CN1732616A

CN1732616A - 功率控制器

Info

Publication number: CN1732616A
Application number: CN 200380107334
Authority: CN
Inventors: 马尔蒂·赛拉宁; 米科·凯耶尔维; 米卡埃尔·波尔廷; 拉伊莫·里乌塔拉
Original assignee: Schneider Electric SE
Current assignee: Schneider Electric SE; Schneider Electric Industries SAS
Priority date: 2002-12-31
Filing date: 2003-12-30
Publication date: 2006-02-08
Also published as: FI20022300A0; EP1579562A1; WO2004059825A1; AU2003292284B2; AU2003292284A1; FI20022300A; FI114588B

Abstract

本发明涉及由控制交流电压的相位角控制加在负载上的交流功率，并涉及功率控制器。功率控制器(1)的开关单元(2)，由互相连续和对于负载(L)连接的两个开关元件(k1，k2)，和与它们并行安排的反向电流二极管(d1，d2)组成，在施加的交流电压周期V_AC的半周期，开关单元开始变换电的导通和非导通状态。根据本发明，在负载电流(I_L)的零点位置确定的延迟后的第一半周期(PA)时，第一开关元件(k1)进入导通状态，同时第二开关元件(k2)进入非导通状态，负载电流(I_L)在电流的第二零点位置反向前，负载电流(I_L)跨过第一开关元件(k1)和第二正向电流二极管(d2)流通，负载电流(I_L)的方向相对于第二二极管(d2)反向，从而阻止电流流向负载。在第二半周期(PB)时负载电流(I_L)的第二零点位置确定的延迟后，第二开关元件(k2)进入导通状态，同时第一开关元件(k1)进入非导通状态，在负载电流(I_L)的方向在电流再一次流过零点位置反向前，负载电流(I_L)跨过第二开关元件(k2)和第一正向电流二极管(d1)流通，负载电流(I_L)的方向相对于第一二极管(d1)反向，因此，在对应于第一半周期的后半周期重复上面描述的运作步骤前，阻止电流流向负载。

Description

功率控制器

技术领域

本发明涉及通过控制交流电压的相位角控制加在负载上的交流功率的方法。本发明也涉及通过控制交流电压的相位角控制加在负载上的交流功率的功率控制器。

背景技术

通常由切断负载两端的电流控制连接到负载的交流功率，因此，由负载电流的开和关时段之间的比率和由随时间交流电压变化的幅度确定加在负载上的电功率。在大多数交流应用中，在交流电压的半周期时出现一次负载电流的切换周期。常常称此设备为相位角控制器。例如，相位角控制器可用于控制光通量，电动机和加热元件。

所有的实际负载是电抗性的-它们分别包括电阻性的，电容性的，电感性的部分。如果电容性和电感性部分与电阻性部分相比是非常小的，负载称为电阻性负载，如白炽灯。如果除了电阻性部分它实际上由电容性部分组成(如低电压卤化物喷灯的电子功率变换器)，负载称为电容性的。因此，实际上由电感性组成的负载称为电感性的(如电动机或功率变换器)。

电容C两端的电流一般由下面的公式表示：

i(t)＝Cdu/dt， (1)

u是电容C两端的电压，t是时间。公式(1)的研究揭示出用相位角控制器有利的控制电容性负载，在线电压的零位置时相位角控制器打开负载电流。那么依赖于电压变换率du/dt的电容C的充电电流i将维持低。这种控制方式在下面称为后沿控制。使用包括FFT，即，隧道晶体管的后沿控制作为开关元件的设备已由WO专利申请9322826公开。

电感L两端的电压u一般由下面的公式表示：

u(t)＝-Ldi/dt， (2)

i是电感L两端的电流，t是时间。公式(2)的研究显示高变换率的电流变换率di/dt产生电感L两端的高电压u。为了避免此电压峰值，在负载两端的电流的零位置切断负载电流，有利的控制电感性负载。此控制下面称为前沿控制，通常已知的控制器利用双向的半导体闸流管，即，triak，已由US专利说明书6175195公开此控制的实现。

