CN1709010A - 感应加热烹调器 - Google Patents

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Abstract

本发明的感应加热烹调器是变频器电路(9)利用工频交流电源(1)生成高频电流、并通过对加热装置(19)供给该高频电流来对被加热物体进行加热的装置，利用RISC微机或DSP构成对感应加热烹调器的输出通过变频来进行控制的变频器输出控制电路(54)。

Description

感应加热烹调器
技术领域
本发明涉及利用工频交流电源生成高频电流的变频器电路、以及通过对加热装置供给前述高频电流来对被加热物体进行加热的感应加热烹调器。
背景技术
例如变频型感应加热烹调器是根据变频器电路的输出电压与输出电流的相位差来控制前述变频器电路的，具有加热输出能够从低功率到高功率连续变化的优点。作为这种类型的加热烹调器的以往技术有专利第2856788号公报揭示的技术。在该以往技术中，比较上述输出电压与输出电流的相位，进行反馈控制，使它们的相位差达到与输入电流设定相对应的一定值。在这种情况下，根据上述相位差产生的信号供给压控振荡器(VCO)，构成变频器电路的IGBT利用压控振荡器输出的振荡信号交替导通与截止。
另外，在特开2002-260835号公报中揭示了一种技术，该技术不是变频型，在对变频器电路进行固定频率控制时，采用内置三相电动机驱动用PWM控制功能的DSP来进行。
在专利第2856788号公报所揭示的技术中虽采用压控振荡器，但由于内置压控振荡器的IC是由模拟电路构成，因此存在容易受到变频器电路产生的开关干扰影响的问题。另外，前述IC由于现在废品增加，因此价格不断升高，处于难以使用的状况下。
另外，在检测输出电压及输出电流时，由于利用时间常数大的电路对模拟信号进行采样，因此存在的问题是，难以检测瞬时发生的变化，控制响应中出现滞后。
再有，在采用从模拟IC构成的压控振荡器进行变频控制时，还存在以下那样的问题。即，若使变频器电路的开关频率从高向低变化下去，则负载特性从感性向容性变化。而且，若频率大大偏离谐振点，则在电压振幅大的期间进行变频器电路的开关动作，开关损耗增大，还有开关元件导致损坏的危险。
为了避免这样的情况，虽必须严格设定开关频率的下限来进行控制，但模拟IC如上所述容易受到干扰的影响，若在接近频率下限附近时加上干扰，则也可以认为超过了下限。
特开2002-260835号公报虽是以提供廉价、高性能的变频器电路为目的，采用内置三相电动机驱动用PWM功能的DSP，但控制方式是固定频率的，与根据变频器电路的输出电压与输出电流的相位差来进行控制的前提结构是不同的。
本发明正是鉴于上述情况而提出的，其目的在于提供在对变频器进行变频控制时能够廉价而且高性能地构成的感应加热烹调器。
发明内容
本发明的感应加热烹调器，是在利用工频交流电源生成高频电流的变频器电路、以及通过对加热装置供给前述高频电流来对被加热物体进行加热的装置中，
利用RISC(Reduced Instruction Set Computer，精简指令集计算机)微机或DSP(Digital Signal Processor，数字信号处理器)构成对前述感应加热烹调器的输出通过变频来进行控制的变频器输出控制电路。
即，由于RISC微型计算机或DSP能够进行极高速的运算，因此能够代替压控振荡器输出高速的控制信号，对变频器电路进行控制。另外，由于RISC微型计算机等还能够高速进行A/D变换，因此也能够捕捉到输入信号的瞬时变化，即使在控制周期较短的情况下，也能够可靠进行控制，还能够提高控制响应速度。而且，由于能够对振荡信号的输出进行数字控制，因此抗干扰性提高，还能够容易防止变频器电路的开关损耗在低频范围内增大的现象。
在这种情况下，也可以使利用变频器输出控制电路读入的变频器电路的输出电流波形成为工频交流电源周期的包络线波形。根据这样的构成，由于能够将采样率降低到一定程度，因此能够使处理时间具有一定的余量。
