CN1706096A - 预失真线性化 - Google Patents

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Abstract

一种用于RF放大器的分支信号的预失真线性化的方法，包括：提供分支信号给至少一个输入端(2)；通过配电电路(4)将存在于至少一个输入端(2)的输入信号的功率分配给多个并联支路(16、18、20)作为分支信号；通过至少一个非线性支路(18、20)控制分支信号的相位参数和振幅参数；通过至少一个线性支路(16)控制分支信号的相位参数和振幅参数；通过功率合成电路(12)将至少一个非线性支路(18、20)的输出分支信号与至少一个线性支路(16)的输出分支信号合成在一起；在至少一个输出端(14)提供功率合成电路(12)的输出分支信号。此外，公开了一种用于对RF放大器的信号线性化的预失真单元的电路以及一种对RF放大器的信号的预失真线性化的设计。

Description

预失真线性化
本发明涉及一种预失真线性化，尤其涉及一种方法，以及一种包括用于预失真线性化的电路的电子设备。
US 5,523,716公开了一种预失真线性化电路和一种用于使输入到功率放大器的AC输入分支信号失真的方法，该功率放大器提供了对输入的分支信号的失真，其补偿了增益和相位方面的失真，这是通过作为分支信号振幅的函数的功率放大器引入的，从而线性化了该功率放大器。该线性化电路包括具有输入端和输出端的开关电路以及连接在开关电路的输入端和输出端之间的一对反并联二极管。该线性化电路还具有阻抗电路，该阻抗电路只包括连接在开关电路的输入端和输出端之间的无源电气元件，其中该阻抗电路中元件的值被选择作为输入的分支信号振幅的函数而引入对该输入的分支信号的补偿失真，用以线性化功率放大器。
US 5,703,530公开了一种结构简单的射频放大器电路，其具有低功耗和低发热，并在保持复合三次差拍(CTB)失真，类型交叉调制失真为最小的同时放大输入的分支信号。该射频放大器包括变压器，其将输入的分支信号从不平衡状态转换到平衡状态。该放大器进一步包括至少一个失真产生电路，该失真产生电路包括具有串联耦合的非线性元件和第一延迟线的第一电路，以及具有串联耦合的衰减元件和第二延迟线的第二电路。第一和第二电路并联耦合。至少一个失真产生电路耦合到该射频放大器的射频放大级的输入端、输出端和/或功能点。第一和第二延迟线被配置以形成输入到射频放大级的分支信号的分支信号输入级中的延迟时间变化，其与通过射频放大级的输入和输出之间的延迟时间差产生的分支信号输入级中的延迟时间变化相对。在从放大器电路输出放大后的分支信号之前，变压器将放大后的输入分支信号从平衡状态转换回到不平衡状态。
US 5,798,854公开了一种电子电路，其提供来自诸如激光器之类的非线性传输设备的线性输出。通过应用预失真分支信号来补偿非线性设备的二阶和高阶失真，该预失真分支信号与通过非线性设备产生的失真的有功分量和无功分量的振幅相等而符号相反。该用于非线性设备的输入分支信号被施加到耦合到非线性设备的串联电路中。该串联电路包含至少一个主要用于产生失真的有功分量的元件。在某些应用中，在串联电路中设置了至少一个用于产生失真的无功分量的元件。滤波级用来提供取决于频率的预失真。在优选的实施例中，与半导体激光器串联的衰减器、MMIC放大器、CATV混合放大器和变容二极管提供了预失真的分支信号。在另一个实施例中，通过配置为电压控制电阻器的FET来产生预失真的有功分量。在又一个实施例中，通过与RF分支信号支路串联连接的二极管和电阻器的并联组合来产生预失真的有功分量。还提供了一个单独的电路，其包括反并联二极管和用于产生取决于频率的三阶失真的电抗元件。