上面描述的当前技术涉及缺点和问题如下：

-在triak两端的电流降到零前，在导通状态触发的triak不进入非导通状态。对短路和过流保护，那么triak控制器将需要保险丝。实践的电子安装工作已显示在设备中的内部保险丝的替换是呼叫电工到安装现场的经常的原因。这意味着在短路网络中保险丝引起设备终端用户额外的费用，这常常超过设备的购买价。

-triak有相对高的开关速度，而且不能有效的控制。由于电磁兼容性(EMC)要求，已知的triak控制器包括电感器，电感器限制电流增加速率到可接受的水平。此电感器在功率电路中引起功率损失，产生更高的设备温度。电感器也产生费用，它有在典型的设备中要求充裕空间的大的物理体积，已注意到因为特别大的噪声干扰终端用户。

-基于在WO专利申请9322826提到的FFT半导体控制器不必须包括保险丝或电感器，这还是实现后沿控制的控制器。因此，这不适合于作为根据公式2的电感性负载的功率控制器。在参考中描述的控制器可变换为前沿控制，然而，这要求精确的测量控制器两端的电流，产生更复杂的电路结构，并因此产生更高的设备生产成本。

发明内容

本发明的目的是提供一种控制加在负载上的交流功率的方法和设备，解决上面提到的问题，由使用两个连续连接的功率晶体管开关，特别是MOSFFT开关，允许控制电组性和电感性负载的交流功率。

由控制交流电压的相位角控制加在负载上的交流功率的本发明的方法，特征在于由权利要求1中规定的特征。实现方法的本发明的功率控制器，特征在于由权利要求3中规定的特征。从属权利要求描述本发明的优选实施例。

本发明获得几个优点：

-在本发明的设备中不用保险丝能提供短路保护。这允许更简单的设备设计，并降低设备的终端用户的运行费用。

-本发明的设备不必须包括电感器。这允许降低设备的物理大小，或因此，在同样的体积大小下提供有更高功率处理能力的设备。

-与基于triak开关的功率控制器比较，特别是调光器，本发明的设备不在环境中产生人耳听得见的噪声。

-由于自动的交换，本发明允许在前沿控制的功率控制器中使用晶体管开关，因此当电流达到零电平时精确的关闭负载电流，不要求准确的测量负载电流。

附图说明

下面参考附图进一步详细的解释本发明。

图1是功率控制器的原理视图，功率控制器与负载串联连接，并根据本发明的方法控制；

图2是本发明的功率控制器的框图；

图3显示本发明的功率控制器的优选实施例，特别是它的控制单元；

图4显示在图1的有电阻性负载的功率控制器的不同点，电压和电流为时间的函数的曲线形状；

图5显示在图1的有电感性负载的功率控制器的不同点，电压和电流为时间的函数的曲线形状。

具体实施方式

图1是功率控制器1的原理视图，依靠它可实现本发明控制加在负载上的交流功率的方法。功率控制器1包括开关单元2和它的控制单元3。功率控制器1与负载L串联连接。交流源AC，如交流网络，连接在串联连接的功率控制器1和载L两端。

开关单元2由两个互相连续连接，同时与负载L有关的开关元件，即第一和第二开关元件k1，k2，和与这些并联排列的反向电流二极管，即第一和第二二极管d1，d2组成。控制单元3用于控制开关单元2的开关元件k1，k2，在一个用作施加电压的交流电压的半周期时，分别转换为导通状态，即关状态，转换为不导通状态，即开状态。

图4说明与图1的有电阻性负载L的功率控制器1有关的电压和电流的曲线形状。那么负载L是白炽灯，由控制加在它上面的交流功率控制它的亮度。图4a显示在几个连续的半周期PA，PB，PA，....时，从交流源AC作用的交流电压V_AC为时间t的函数的曲线形状。图4b和图4c分别显示开关元件k1，k2的状态，0表示开关的开状态，1表示开关的关状态。在图4d中显示负载L两端上的电压V_L的曲线形状，在图4e中显示负载电流1_L的曲线形状。