另外，也可以这样构成变频器输出控制电路，使其与PWM控制的载波周期相对应读入变频器电路的输入电流及输出电流。根据这样的构成，由于对输入信号波形不需要在采样前的阶段利用时间常数大的电路进行滤波，因此更能够提高控制响应速度。
在以上的情况下，也可以这样构成变频器输出控制电路，使其对电流数据进行有效值计算。在这样构成的情况下，由于对电流数据不需要利用时间常数大的电路进行平均处理之后进行读入，因此也能够提高控制响应速度。
另外，也可以这样构成变频器输出控制电路，使其在工频交流电源波形的过零点附近改变PWM控制的载波频率。根据这样的构成，在与输入设定变化相对应改变PWM控制的载波频率时在电流大小较低的期间进行，这样能够抑制对变频器电路输入的电流产生急剧变化。
另外，在这种情况下也可以这样构成变频器输出控制电路，使其改变载波频率的时刻为工频交流电源周期的半个周期或该个半周期的倍数。根据这样的构成，能够在更短的间隔进行控制切换。
另外，也可以这样构成变频器输出控制电路，使其根据其输出电压输出电流的相位差来控制变频器电路，并以工频交流电源周期的半个周期期间内检测的值的平均值来评价前述相位差。根据这样的构成，在根据前述相位差进行变频控制的构成中，即使因输入信号电平的大小而检测精度产生差异，也能够将它们进行平均后来进行评价。
再有，也可以这样构成变频器输出控制电路，使其在工频交流电源波形的过零点附近禁止检测变频器电路的输出电压与输出电流的相位差。根据这样的构成，能够避免在检测精度恶化的期间来对数据进行采样。
另外，也可以这样构成变频器输出控制电路，使其在检测工频交流电源电压、并判断其上升程度为异常值时，停止变频器电路的控制。根据这样的构成，例如在工频交流电源停电或雷电浪涌电压加在电源线上时，能够检测出该状态，以保护变频器电路。
附图说明
图1所示为本发明第1实施例的感应加热烹调器的电气构成图。
图2为控制电路实现相当于VCO的功能、输出PWM信号1和2用的处理程序流程图。
图3为与图2的处理相对应的时序图。
图4为控制电路执行的检测处理例程的流程图。
图5所示为相当于变频器电路的输入电流及输出电流的波形、以及工频交流电源每半个周期输出的周期标志图。
图6为相位差检测的时序图。
图7为表示本发明第2实施例的与图5相当的图形。
图8为更具体表示在图4的步骤A3中的输入电压异常检测处理的波形图。
具体实施方式
以下参照图1到图6说明本发明的第1实施例。在表示电气构成的图1中，交流电源1与直流电源电路3连接。该直流电源电路3由直流电源整流用的桥式电路5、以及对整流的脉动电流进行滤波用的电容器7构成。
半桥型变频器电路9由两个IGBT(开关元件)11和13、在各IGBT11和13的集电极与发射极之间连接的二极管15和17、以及在变频器电路9的输出端与接地之间连接的串联谐振电路即加热线圈(加热装置)19和谐振用电容器21构成。
变频器电压相位检测电路20检测变频器电压VIN作为第1信号，将该检测的变频器电压VIN向相位比较电路23输出。另外，电容器电压相位检测电路22检测电容器21的两端电压VC1，作为相位上与流过电容器21的变频器电流相关的第2信号，将该检测的电压VC1向相位比较电路23输出。相位比较电路23比较输入的第1信号与第2信号的两个信号的相位，将结果即与两个信号的相位差相关的信号Vp1向差分比较电路25输出。相位差设定电路27可改变设定前述第1信号与第2信号的相位差VSET。输入功率根据该可改变设定的相位差VSET进行调整。
差分比较电路25对相位比较电路23输出的相位差信号VP1与相位差设定电路27中可改变设定的相位差信号VSET的大小进行比较，将该比较结果VP2向压控振荡器(以下称为VCO)29输出。即，若VP1＞VSET，则输出VP2＝H，若VP1≤VSET，则输出VP2＝L。VCO(频率控制装置)29根据差分比较电路25的输出信号，使振荡频率变化，控制变频器电路9的振荡频率，使得成为相位差设定电路27可改变设定的相位差。
另外，作为一般的模拟电路的VCO是根据输入电压使振荡频率相应变化的振荡器，但这里的VCO29如后所述，由于是以数字方式来仿真电路动作的振荡器，因此是根据差分比较电路25供给的比较结果来使振荡频率变化而构成的。