US 5,966,049公开了一种用于功率放大器的宽频带线性化电路。该宽频带线性化电路包括宽频带线性化电路桥、前置放大器/衰减器、后置放大器/衰减器和控制电路。该宽频带线性化电路桥包括通过线性和非线性臂互连的功率分配器和功率合成器。线性臂具有串联耦合在一起的移相器、无源均衡器和第一延迟线。非线性臂具有串联耦合在一起的失真发生器、衰减器和第二延迟线。91I～hc控制电路控制宽频带线性化电路桥、前置放大器/衰减器和后置放大器/衰减器各自的设定。控制电路提供偏置电路并发送命令和遥测分支信号以控制宽频带线性化电路的操作。宽频带线性化电路提供了独立灵活的增益和相位控制，其可匹配具有各种增益和相位特性的不同种类的功率放大器。
US 6,018,266公开了一种射频***，其包括反射二极管线性化电路。该反射二极管线性化电路具有带有输入、输出、第一调谐端口和第二调谐端口的正交混合电路。每个调谐端口都具有进行电通信的反射电路。每个反射电路包括具有与调谐端口进行电通信的阴极的第一肖特基二极管、具有与调谐端口进行电通信的阳极的第二肖特基二极管、具有与调谐端口进行电通信的第一末端的第一延迟线、具有与第一肖特基二极管的阳极进行电通信和也与第二肖特基二极管的阴极进行电通信的第一末端的第二延迟线、以及具有与第一延迟线的第二末端进行电通信的第一末端和与第二延迟线的第二末端及电气接地进行电通信的第二末端的射频电阻性元件。
美国专利US 5,523,716、US 5,703,530、US 5,798,854和US5,966,049提出了用于对在失真电路的输入端输入的分支信号进行振幅调整的装置，以及用于对通过失真电路的输出端输出的分支信号进行振幅调整的装置。这些专利的解决方案利用了两种主要元件：传统的单端或推挽型放大器；以及由两个并联的包括时间延迟和功率耗散部分的支路组成的失真产生电路，该两个并联支路中的一个是带有非线性设备的非线性阻抗支路，另一个通常是线性无源支路。该失真产生电路在使用时具有下述几个缺点。它们不提供支路之间的隔离，所以对一个支路的调谐影响了其它并联支路的性能/延迟时间、阻抗和传输参数。它们不在一个放大级处于深度饱和的情况下提供所需的增益/相位扩充比率或AM/AM或AM/PM比率，或者在多级放大器情况下提供所需的AM/AM和AM/PM对输入/输出功率的特性。此外，为了实现所需的更高的AM/PM和AM/AM调节比率，它们显示出具有高的RF分支信号损耗(大于-15dB)。
US 6,018,266描述了一种预失真电路，其中的关键元件是混合电路和二极管，并且其中主要原理是来自连接到混合端口的二极管的分支信号的反射，其中分支信号从输入端口开始经过混合电路到二极管，然后反射回到其它的混合输出端口。
本发明的目的是提供一种方法，以及一种包括用于预失真线性化的电路的电子设备。
为了实现本发明的目的，公开了一种用于RF放大器的分支信号的预失真线性化的方法，包括：提供输入信号给至少一个输入端；通过配电电路将在至少一个输入端的输入信号作为分支信号分配给多个并联支路；通过至少一个非线性支路控制分支信号的相位参数和/或振幅参数；通过至少一个线性支路控制分支信号的相位参数和振幅参数；通过功率合成电路将至少一个非线性支路的输出信号与至少一个线性支路的输出信号合成在一起；在至少一个输出端提供来自功率合成电路的预失真单元的最后输出信号。本发明的该方法提高了AM/AM和AM/PM扩充率。该目的能够通过使用线性和非线性支路的并联支路来实现，其中并联支路包括放大元件。单独控制AM/AM比率和AM/PM比率。
根据本发明的优选实施例，通过至少一个非线性支路对分支信号的相位参数和/或振幅参数的控制包括：通过至少一个相位控制单元控制分支信号的相位；和/或通过至少一个线性振幅控制单元控制分支信号的振幅；和/或通过至少一个非线性振幅控制单元控制分支信号的振幅。通过非线性支路控制AM/AM比率。这就提供了与AM/PM比率分开来控制AM/AM比率的可能性。