在本发明的方法中，在决定负载电流的第一零点位置N1(图4a，A时刻)的延迟t_a后的交流电压V_AC的第一半周期PA时，导致第一开关元件k1到关状态，同时导致第二开关元件k2到开状态(图4b和图4c，B时刻)。在电流的第二零点位置N2(图4a，C时刻)负载电流1_L反向前，负载电流1_L通过第一开关元件k1和正向电流第二二极管d2，然后负载电流1_L相对于第二二极管d2反向，因此，防止了电流流到负载L(图4e，C时刻)。在负载电流的第二零点位置N2决定的延迟t_a后的交流电压V_AC的第二半周期PB时，导致第二开关元件k2到关状态，同时导致第一开关元件k1到开状态(图4b和图4c，D时刻)。那么在电流的随后的零点位置N3(图4a，E时刻)的负载电流1_L反向前，负载电流I_L通过第二开关元件k2和正向电流第一二极管d1。关于负载电流1_L的变化，相当于第一零点位置N1的此零点位置N3，其中负载电流1_L相对于第一二极管d1反向。那么在相当于第一半周期PA的第三半周期的过程前，第一二极管d1防止电流流到负载，重复上面描述的步骤。在电流的零点位置N1，N2决定的延迟t_a后，在电流的随后的零点位置N2，N3前，图4d的负载电压V_L作用在负载L两端。如图4d和4e所示的一样，由于是电阻性负载L，负载电流I_L与负载电压V_L同相位。在时间段B-C和D-E，负载电压V_L跟随交流源AC的交流电压V_AC。

基于交流源AC的交流电压V_AC，确定连续的正PA和负PB半周期，据此，依靠控制单元3实现开关元件k1，k2的控制。这样做，由开关单元2考虑正向的二极管d1，d2。在图1的实施例中，切换二极管d1，d2到正极中的一个，和在开关元件k1，k2之间。引导它们向着或离开公共的切换点。此切换点也用作控制单元3的虚拟地VM。在此情况中，在延迟t_a后的交流源AC的正半周期PA时，用第一开关元件k1导通交替的控制开关元件k1，k2，因此，在延迟t_a后负半周期PB时，第二开关元件k2导通。

可选择的，用在交流源AC方的第二开关元件k2和第二二极管d2和在负载L方的第一开关元件k1和第一二极管d1，能分别的安排在图1的实施例中的开关单元2的开关元件二极管对k1，d1，和k2，d2切换到相反的位置。因此，二极管d1，d2用它们互相连接的负极互相连接，并进一步连接到虚拟地V M的开关元件k1，k2之间。它们导向到公共的切换点，即虚拟地V M。在此情况中，从交流源AC看，在延迟t_a后的交流电压V_AC的负半周期PB时，用第二开关元件k2导通来导通开关元件k1，k2，因此，在从零位置的延迟t_a后，正半周期PA时开关元件k1导通。

图2是实现本发明的方法的功率控制器1的框图。由交流电压V_AC的相位角控制从交流源AC加到负载L的交流功率。功率控制器1包括开关单元2和它的控制单元3。开关单元2包括连续连接的两个MOSFET功率晶体管21，22，它作用为开关元件k1，k2。在此实施例中，它们与连接在一起的源极S1，S2串联连接，并连接到功率控制器1的虚拟地VM。那么第一MOSFET晶体管21的漏极D1是开关单元2的输入端，它连接到交流源AC。第二MOSFET晶体管22的漏极D2是开关单元2的输出端，并连接到负载L。除了对应于图1的功率控制器的开关元件k1，k2的实际晶体管开关外，各MOSFET晶体管包括，与晶体管并连连接的附加二极管，正方向安排在源极S1，S2和漏极D1，D2之间的“主体二极管”d1，d2。通过来自处于电导通的控制单元3的加在它们的栅极G1，G2的控制电压控制MOSFET功率晶体管21，22，在作用电压即，交流电压V_AC的一个半周期，分别变换为电的导通即关状态，和非导通即开状态。