驱动电路31根据来自VCO29的信号，使IGBT11和13交替进行开关动作。若使IGBT11和13交替进行开关动作，则加热线圈19与电容器21设定为串联谐振状态，通过这样加热线圈19产生高频功率，将放置在未图示的台板上的锅等被加热物体进行感应加热。
初始电路33是对变频器9的输出电压相位上相关的第1信号与流过谐振电容器21的电流相位上相关的第2信号的相位差进行初始设定的初始设定装置，在电源接通时，将初始信号向相位差设定电路27输出。相位差设定电路27若由初始电路33供给初始信号，则将第1信号与第2信号的相位差设定为基准相位差例如120°。通过这样，在铁锅是放置在台板上的被加热物体时，输入功率设定为100瓦。
电流互感器CT(1)检测从交流电源1供给的电源电流IIN，将与该检测的电源电流IIN相对应的信号向输入电流检测电路43输出。该输入电流检测电路43根据来自电流互感器CT(1)的检测信号，来检测电源电流即输入电流IIN。
负载状态检测电路35根据来自输入电流检测电路43的信息，检测放置在台板上的负载是否是适当的负载。另外，以上的构成完成的基本作用与专利第2856788号公报揭示的相同。另外，差分比较电路25是与上述公报中的低通滤波器(LPF)相对应的构成部分，但这是根据对于相位差信号的比较是进行模拟处理、还是数字处理的区别而造成的名称区别，本质上的功能是相同的。
另外，电流互感器CT(2)是处于IGBT11的发射极与加热线圈19连接的部分中，该电流互感器CT(2)的输出信号通过变频器电流检测电路51供给负载状态检测电路35。另外，周期标志发生单元52根据输入电流检测电路43检测的输入电流IIN，在交流电源的每半个周期产生表示规定期间的周期标志(参照图5)。
另外，A/D变换单元53的输入口分别与桥式电路5的正输出端、变频器电路9的输出端及输入电流检测电路43的输出端连接。然后，A/D变换单元53多路选通变频器电路9的输入电压、输出电压及输出电流，进行A/D变换。另外，关于变频器电路9的输出电压检测，根据需要可设置分压电阻(未图示)。
然后，在本实施例中，相位比较电路23、差分比较电路25、VCO29、负载状态检测电路35、初始电路33、相位差设定电路27及A/D变换单元53构成控制电路(变频器输出控制电路)54，而控制电路54由具有RISC结构的CPU核心的微型计算机(RISC微机)构成。这里，RISC结构的CPU具有以下的特征。
·全部的译码是利用布线逻辑来实现。
·同一时间能够执行的精简指令集。
·指令执行处理的流水线控制。
·多个内部寄存器。
·大容量的高速缓冲存储器。
另外，为了利用上述结构高效执行程序，执行形式的程序利用编译程序进行优化。
根据这样构成的RISC型微机，总的处理性能比CISC(Complex InstructionSet Computer，复杂指令集计算机)型微机要提高。特别是关于乘法运算等的执行速度能够实现极高速化。例如，本实施例的控制电路54一条指令的执行速度至少是在1微秒以下。
这里，图2为控制电路54实现作为VCO29的功能而输出PWM信号1和2的处理程序流程图，图3为与该处理相对应的时序图。另外，作为初始状态，是假设PWM信号1＝高电平，PWM信号2＝低电平。另外，对于设定值TM1及TM3，设定适当的初始值。
控制电路54首先在未图示的载波发生用计时器的计数值为“0”时(步骤S1的“YES”)，若使计时器开始加法计数动作(步骤S2)，则根据来自差分比较电路25的比较结果VP2，设定TM1～TM3(步骤S3～S5)。即，若VP2＝高电平(步骤S3的“YES”)，则使设定值TM1及TM3减少，提高频率(步骤S4)，若VP2＝低电平(步骤S3的“NO”)，则使设定值TM1及TM3增加，减低频率(步骤S5)。
然后，控制电路54待机，直到计时器的计数值达到设定值TM1(步骤S6)，若达到设定值TM1(“YES”)，则将PWM信号1的电平变为低电平(步骤S7)。即，从开始到该时刻为止，PWM信号1的电平为高电平，变频器电路9的上桥臂IGBT11处于导通期间。