根据本发明的优选实施例，通过至少一个线性支路对分支信号的相位参数和/或振幅参数的控制包括：通过至少一个相位控制单元控制分支信号的相位变化；和/或通过至少一个线性振幅控制单元控制分支信号的振幅。该线性支路与AM/AM比率分开来控制AM/PM比率。
根据本发明的优选实施例，根据输入信号的功率电平控制线性和/或非线性振幅控制单元。这个有利的特征使得每个支路根据输入信号的功率电平开始其参数的调节。这就提供了使每个支路适应于输入信号的特定功率电平的可能性。
根据本发明的优选实施例，根据外部可调整值来控制线性和/或非线性振幅控制单元。这个有利的特征使得调整每个支路的调节所依据的值成为可能。
根据本发明的优选实施例，线性和/或非线性支路具有其自身特定的RF功率电平，其振幅和/或相位的预失真从该特定的RF功率电平开始，通过单独的非线性功能来定义该RF功率电平。
为了实现本发明的目的，公开了一种用于预失真线性化的方法，其中诸如变容二极管和增益受控放大器之类的元件可以特别用于线性化电源模块的AM/AM和AM/PM温度补偿，该方法包括：提供输入信号给至少一个输入端；通过配电电路将在至少一个输入端的输入信号作为分支信号分配给多个并联支路；通过至少一个非线性支路控制分支信号的相位参数和/或振幅参数；通过至少一个线性支路控制分支信号的相位参数和/或振幅参数；通过功率合成电路将至少一个非线性支路的输出信号与至少一个线性支路的输出信号合成在一起；在至少一个输出端提供来自功率合成电路的预失真单元的最后输出信号。
为了实现本发明的目的，公开了一种电子设备，该电子设备包括用于预失真单元的电路，该预失真单元对RF放大器的信号进行线性化，该电子设备包括：至少一个输入端；将在至少一个输入端的输入信号作为分支信号分配给多个并联支路的配电电路；控制分支信号的相位参数和/或振幅参数的至少一个非线性支路；控制分支信号的相位参数和/或振幅参数的至少一个线性支路；将至少一个非线性支路的输出信号与至少一个线性支路的输出信号合成在一起的功率合成电路；提供来自功率合成电路的预失真单元的输出信号的至少一个输出端。该电路和布置的有利特征是，本发明取消了超过20dB的三阶互调。对于带有数字调制的无线通信***如WCDMA和EDGE来说，最小化三阶互调是非常重要的。该电路非常适合于与多级功率放大器一起使用。由于具有几乎独立的对AM/AM和AM/PM调节比率和阈值功率电平的可调性，该电路可以用于多种功率放大器。该电路可以嵌入到半导体器件中，或者作为诸如印刷电路板之类的载体上的一个电路。优选地，该电子设备是一个包括功率放大器和该电路的模块。这种模块例如可用在便携式通信设备如移动电话中。
根据本发明的优选实施例，非线性支路包括：控制分支信号的相位的至少一个相位控制单元；和/或控制分支信号的振幅的至少一个线性振幅控制单元；和/或控制分支信号的振幅的至少一个非线性振幅控制单元。这样一种线性支路的有利特征是，可以与AM/PM比率分开来调节AM/AM比率。
根据本发明的优选实施例，线性支路包括：控制分支信号的相位的至少一个相位控制单元；和/或控制分支信号的振幅的至少一个线性振幅控制单元。
根据本发明的优选实施例，非线性振幅控制单元包括至少一个非线性元件和至少一个放大器。
根据另一个实施例，功率合成电路包括反馈。此反馈存在于功率合成电路内的放大器的输出和输入之间。具体地，它是双负反馈，包括电压反馈和电流反馈。此外，每个支路都具有输出阻抗。这种输出阻抗有利地是用电阻器来实现，例如是10到100欧姆之间的电阻。由于具有这种反馈，合成电路的输入阻抗可以相对较低。