控制单元3包括半周期检测器4，同步单元5，开关控制单元6和设置单元7。半周期检测器4检测供给的电压V_AC的正PA和负PB半周期。同步单元5检测负载电流I_L的反向，即电流的零点位置N1，N2，N3(图4a和图5a，c，f)。设置单元7确定延迟时间t_a的设置值。同步单元5与设置单元7连接。同步单元5通知设置单元7负载电流I_L的零点位置N1，N2，并确定此信息为延迟t_a的开始时刻。从控制单元3的外部给设置单元7施加延迟t_a的设置值，此设置值确定施加到负载L的电功率。设置单元7连接开关控制单元6，由已完成设置延迟t_a的设置单元7立即通知开关控制单元6。半周期检测器4也连接开关控制单元6。半周期检测器4通知交流电压V_AC的正PA和负PB半周期的开关控制单元6。使用开关控制单元6并基于由半周期检测器4和设置单元7提供的数据，控制作为开关元件k1，k2的MOSFET晶体管21，22，因此同时的进入反向状态；当一个MOSFET晶体管进入导通状态时，即断开状态，另一个进入非导通，即开状态，已结合图1原理性的作了解释。

在图3中说明本发明的功率控制器1的控制单元3。有以下的实施例。

例如，半周期检测器4是电平检测器，电平检测器由电阻40和齐纳二极管41组成。一方面，电平检测器监测功率控制器1的输入端和开关单元2的输入端之间的电压，另一方面和虚拟地VM之间的电压。当V_AC的瞬时值上升到齐纳二极管41的齐纳电压V_Z之上时，在半周期检测器的输出获得实际上延续超过半周期的电压脉冲，例如，脉冲标志为状态“1”。那么这是交流源AC的电压V_AC的正半周期PA。在交流源AC的电压V_AC的负半周期PB时，齐纳二极管41两端的电压是它的正向阈值电压V_D，同样的标志为状态“0”。

同步单元5是有晶体管53的检测器，实现打开-收集级输出并在延迟t_a时连接非导通状态的设置单元7的第一输入。因为关闭负载电流I_L，交流源AC的几乎所有电压V_AC作用在功率控制器的输入和输出栅极之间。根据交流电压的极性，此电压产生通过二极管50或51任一个到晶体管52的基级的电流，并将晶体管52带入导通状态。当晶体管52在导通状态时，由提升电阻54抑制流向晶体管53的基级的电流，因此晶体管53是在非导通状态。当负载电流I_L接通时，控制器的输入和输出栅极之间的电压差接近于零，因此不施加电流到晶体管52的基级，它是在非导通状态。电流通过提升电阻54流动到的晶体管53的基级，晶体管53是在导通状态。因为负载电流I_L在它的零位置总是关闭的，此中断点也指出零点位置N1，N2，N3。

设置单元7包括由可变电阻71和电容72和比较器73组成的RC时间常数电路。当负载电流I_L接通时，同步单元5的导通的打开-收集极输出保持电容72几乎不充电。在负载电流I_L关闭后，同步单元5的开-收集极输出立即通向非导通状态，并且用由可变电阻71和电容72的值确定的方式，电容72的电荷开始增加。当电荷增加时，电容72两端的电压增加。当电容72两端的电压达到比较器73的参考电压电平时，在比较器73的输出方产生设置脉冲。设置脉冲通向开关控制单元6的D触发器的时钟输入CL。

开关控制单元6优选的是触发器，特别是D触发器。它的数据输入DI连接半周期检测器4的输出，它的时钟输入CL连接设置单元7的输出。当设置脉冲从设置单元7施加到时钟输入CL时，主要在数据输入DI的状态信息通到如D触发器的Q输出，和反方向到 Q。D触发器的输出Q和 Q跨过电阻8和9连接到MOSFET晶体管21和22的栅极G1，G2。

依靠电阻8和9设置MOSFET晶体管21和22的转换速度。

控制单元3的电子单元4，5，6，7需要它们自己的功率源。例如依靠本领域技术人员已知的功率源实现工作电压V+，这在附图中没有显示。一般而言，优选的由整流和滤波交流电压V_AC产生工作电压V+。

