)被积分(1/s)，然后被乘以Kid，借以获得所述PI控制的积分项。不过，在每个减法器之前提供加法器或减法器，并且关于α轴的积分项被乘以ω，然后被加到β轴的误差上，并把获得的结果输入到β轴的积分器。此外，关于α轴的积分项被乘以ω，然后被从β轴的误差中减去，并把获得的结果输入到β轴的积分器。因而，可以执行由表达式(15)以及类似的表达式表示的控制。

利用这种配置，可以以αβ坐标***获得在dq轴坐标***中的PI控制的比例和积分项，并且可以获得α轴的控制电压vα和β轴的控制电压vβ。

图5示出了整个控制***。这种配置基本上和图3所示的相同。Iα_r，iβ_r，iα，iβ和ω被输入到电流补偿器，利用图4所示的配置获得vα和vβ。Vα和vβ被输入到αβ/uvw变换器，在那里产生各个相u，v，w的指令，借以驱动电动机。此外，电动机电流i_v和i_w在uvw/αβ变换器中被变换成iα和iβ。

用这种方式，可以在αβ坐标***中实现在dq轴坐标***中的PI控制。

“在dq坐标***中的高次谐波控制方法(在dq坐标***中的ef坐标***的一般滤波器)”

上面说明了在dq轴坐标***中执行在ef轴坐标***内的PI控制(计算误差的比例和积分项的控制)的例子。下面说明在dq轴坐标***中实现在ef坐标***(n转的坐标***)中的一般滤波器的例子。

应当注意，虽然在下面的说明中滤波器的阶数是4阶，但滤波器的阶数可以被容易地扩展到6阶、8阶等。应当注意，m＝n-1被确定。

首先，通过相应于表达式(10)-(12)的4阶滤波器进行的到dq轴坐标***的变换可被表示如下：

$\left(\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right)=T^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)\left(\begin{array}{c}{v}_e\\ v_f\end{array}\right)---\left(23\right)$

$\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)=T^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_e\\ i_f\end{array}\right)---\left(24\right)$

$\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\end{array}\right)=T^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_e\\ e_f\end{array}\right)---\left(25\right)$

$\left(\begin{array}{c}{i}_r\\ i_s\end{array}\right)=T^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)\left(\begin{array}{c}{i}_g\\ i_h\end{array}\right)---\left(26\right)$

$\left(\begin{array}{c}{e}_r\\ e_s\end{array}\right)=T^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_g\\ e_h\end{array}\right)---\left(27\right)$

在另一方面，在ef轴坐标***中的4阶滤波器可被表示如下：

$\left(\begin{array}{c}{v}_e\\ v_f\end{array}\right)=K_p\{\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{er}}\\ i_{\mathrm{fr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_e\\ i_f\end{array}\right)\}+K_i\left(\begin{array}{c}{e}_e\\ e_f\\ e_g\\ e_h\end{array}\right)---\left(29\right)$

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}{e}_e\\ e_f\\ e_g\\ e_h\end{array}\right)=B\{\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{er}}\\ i_{\mathrm{fr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_e\\ i_f\end{array}\right)\}+A\left(\begin{array}{c}{e}_e\\ e_f\\ e_g\\ e_h\end{array}\right)---\left(30\right)$

由表达式(29)和(30)表示的ef坐标***的一般滤波器被变换到dq坐标***。在这个变换中，φ2×2是一个2行和2列的零矩阵。

$\left(\begin{array}{c}{v}_d\\ v_q\end{array}\right)=T^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)K_{p}T\left(\mathrm{m\θ}\right)\{\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dr}}\\ i_{\mathrm{qr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)\}$

$+T^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)K_i\left(\begin{array}{cc}T\left(\mathrm{m\θ}\right)& {\mathrm{\φ}}_{2\×2}\\ {\mathrm{\φ}}_{2\×2}& T\left(\mathrm{m\θ}\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\\ e_r\\ e_s\end{array}\right)---\left(31\right)$

$\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\\ e_r\\ e_s\end{array}\right)=\frac{d}{\mathrm{dt}}\left\{\left(\begin{array}{cc}{T}^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)& {\mathrm{\φ}}_{2\×2}\\ {\mathrm{\φ}}_{2\×2}& T^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_e\\ e_f\\ e_g\\ e_h\end{array}\right)\right\}$