此实施例的优点是它能进行模块处理。该实施例提供了支路之间良好的隔离。可以修改其中的一个支路而不会影响其它的支路。可供选择地，可以增加或移走并联支路。这就能够实现对于不同应用进行修改的思想。基本上，该电路适合用于高频下的所有应用，其需要良好的线性化和高的功率电平。预失真电路可以给出每个放大级大约3dB的修正，并且在多级放大器中可以应用超过一个的预失真电路。
更确切地，功率放大器在饱和区的特征具有相当非线性的特性，并且或多或少对于特定的放大器来说是唯一的。其中的放大器取决于所使用的功率晶体管、匹配技术和放大级的数量。这样，前置补偿器特性，即AM/AM和AM/PM特性应适于每种单独的情况。诸如Hybrid、Wilkinson、Lange和ratrace耦合器之类的传统的功率合成电路通常需要大的面积，并仍具有有限的频带。可供选择的合成电路是用集总元件来实现，但是也具有占用大的面积的缺点。此外，需要许多集总元件，并且这种实现方法非常不适用于IC设计。
通过使用带有反馈特别是带有双负反馈的放大技术解决了这些缺点。可以指出的优点是：增益和输入阻抗的控制简单；它导致高的线性化，或者换句话说，充分地补偿了互调失真；具有良好的温度稳定性并可应用于宽频带。此外，在IC设计中可以容易地实现这些实施例，并且只需要有限的表面面积。线性支路的有利特征是可以与AM/AM比率分开来调节AM/PM比率。
根据本发明的优选实施例，非线性元件是二极管。
根据本发明的优选实施例，非线性元件是反并联二极管电路。
根据本发明的优选实施例，后向控制偏置单元连接到反并联二极管电路。
根据本发明的优选实施例，非线性元件是晶体管。
根据本发明的优选实施例，放大器是增益控制放大器。
根据本发明的优选实施例，放大器具有它自己的放大器类型。
根据本发明的优选实施例，放大器是A或AB或B或C或E或F类放大器。
根据本发明的优选实施例，线性振幅控制单元是增益控制放大器和/或衰减器和/或电阻器和/或耗散传输线和/或可控电阻性元件。
根据本发明的优选实施例，放大器具有它自己的放大器类型。
根据本发明的优选实施例，放大器是A或AB或C或E或F类放大器。
根据本发明的优选实施例，放大器包括至少一个晶体管。
根据本发明的优选实施例，相位控制单元包括至少一个传输线。
根据本发明的优选实施例，传输线并联和/或串联连接。
根据本发明的优选实施例，传输线是四分之一波长传输线。
根据本发明的优选实施例，传输线是仿真的和/或分布式的。
根据本发明的优选实施例，传输线是阻抗转换电路和/或滤波电路和/或移相电路。
根据本发明的优选实施例，传输线包括至少一个电阻器和/或电容和/或电感的串联和/或并联电路。
根据本发明的优选实施例，相位控制单元包括至少一个受控电阻性元件。
根据本发明的优选实施例，受控电阻性元件连接在地和至少两个传输线的连接点之间。
根据本发明的优选实施例，受控电阻性元件连接在地和线性振幅控制单元和/或非线性振幅控制单元的放大器的至少一个端子之间。
根据本发明的优选实施例，受控电阻性元件的控制输入端连接到线性振幅控制单元和/或非线性振幅控制单元的放大器的至少一个端子。
根据本发明的优选实施例，线性和/或非线性支路在输出端具有滤波电路。
根据本发明的优选实施例，滤波电路是低通滤波器或高通滤波器。
根据本发明的优选实施例，滤波电路包括至少一个电阻器和/或至少一个电容和/或至少一个电感的串联和/或并联电路。
根据本发明的优选实施例，电路集成在半导体电路中。
根据本发明的优选实施例，电路是用MMIC电路技术实现的。
在附于此并形成其一部分的权利要求书中具体地指出了表征本发明的这些和其它各种优点及新颖性特征。但是，为了更好地理解本发明、它的优点及通过使用使用其达到的目的，应该参考于此形成另一部分的附图以及其中说明并描述本发明的优选实施例的伴随的描述性内容。在附图中：
图1示出了本发明的预失真线性化电路的基本方框图；
图2到6示出了本发明的一个实施例的电路图和曲线图；