在用参考图4上面解释的图1中的基本电路同样的方式，显示在图2中的功率控制器1用电阻性的负载L表示。那么图4b，4c显示加在第一和第二MOSFET晶体管21和22的栅极G1，G2的控制电压为时间t的函数，其中例如状态“1”表示合适的正的控制电压，和状态“0”表示比它更低的电压，如虚拟地VM。

图5显示与图1的功率控制器有关的电压和电流的曲线形状。那么在图5中，负载L假设是电感性的。图5a显示在几个连续的半周期PA，PB，PA，...时从交流源AC施加的交流电压V_AC作为t的函数的曲线形状。图5b和5c分别显示开关元件k1，k2，分别有0表示的开关的开状态，和1表示的开关的关状态。这些图也原理的显示加在图2的MOSFET晶体管21和22的栅极G1，G2的控制电压。加在负载L两端的电压V_L和电流I_L的曲线形状分别显示在图5d和5e中。

下面是参考图5；5a；5b；5c；5d；5e和图3，解释控制电感性负载的图2的功率控制器的运行。在瞬时A，交流源AC的电压是在零位置。在瞬时B，在MOSFET晶体管对21和22两端流过的电流I_L停止从负载L流动到交流源AC，因为第一MOSFET晶体管21的二极管d1相对于跨过它的电压反向，换言之，出现自动交换。这出现在负载电流I_L的零点位置N1。应该注意到由于电感性负载，负载电流I_L不再与负载电压V_L同相位，而随电压延迟反向。在瞬时B，同步单元5启动设置单元7，半周期检测器4导通开关控制单元作用的D触发器的数据输入D进入状态“1”，这是交流源AC的流电压V_AC的正半周期PA。在瞬时C，设置单元7给出设置脉冲到D触发器的时钟输入CL，D触发器的Q输出进入状态“1”，因此，反向电流输出 Q进入状态“0”。现在电流I_L开始在第一MOSFET晶体管21的导电隧道和第二MOSFET晶体管22的主体二极管d2两端流到负载L。在瞬时D，交流源AC的电压V_AC到达零点位置。在瞬时E，在第一MOSFET晶体管21的负载两端电流I_L停止，因为第二MOSFET晶体管22的主体二极管d2相对于它两端的电压反向，换言之，出现自动交换。这出现在负载电流I_L的零点位置N2。然后，同步单元5启动设置单元7，半周期检测器4导通开关控制单元6，即D触发器的数据输入D进入状态“0”，因为这是交流源AC的电压V_AC的负半周期PB。在瞬时F，设置单元7给出设置脉冲到D触发器的时钟输入CL，D触发器的Q输出进入状态“0”，反向 Q输出进入状态“1”。现在电流I_L开始从负载L跨过第二MOSFET晶体管22的导电隧道和第一MOSFET晶体管21的主体二极管d1流到交流源AC。在瞬时G，交流源AC的电压V_AC是在零点位置，循环从瞬时A继续，即A＝G。在随后的瞬时H＝B，状况在电流的零点位置N3＝N1返回。

在上面描述的本发明的实施例中，开关单元由两个连续连接的MOSFET晶体管21，22形成。MOSFET晶体管可用其它连续连接的功率晶体管如IGBT或双级功率晶体管代替，有与它们并行安排的二极管d1，d2，这对本领域的技术人员是明显的。