$=\frac{d}{\mathrm{dt}}\left\{\left(\begin{array}{cc}{T}^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)& {\mathrm{\φ}}_{2\×2}\\ {\mathrm{\φ}}_{2\×2}& T^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)\end{array}\right)\right\}\left(\begin{array}{cc}T\left(\mathrm{m\θ}\right)& {\mathrm{\φ}}_{2\×2}\\ {\mathrm{\φ}}_{2\×2}& T\left(\mathrm{m\θ}\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\\ e_r\\ e_s\end{array}\right)$

$+\left(\begin{array}{cc}{T}^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)& {\mathrm{\φ}}_{2\×2}\\ {\mathrm{\φ}}_{2\×2}& T^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)\end{array}\right)\frac{d}{\mathrm{dt}}\begin{array}{c}\end{array}\left(\begin{array}{c}{e}_e\\ e_f\\ e_g\\ e_h\end{array}\right)$

$=\frac{d}{\mathrm{dt}}\left\{\left(\begin{array}{cc}{T}^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)& {\mathrm{\φ}}_{2\×2}\\ {\mathrm{\φ}}_{2\×2}& T^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)\end{array}\right)\right\}\left(\begin{array}{cc}T\left(\mathrm{m\θ}\right)& {\mathrm{\φ}}_{2\×2}\\ {\mathrm{\φ}}_{2\×2}& T\left(\mathrm{m\θ}\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\\ e_r\\ e_s\end{array}\right)$

$+\left(\begin{array}{cc}{T}^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)& {\mathrm{\φ}}_{2\×2}\\ {\mathrm{\φ}}_{2\×2}& T^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)\end{array}\right)\left[B\right\{\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{er}}\\ i_{\mathrm{fr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_e\\ i_f\end{array}\right)\}+A\left(\begin{array}{c}{e}_e\\ e_f\\ e_g\\ e_h\end{array}\right)]$

$=\left(\frac{\mathrm{d\θ}}{\mathrm{dt}}\right)\left(\begin{array}{cc}\left(\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right)& {\mathrm{\φ}}_{2\×2}\\ {\mathrm{\φ}}_{2\×2}& \left(\begin{array}{cc}0& -1\\ 1& 0\end{array}\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\\ e_r\\ e_s\end{array}\right)$

$+\left(\begin{array}{cc}{T}^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)& {\mathrm{\φ}}_{2\×2}\\ {\mathrm{\φ}}_{2\×2}& T^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)\end{array}\right)\mathrm{BT}\left(\mathrm{m\θ}\right)\{\left(\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dr}}\\ i_{\mathrm{qr}}\end{array}\right)-\left(\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right)\}$

$+\left(\begin{array}{cc}{T}^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)& {\mathrm{\φ}}_{2\×2}\\ {\mathrm{\φ}}_{2\×2}& T^{\′}\left(\mathrm{m\θ}\right)\end{array}\right)A\left(\begin{array}{cc}T\left(\mathrm{m\θ}\right)& {\mathrm{\φ}}_{2\×2}\\ {\mathrm{\φ}}_{2\×2}& T\left(\mathrm{m\θ}\right)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{e}_d\\ e_q\\ e_r\\ e_s\end{array}\right)---\left(32\right)$

在表达式(32)中，右侧元素的第一项是相应于积分项的干扰的部分，第二和第三项是相应于规则滤波器的部分。即，在上述的PI控制的情况下，这相应于乘以了(n-1)ω并把结果加到另一个轴的误差或者被从另一个轴的误差中减去的部分。如上所述，在这个例子中，因为在右侧元素中存在所述的第一项，在在dq轴坐标***中实现n阶滤波器的情况下，可以实现合适的控制。

此外，在这个例子中，在dq轴坐标***上实现ef轴坐标***上的滤波器。不过，利用相同的技术，在一个坐标***上的滤波器可以利用另一个坐标***来实现。

“模拟例子”

现在参照图6到图8说明当6次高次谐波被施加于由dq轴表示的电动机电压表达式中的反电势时的模拟结果。在这些图中，上部表示一个轴电流，下部表示一个轴电流，右侧是左侧的扩展图。

图6示出了在dq轴中对基波实现PI控制的常规技术，可以看出，高次谐波分量不能被抑制。图7示出了按照每个高次谐波构建dq轴的技术。图8示出了按照本实施例的一种技术，其还以作为dq轴坐标***的控制的方式对频率为6倍转子的频率的高次谐波进行控制，其中控制技术本身被变换到dq轴坐标***。如上所述，可以理解，按照本实施例的技术或按照每个高次谐波构建坐标***的方法可以抑制可能比常规方法高6倍的谐波。