接着，控制电路54待机，直到计时器的计数值达到设定值TM2(步骤S8)，若达到设定值TM2(“YES”)，则使PWM信号2的电平变为高电平(步骤S9)。即，在步骤S7～S9的期间，PWM信号1和2的电平都为低电平，处于变频器电路9的上下桥臂IGBT11和13都为截止的死区时间的期间。另外，若设死区时间的期间例如为1微秒，则对设定值TM1加上与1微秒相当的计数值，即成为设定值TM2。
然后，控制电路54待机，直到计时器的计数值达到设定值TM3(步骤S10)，若达到设定值TM3(“YES”)，则将PWM信号2的计时器切换为减法计数动作(步骤S11)。然后，再待机，直到计时器的计数值达到设定值TM1(步骤S12)，若达到设定值TM1(“YES”)，则将PWM信号2的电平变为低电平(步骤S13)。即，在步骤S9～步骤S13的期间，PWM信号1和2的电平分别为低电平和高电平，处于变频器电路9的上桥臂IGBT11截止、下桥臂IGBT13导通的期间。
在这之后，控制电路54待机，直到计时器的计数值达到设定值TM4(步骤S14)，若达到设定值TM4(“YES”)，则内部发生中断，起动进行各种测量及检测用的检测例程(步骤S14a)，将PWM信号1的电平变为高电平(步骤S15)。即，在步骤S13～S15的期间，PWM信号1和2的电平都为低电平，处于变频器电路9的上下桥臂IGBT11和13都为截止的死区时间的期间，因而，设定值TM4成为从设定值TM1减去与死区时间1微秒相当的计数值的数值(“NO”)。
控制电路54若执行步骤S15，则返回步骤S1。然后，由于PWM信号1的电平在步骤S15～S7的期间为高电平，因此在该期间，成为变频器电路9的上桥臂IGBT11导通、下桥臂IGBT13截止的期间。
另外，关于以上的处理，是以能够将PWM控制的载波频率在例如20KHz～100KHz的范围内变化为前提的，若考虑到***死区时间，则作为计时器的分辨率(计数周期)，必须为0.1微秒以上。
另外，在使相位差的检测与载波周期同步进行时，必须测量利用PWM信号使上桥臂IGBT11导通的时刻起到变频器电路9的输出电流过零点为止的时间。在这种情况下，在载波频率为100KHz时，由于其周期为10微秒，因此对于相位差测量，也仍然必须有0.1微秒以上的分辨率。
图4为控制电路54执行的检测处理例程的流程图，图5所示为与该检测相关联的时刻的时序图。在该例程中，控制电路54待机，直到产生测定开始时刻(步骤A0)。
测定开始时刻是利用图5所示的周期标志供给。周期标志如上所述，是周期标志发生单元52产生的标志，是表示工频交流电源的每半个周期除去电流过零点附近的规定期间的标志。
控制电路54若根据周期标志的上升沿识别出测定开始时刻产生(步骤A0的“YES”)，则等待中断产生(步骤A1)。这里的中断是前述的图2的步骤S14a中发生的内部中断，以PWM载波周期发生。然后，控制电路54若该中断发生(“YES”)，则利用A/D变换单元53读入输入电压(步骤A2)。
这时读入的输入电压在相对于前一次的值出现急剧上升或下降时(步骤A3的“YES”)，则认为发生雷电浪涌电压或工频交流电源发生停电的情况。因此，控制电路54对VCO29输出停止信号，使变频器电路9的控制停止(步骤A4)，之后返回A0。另一方面，读入的输入电压相对于前一次的值在通常时设想的规定范围内变化时(步骤A3的“NO”)，转移到步骤A5。
在步骤A5及A6中，控制电路54分别读入变频器电路9的输出电压及输出电流。另外，在将这些输出电压及输出电流进行A/D变换后读入时的波形实际上虽然成为叠加了PWM载波的波形，但控制电路54通过与PWM控制周期同步进行检测，则能够照原样直接处理叠加了载波的波形。
在这之后，控制电路54检测输出电压与输出电流之间的相位差(步骤A7)。这里，图6所示为相位差检测的时序图。相位差检测首先是测量从变频器电压相位检测电路20的输出信号的上升沿到电容器电压相位检测电路22的输出信号的上升沿为止的时间。但是，检测电路22的输出信号由于本来相对于加热线圈19中流过的电流在相位上滞后90度，因此随后减去该部分。即，由于检测电路22的输出信号具有相当于相位180度的脉宽，因此减去它的1/2。