本发明不只限制上面的实施例，不偏离在权利要求中规定的本发明的概念，许多改变是可能的。

Claims

1.一种由控制交流电压的相位角控制加在负载上的交流功率的方法，其中开关单元(2)由两个互相连续，和相对于负载(L)连接的开关元件(k1，k2)，即第一和第二开关元件，和与它们并行安排的反向电流二极管(d1，d2)组成，在作用的交流电压(V_AC)的半周期，控制开关元件分别转换为导通状态或非导通状态，其特征在于，在第一半周期(PA)，在决定第一负载电流(I_L)的零点位置(N1)的延迟(t_a)后，第一开关元件(k1)进入导通状态，同时第二开关元件(k2)进入非导通状态，在电流的第二零点位置(N2)上负载电流(I_L)反向前，负载电流(I_L)流过第一开关元件(k1)和第二正向电流二极管(d2)，负载电流(I_L)的方向相对于第二二极管(d2)反向，因此，防止电流流向负载，在第二半周期(PB)，在决定负载电流(I_L)的第二零点位置(N2)的延迟(t_a)后，第二开关元件(k2)进入导通状态，同时第一开关元件(k1)进入非导通状态，在流过零点位置(N1，N3)再一次反向负载电流(I_L)的方向前，负载电流(I_L)流过第二开关元件(k2)和第一正向电流二极管(d1)，负载电流(I_L)的方向相对于第一二极管(d1)反向，因此，在对应于第一半周期(PA)的随后半周期，重复上面描述的操作步骤前，防止电流流向负载。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于监测交流电压(V_AC)的连续的半周期(PA，PB)，根据实现开关元件(k1，k2)的控制，同时考虑二极管(d1，d2)的正向方向，确定正的和负的半周期。

3.一种功率控制器(1)，通过控制交流电压的相位角控制加在负载(L)上的交流功率，功率控制器包括开关单元(2)，它由互相连续和对于负载(L)连接的两个开关元件(k1，k2)，即第一和第二开关元件，和与它们并行安排的反向电流二极管(d1，d2)组成，和控制单元(3)，在作用的交流电压(V_AC)的半周期，通过控制开关元件(k1，k2)交替的导通状态和非导通状态，其特征在于控制单元(3)包括：

半周期检测器(4)，用于检测供给的交流电压(V_AC)的正(PA)和负(PB)半周期；

开关控制单元(6)，被通知交流电压(V_AC)的正和负半周期，并选择开关元件(k1，k2)并分别控制它进入导通状态和非导通状态；

同步单元(5)，检测超过负载电流(I_L)的零点位置的时刻，即零点位置(N1，N2)；

设置单元(7)，为了确定最初的延迟(t_a)时刻，由同步单元(5)通知负载电流(I_L)的零点位置(N1，N2)，由通知延迟末尾的开关控制单元(6)，在开始作用到负载(L)的电流的末尾，设置在半周期(PA，PB)中延迟(t_a)，安排开关控制单元连接进入导通状态的开关元件(k1，k2)中的任一个，依赖于交流电压的主要半周期(PA，PB)，安排负载电流(I_L)跨过一个二极管和一个开关元件(k1，d1；d2，k2)流通；其中

当电流关于二极管(d1；d2)的正向反向时，实际上在负载电流(I_L)的零点位置(N1，N2)关闭在功率控制器中作用到负载的电流。

4.根据权利要求3所述的功率控制器，其特征在于开关单元(2)由两个连续连接的MOSFET晶体管(21，22)形成。

5.根据权利要求3所述的功率控制器，其特征在于开关单元(2)由两个连续连接的功率晶体管形成，如有与它们并行安排的二极管(d1，d2)的IGBT或双级功率晶体管。

6.根据权利要求3、4或5所述的功率控制器，其特征在于开关控制单元(6)是D触发器，它的互相反向的输出(Q， Q)分别连接第一和第二开关元件(k，k2)的控制端。

7.根据权利要求3到6任一个所述的功率控制器，其特征在于半周期检测器(4)是电平检测器，它由电阻(40)和齐纳二极管(41)组成，电平检测器监测功率控制器(1)的输入端(in)和开关单元(2)的输入端及虚拟地VM之间的电压。

8.根据权利要求3到7任一个所述的功率控制器，其特征在于同步单元(5)是检测器，它检测负载电流(I_L)从正到负和从负到正的方向的反向，并通知设置单元(7)有关的反向。

9.根据权利要求3到8任一个所述的功率控制器，其特征在于设置单元(7)是定时器电路，它由同步单元提供的交换信息启动，由合适的外部控制设置它的延迟(t_a)。