图7到16示出了本发明另一个实施例，其具有相关电路图和相关的所测曲线图；
图17到28示出了本发明不同的实施例。
图1示出了本发明预失真线性化电路的基本方框图。相同的部分具有相同的标记。本发明的整个说明书中都是这样。图1的基本方框图包括连接到配电电路4的输入端2。配电电路4连接到并联支路16、18和20。支路16代表第一个线性支路，支路18代表第一个非线性支路，支路20代表第n个非线性支路。支路16包括相位控制单元6，该相位控制单元6也被称为输电线单元，其一侧连接到配电电路4，另一侧连接到线性振幅控制单元8。线性振幅控制单元8的另一侧连接到另一个相位控制单元6。相位控制单元6的另一侧连接到功率合成器电路12。
支路18并联连接到配电电路4和功率合成器电路12之间的支路16。支路18包括非线性振幅控制单元10的串联电路，该非线性振幅控制单元10的一侧连接到配电电路4，另一侧连接到线性振幅控制单元8。线性振幅控制单元8的另一侧连接到相位控制单元6。相位控制单元6的另一侧连接到功率合成器电路12。
支路20是这个方框图的第n个支路。支路20并联连接到配电电路4和功率合成器电路12之间的支路16和18。支路20包括串联电路，该串联电路包括非线性振幅控制单元10，该非线性振幅控制单元10的一侧连接到配电电路4，另一侧连接到线性振幅控制单元8。线性振幅控制单元8的另一侧连接到相位控制单元6。相位控制单元6的另一侧连接到功率合成器电路12。功率合成器电路12连接到输出端14。
本发明实施例中的预失真单元包括几个并联支路，这几个并联支路在不同的输入功率电平上产生预失真信号，同时也提供不同的预失真率，所述预失真率为功率放大器中逐渐变化的AM/AM和AM/PM的比率提供了更好的补偿。
图2示出了本发明可能的实施例。该实施例包括连接到电容32和68的输入端30。电容32的另一侧连接到二极管34的阳极以及二极管38的阴极。二极管34的阴极连接到电阻器44、电阻器46和电容36。电阻器44的另一侧连接到端子42。二极管38的阳极连接到电阻器46的另一侧并连接到电容40和电阻器48。电阻器48的另一侧接地。电容40的另一侧连接到电容36的另一侧并连接到电阻器50、晶体管62的基极端、电阻52和电容54。电阻52的另一侧连接到端子60。电阻器50的另一侧接地。电容54的另一侧连接到电阻器56。电阻器56的另一侧连接到电阻器58和晶体管62的集电极端。电阻58的另一侧连接到端子60。晶体管62的集电极端连接到电阻器56、58和电容64。
晶体管62的发射极连接到可调电阻器66。电阻器66的另一侧接地。电容64的另一侧连接到输出端88。电容68的另一侧连接到延迟线70，该延迟线70是可调的。延迟线70的另一侧连接到电阻器74、电阻器72、电容76和晶体管84的基极端。电阻器74的另一侧接地。电阻器72的另一侧连接到端子80。电容76的另一侧连接到电阻器78。电阻器78的另一侧连接到电阻器82、电容90和晶体管84的集电极端。电容90的另一侧连接到输出端88。晶体管84的发射极端连接到电阻器86。电阻器86的另一侧接地。
为简明起见，这个实施例仅包括两个支路。一个非线性支路和一个线性支路。非线性支路是图2中所示的上面的支路，其具有包括元件34到48的阈值调节电路和包括元件50到66的放大级。线性支路包括任意类型的延迟线70和包括有元件72到86的线性放大级。
晶体管62的放大级提供增益，该增益补偿阈值控制电路中的信号损失，其是由二极管34和38形成的。通过反馈电阻器56和66的值来定义放大级的增益，并且该放大级的增益可实现(1...10)dB的衰减值。当调谐晶体管62发射极中的电阻器66的值从0到4欧姆时，放大级的增益从4dB变化到10dB，其提供了一个几乎独立的AM/AM比率调节，而AM/PM比率相对于电阻器66是恒定的，如图3和4中所示。