如上所述，若在步骤A5～A7中分别进行读入及检测，则控制电路54将这些数据存入存储器(步骤A8)，在这之后，判断是否产生了测定结束时刻(步骤A9)。测定结束时刻为图5所示的周期标志的下降沿。控制电路54若判断为不是测定结束时刻(“NO”)，则返回步骤A1，若判断为是测定结束时刻(“YES”)，则转移到步骤A10。
在步骤A10中，进行相位差的平均处理。即，对于在工频交流电源半周期内周期标志置位的期间测定的多个相位差数据，求出它们的平均值。然后，将得到的平均值作为VP1向差分比较电路25输出(步骤A11)。该信号VP1向差分比较电路25输出，与相位差设定电路27供给的设定信号VSET进行比较。
在这之后，控制电路54对于在步骤A5及A6中得到的变频器电路9的输出电压及输出电流，计算有效值(步骤A11)。有效值众所周知是对于例如n个数值data-1、data-2、…data-n通过求得它们的平方平均值的平方根来得到的。这些值用于加热控制。若计算了有效值，则控制电路54返回步骤A0。
另外，图4是对于工频交流电源的半个周期进行的检测，但对于在步骤A12计算的有效值，则对于更多个周期求出平均值来评价。另外，如图5所示，由于控制电路54是以工频交流电源的半个周期为单位进行电压及电流等的检测，因此在由于用户的操作而输入电流设定变化时，在电流波形的过零点附近进行PWM控制周期的改变。即，载波频率的变化是在电源电流大小比较低的期间进行的。
如上所述，根据本实施例，利用RISC微机构成控制电路54，根据感应加热烹调器的变频器电路9的输出电压及输出电流的相位差，对构成变频器电路9的IGBT11及13进行变频PWM控制。即，由于RISC微机能够进行极高速的运算，因此能够代替以往使用的模拟IC的VCO，输出高速PWM信号，控制变频器电路9。另外由于A/D变换单元53中的A/D变换也能够高速进行，因此输入信号的瞬时变化也能够捕捉到。因而，即使在控制周期较短的情况下，也能够可靠地进行相位差的检测，还能够提高控制响应速度。
另外，由于变频控制的控制范围是如上所述的一个例子的20KHz～100KHz那样较宽的范围。因此若想要在高频范围检测相位差，则必须高速进行处理。因而，控制电路54用RISC微机(或DSP)构成是极其有效的。另外，若利用RISC微机等具有的捕捉功能(将自由工作计数器的计数值利用例如触发信号的上升沿锁存，利用它们之差来测量时间)，则也能够容易检测相位差。
再有，控制电路54由于能够对VCO29产生的振荡信号的输出进行数字控制，因此抗干扰性提高，还能够防止变频器电路9的IGBT11及13的开关损耗在低频范围内增大的现象。
另外，由于控制电路54与PWM控制的载波周期相对应读入变频器电路9的输入电流及输出电流，因此对输入信号波形不需要在采样前的阶段利用时间常数大的电路进行滤波，更能够提高控制响应速度。另外，由于控制电路54对电流数据进行有效值计算，因此对电流数据不需要利用时间常数大的电路进行平均处理之后进行读入，能够提高控制响应速度。再有，由于在工频交流电源波形的过零附近改变PWM控制的载波频率，因此能够抑制对变频器电路9输入的电流急剧变化。而且，能够在更短的间隔进行控制切换。
另外，由于控制电路54以工频交流电流周期的半个周期期间内检测的值的平均值来评价变频器电路9的输出电压与输出电流的相位差，因此即使因输入信号电平的大小而检测精度产生差异，也能够将它们进行平均后来进行评价。另外，由于在工频交流电源波形的过零点附近禁止检测相位差，因此能够避免在检测精度恶化的期间来对数据进行采样。
再有，由于控制电路54在检测工频交流电源电压、并判断其上升程度为异常值时，停止变频器电路9的控制，因此在工频交流电源停电或雷电浪涌电压加在电源线上时，能够检测出该状态，以保护变频器电路9。
(第2实施例)
图7及图8所示为本发明的第2实施例，对于与第1实施例相同的部分附加同一标号，并省略说明，以下仅说明不同的部分。在第2实施例中，对于输入电流及变频器电流利用电流传感器CT检测出的信号通过未图示的积分电路去掉PWM载波频率分量，形成具有50Hz或60Hz的工频交流电源波形的包络线的波形。即，形成图7所示的近似照原样的波形。