如上所述，按照本实施例，可以对dq轴坐标***中的控制执行其频率是转子旋转频率的n倍的ef坐标***中的PI控制。此外，在一个坐标***中的n阶滤波器可以被作为在相对于所述坐标***相对转动的任意另一个坐标***上的滤波器处理。因此，在电动机驱动控制中，不用每次都进行所有变量的坐标变换，便可以实现考虑高次谐波或其类似物的控制。

Claims (6)

1.一种用于包括转子和定子的交流电动机的控制装置，其中：

在包括被固定在定子上的坐标***、被固定在转子上的坐标***和以n倍于(n是不等于0或1的整数)转子的旋转频率旋转的坐标***的任意直角坐标***的一个坐标***中，定义在任意一个其它坐标***上的滤波器，并利用所述滤波器控制所述电动机的驱动。

2.一种用于包括转子和定子的交流电动机的控制装置，

所述控制装置包括：

基波电流控制电路，其在一个轴坐标***中获得用于控制电动机电流的基波分量的电流控制输出，所述轴坐标***相对于主要作为所述交流电动机的相电流的励磁电流分量的d轴电流以及主要作为所述交流电动机的转矩电流分量的q轴电流与所述转子同步地旋转；

高次谐波电流控制电路，其控制e轴电流和f轴电流，所述e轴电流和f轴电流具有是所述交流电动机的基波分量的频率的整数倍的频率，

所述高次谐波电流控制电路在d轴电流控制和q轴电流控制上实现e和f轴电流控制。

加法电路，用于使来自基波电流控制电路的输出和来自高次谐波电流控制电路的输出相加；以及

逆变器电路，其接收来自加法电路的输出并输出电动机驱动电流，

其中高次谐波电流控制电路中的PI控制也被作为在d轴和q轴上的电流控制执行。

3.如权利要求2所述的装置，其中所述高次谐波电流控制电路包括：

第一操作单元，用于对恒定数倍的f轴电流误差积分控制器的输出和e轴电流误差进行减法操作或加法操作；

第二操作单元，用于对恒定数倍的e轴电流误差积分控制器的输出和e轴电流误差进行加法操作或减法操作；

e轴电流误差比例控制器，其对来自第一操作单元的输出进行比例放大操作；

f轴电流误差比例控制器，其对来自第二操作单元的输出进行比例放大操作；

e轴高次谐波控制器，用于使恒定倍数的e轴电流误差和来自e轴电流误差比例控制器的输出相加；以及

f轴高次谐波控制器，用于使恒定倍数的f轴电流误差和来自f轴电流误差比例控制器的输出相加；

其中所述e轴电流误差积分控制器对来自第一操作单元的输出进行积分操作；和

其中所述f轴电流误差积分控制器对来自第二操作单元的输出进行积分和比例放大操作。

4.如权利要求2所述的用于交流电动机的控制装置，其中所述高次谐波电流控制电路通过利用借助于把在e轴和f轴上的PI控制的表达式变换成在d轴和q轴上的表达式而获得的表达式，在d轴和q轴上实现在e轴和f轴上的PI控制。

5.如权利要求3的用于交流电动机的控制装置，其中所述的恒量是相同的，并且所述的恒量是n-1和一个基于电角度的旋转角速度的积，

其中n是以n倍于(n是不等于0和1的整数)d轴和q轴的旋转频率的旋转频率旋转的e轴和f轴的旋转阶次。

6.一种电流控制电路，对于包括转子和定子的交流电动机，该电流控制电路将α相电流和β相电流分离为被固定在定子上的并相互垂直的轴的电流分量，并根据α相电流误差和β相电流误差控制各个相电流，所述相电流误差是来自α相电流和β相电流的电动机电流的指令值的误差，

所述电流控制电路包括：

α相比例单元，用于以预定的比例系数乘α相电流误差，从而获得α相比例控制分量；

α相积分器，其对α相电流误差和基于转子的旋转频率的一个系数倍之间的差值进行积分，作为β相积分器的输出；

β相积分器，其对β相电流误差和基于转子的旋转频率的一个系数倍相加的值进行积分，作为α相积分器的输出；

α相电压指令单元，其使通过以一个预定的比例系数乘以α相积分器的输出而获得的α相积分控制分量和作为α相比例单元的输出的α相比例控制分量相加，并输出α相电压指令；

β相电压指令单元，其使通过以一个预定的比例系数乘以β相积分器的输出而获得的β相积分控制分量和作为β相比例单元的输出的β相比例控制分量相加，并输出β相电压指令；以及

逆变器电路，其根据来自α相电压指令单元和β相电压指令单元的α相电压指令和β相电压指令驱动交流电动机。

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