线性支路中的放大级具有较小的增益，并且有利于为延迟线与非线性支路提供良好的隔离，以及为此实施例中预失真单元的传输系数的初始值提供良好的调节。
由于放大器具有使每个支路的输出与其它支路的输出隔离的特性，所以在这个实施例中可以实现在提供了额外的非线性并联支路的情况下也能得到所需的AM/AM和AM/PM特性形状，而不会使原始参数恶化，只要放大器的参数S12小于-10dB。
总之，上述本发明的特定实施例包括一个线性支路和至少一个非线性支路，该至少一个非线性支路并联连接到该线性支路。该非线性支路包括一个A类放大器的放大级和一个具有独立偏置的阈值功率控制单元。该非线性支路控制AM/AM比率。该线性支路也包括一个放大级和一个控制单元，该控制单元在线性支路内具有受控偏置。例如为延迟线的该控制单元控制AM/PM比率。放大级包括一个A类放大器。该线性支路控制AM/PM比率。
在上述本发明的实施例中，在并联支路内部有一个放大元件，其实际上主要增加了AM/AM和AM/PM扩充率，并当所述并联支路输出组合在一起时提供了所述并联支路输出之间的隔离，这有助于所述并联支路参数的独立调谐及调整。
上述本发明的实施例还给出了一种用于控制阈值功率电平的解决办法，例如具有独立偏置的反并联二极管，从而在此实施例中，可以通过经过一个特定端口的一个控制信号来调整开始要改变预失真单元的振幅和相位转移特性的端子42以及在一个独立的非线性支路中具有受控偏置的A类放大器或B/C类放大器、阈值电平、输入功率电平。
在图2所示的实施例中，通过可调电阻器66控制AM/AM比率，并通过可调延迟线70控制AM/PM比率。图3和4示出在图1的预失真单元实施例中，以恒定的AM/PM比率在进行独立AM/AM调节时的测量线。该曲线示出电阻器66不同的值。曲线100代表电阻器66的值为0欧姆。曲线102代表电阻器66的值为1欧姆。曲线104代表电阻器66的值为2欧姆。曲线106代表电阻器66的值为3欧姆。曲线108代表电阻器66的值为4欧姆。
图5和6示出在图2的预失真单元实施例中以恒定的AM/AM比率进行独立的AM/PM调节。图5中，曲线110代表30°。曲线112代表40°。曲线114代表50°。曲线116代表60°。曲线118代表80°。曲线120代表90°。图6中，曲线122代表30°。曲线124代表40°。曲线126代表50°。曲线128代表60°。曲线130代表70°。曲线132代表80°。
图7示出本发明的另一个实施例。所示的实施例包括连接到电容142的输入端140。电容142的另一侧连接到二极管158的阳极、二极管160的阴极和电容144。电容144的另一侧连接到延迟线146。延迟线146的另一侧连接到电阻器148。电阻器148的另一侧连接到电容150和电阻器152。电容150的另一侧接地。电阻器152的另一侧连接到输出端172。二极管158的阴极连接到电感156、电容166和电阻器162。电阻器162的另一侧连接到二极管160的阳极、电感164和电容168。电感164接地。电容168的另一侧连接到电容166的另一侧和放大器170。放大器170连接到输出端172。阈值功率控制的端子154连接到电感156的另一端。
放大器170是增益控制放大器。电容150是可变电容或者具有受控电容值的元件。该实施例是具有扩展的动态范围和可控AM/AM和AM/PM调节比率的预失真单元。已经示出，当增益从0dB变化到6dB时，放大器170同时提供从5°/dB到20°/dB的相位评价比率控制以及从0.3dB/dB到1dB/dB的振幅调节比率控制。而且，电容150从0到3pF的变化可以提供AM/AM调节比率控制，而AM/PM比率特性是恒定的。在功率范围内的预失真单元的IRL小于-10dB。初始损失也可以改进到大约-3dB，而不是-(8...6)dB。