然后，该情况下的电压及电流等的检测周期例如根据每隔100微秒产生的中断信号来进行。即，图4所示的流程图的步骤A1中判定为(“YES”)的周期为每隔100微秒。
另外，图8为更具体表示步骤A3中的输入电压异常检测处理。图8(a)为停电检测的情况，异常判定电平设定为0V附近的L1。然后，控制电路54若连续两次检测出低于L1的电压，则停止VCO29产生的振荡动作。在这种情况下，由于有时也发生极短时间的停电即所谓瞬停，因此从使VCO29的振荡停止的时刻起，使其经过例如3秒钟左右的时间之后再开始其振荡动作。
另外，判定电平L1如下述那样进行设定，例如设电源频率为60Hz，则电源半个周期约为8.3毫秒，检测周期100微秒对应的相位约为2.17度。因而，设定判定电平L1为从电流为零至与相位1.08度以内的振幅相对应的数值。
另外，图8(b)为加上雷电浪涌电压的情况，异常判定电平设定为高于最大振幅值的L2。然后，控制电路54在连续两次检测出超过判定电平L2的电压时，停止VCO29产生的振荡动作。在这种情况下也同样，在从使VC029的振荡停止的时刻起，使其经过例如3秒钟左右的时间之后再开始振荡动作。
根据如上所述构成的第2实施例，由于使利用控制电路54读入的变频器电路9的输入电流及输出电流的波形形成按照工频交流电源周期的包络线波形，因此能够使采样率降低一定程度，能够使处理时间具有余量。
本发明不仅限定于上述而且附图所述的实施例，可以有以下那样的变形或扩展。
也可以采用DSP及CISC微机来构成，以代替RISC微机。
改变载波频率的时刻不一定限于工频交流电源周期的半周期，也可以采用半周期的倍数。
也可以根据输入功率值使频率分级变化，来进行变频控制。
另外，本发明所说的“相位差”的概念中，也包含两个信号波形的基准相位间的时间差。
工业上的实用性
如上所述，根据本发明的感应加热烹调器，由于通过利用数字控制对变频器电路进行变频控制，能够提高控制响应速度，同时抗干扰性提高，因此能够防止变频器电路的开关损耗在低频范围增大的现象。

Claims (9)

1.一种感应加热烹调器，在利用工频交流电源(1)生成高频电流的变频器电路(9)、以及通过对加热装置(19)供给所述高频电流来对被加热物体进行加热的感应加热烹调器中，其特征在于，
利用RISC微机或DSP，构成对所述感应加热烹调器的输出通过变频来进行控制的变频器输出控制电路(54)。
2.如权利要求1所述的感应加热烹调器，其特征在于，
使利用变频器输出控制电路(54)读入的变频器电路(9)的输出电流波，形成为工频交流电源周期的包络线。
3.如权利要求1所述的感应加热烹调器，其特征在于，
变频器输出控制电路(54)与PWM控制的载波周期相对应，读入变频器电路(9)的输入电流及输出电流。
4.如权利要求1至3的任一项所述的感应加热烹调器，其特征在于，
变频器输出控制电路(54)对电流数据进行有效值计算。
5.如权利要求1至4的任一项所述的感应加热烹调器，其特征在于，
变频器输出控制电路(54)在工频交流电源波形的过零点附近，改变PWM控制的载波频率。
6.如权利要求5所述的感应加热烹调器，其特征在于，
变频器输出控制电路(54)使得改变载波频率的时刻为工频交流电源周期的半个周期或该半个周期的倍数。
7.如权利要求1至6的任一项所述的感应加热烹调器，其特征在于，
变频器输出控制电路(54)根据变频器电路(9)的输出电压与输出电流的相位差来控制变频器电路(9)，并以工频交流电源周期半个周期期间内检测的值的平均值来评价所述相位差。
8.如权利要求1至7的任一项所述的感应加热烹调器，其特征在于，
变频器输出控制电路(54)在工频交流电源波形的过零点附近，禁止检测变频器电路(9)的输出电压与输出电流的相位差。
9.如权利要求1至8的任一项所述的感应加热烹调器，其特征在于，
变频器输出控制电路(54)在检测工频交流电源电压、并判断其上升程度为异常值时，停止变频器电路(9)的控制。
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