本发明实施例中的预失真单元提供了扩展的动态范围、对振幅和相位调节开始时的阈值输入功率电平的控制、对在预失真范围内的振幅和相位调节比率的独立控制、以及较高的振幅和相位调节比率。
同时此预失真单元也可以用于线性化电源模块的温度补偿，其中用电容150所表示的变容二极管VARICAP是AM/AM补偿环的受控元件和用于AM/PM补偿的放大器控制元件。
图8到16示出了图7的实施例的不同测量值。图8、9和10表示AM/AM和AM/PM和IRL对不同的偏压值。图11和12示出了预失真单元的AM/AM和AM/PM调节比率对电容150的不同的值。图13示出了电容150的不同的值对图7的预失真单元中的IRL的影响。图14和15示出了预失真单元的AM/AM和AM/PM调节比率对放大器的增益。图16示出了放大器的增益对预失真单元的IRL的影响。
图17到27给出了本发明的另外的实施例。为了示出原理并为了简明起见，仅示出了第一个和第二个支路。
图17示出了本发明的实施例。该实施例包括连接到电容182和电容202的输入端180。电容182的另一侧连接到二极管184的阳极以及二极管188的阴极。二极管184的阴极连接到电容186、电阻器194和电阻器196。电阻器194的另一侧连接到端子192。电容186的另一侧连接到放大器200的输入端和电容190。电阻器196的另一侧连接到电容190的另一侧、电阻器198和二极管188的阳极。电阻器198的另一侧接地。放大器200连接到增益控制单元201。放大器200的上端连接到输出端212。电容202的另一侧连接到延迟线204。延迟线204的另一侧连接到电阻器206。电阻器206的另一侧连接到可调电容208和电阻器210。电容208的另一侧接地。电阻器210的另一侧连接到输出端212。
所述实施例包括放大块(所谓的增益控制放大器AGC)，其有助于预失真单元较低的损失以及相位和振幅预失真的较高的可实现的比率。
元件184到198提供了对输入信号的阈值控制。端子192提供了该阈值控制单元的偏压。而且，元件184到198的阈值控制单元和放大器200形成了非线性支路。通过延迟线204和电阻器206与210以及可调电容208形成了线性支路。可调电容208用来控制AM/PM比率。
图18示出了本发明的另一个实施例。该实施例包括连接到电容216和电容238的输入端214。电容216的另一侧连接到阈值控制单元，该阈值控制单元与前面所述的图17的阈值控制单元相当。因此，元件218到232与图17的元件184到198相当。电容220和224连接到延迟线234。延迟线的另一侧连接到作为增益控制放大器的放大器236。放大器236的输出连接到输出端246。电容238的另一侧连接到电阻器240。电阻器240的另一侧连接到放大器242的输入端。放大器242也是增益控制放大器。
放大器242的输出端连接到延迟线244。延迟线244的输出连接到输出端246。在这个实施例中，两个支路都有增益控制放大器。这些增益控制放大器236和242可以提供单独的振幅和相位预失真比率调整而不会有增益损失。图18上面的支路是提供AM/AM比率调节的非线性支路，而图18下面的支路提供AM/PM比率调节。
图19示出了本发明的另一个实施例。此实施例包括连接到电容252和电容262的输入端250。电容252的另一侧连接到电阻器254。电阻器254的另一侧连接到延迟线256。延迟线256的另一侧连接到放大器258。放大器258是B类放大器。放大器258连接到偏置控制单元260。放大器258的输出端连接到输出端270。电容262的另一侧连接到电阻器264。电阻器264的另一侧连接到放大器266。放大器266是增益控制放大器。放大器266的输出端连接到延迟线268。延迟线的另一侧连接到输出端270。
所示的实施例具有下述特征。延迟线256和268指定了用于所需相位的预失真比率。放大器266的增益定义了预失真单元的增益。连接到偏置控制单元260的放大器258定义了阈值功率电平的调整。由放大器266的新增益和放大器258的增益之间的比率定义振幅预失真比率。电阻器254和264用作功率分配和匹配条件。
图20的实施例包括连接到功率分配器274的输入端272。功率分配器274的一侧连接到延迟线276，另一侧连接到放大器280的输入端。放大器280是增益控制放大器。延迟线276的另一侧连接到放大器278的输入端。放大器278是B类放大器。放大器278连接到未示出的偏置控制单元。放大器278的输出连接到输出端284。放大器280的输出端连接到延迟线282的一侧。延迟线282的另一侧连接到输出端284。
图20中所示的实施例与前面实施例的不同是，图20中的实施例在输入端包括功率分配器274。此功率分配器274可以提供更好的并恒定的输入回程损耗。
图21的实施例包括连接到混合耦合器(hybrid coupler)294的输入端290。50欧姆的电阻器292的一侧连接到混合耦合器294。电阻器292的另一侧接地。混合耦合器294用从输入端290到放大器296的线跨过从电阻器292到A类放大器298的线。因此，输入端290经由混合耦合器294直接连接到放大器296。同样，电阻器292经由混合耦合器294直接连接到放大器298的输入端。放大器298是增益控制放大器。放大器298的输出端连接到延迟线300的一侧。延迟线300是可调的。延迟线300的另一侧连接到输出端302。放大器296是连接到偏置控制单元的B类放大器。放大器296的输出端连接到输出端302。
正如图20中所示的实施例，图21的实施例也与前述实施例不同的是图21的实施例在预失真单元的输入端包括功率分配器。用混合耦合器294来表示图21中的这个功率分配器。此混合耦合器294提供了更好的并恒定的输入回程损耗。
图22示出的本发明的实施例包括连接到功率分配器314的输入端。电阻器312的一侧接地，另一侧连接到功率分配器314。功率分配器314用从电阻器312到延迟线316的线跨过从输入端310到90°延迟线324的线。延迟线316的另一侧连接到晶体管318的栅极端。晶体管318是B类放大器。晶体管318的漏极端连接到未示出的电源。晶体管318的漏极端还连接到输出端330。晶体管318的源极端连接到电阻器320和电容322。电阻器320和电容322的另一侧都接地。延迟线324的另一侧连接到90°延迟线328和晶体管326的漏极端。晶体管326表示可控电阻元件。晶体管326的源极端接地。晶体管326的栅极端连接到晶体管318的源极端。延迟线328的另一侧连接到输出端330。
图22的电路利用90°传输或延迟线324和328特性来作为阻抗转换器，其中，在经过B类放大器318中的阈值功率电平之后，漏极或集电极电流出现并开始增加，电压下降，起到漏极或集电极电流传感器作用的电阻器320打开作为可控电阻元件的晶体管326，其最后在90°线连接点处提供一短路，并在延迟线324、328的相对侧提供一开路，其中上述90°线连接点是90°延迟线324和90°延迟线328之间的连接点。这样，RF信号被从一个支路转换到另一个支路，提供了预失真单元电路的恒定的输入/输出阻抗。
图23中示出了图22电路的另一种简化的结构。图23的电路包括连接到晶体管342的栅极端并连接到延迟线348的输入端340。晶体管342是B类放大器。晶体管342的漏极端连接到未示出的电源并连接到输出端354。晶体管342的源极端连接到起到漏极或集电极电流传感器作用的电阻器344和电容346。电阻器344和电容346接地。延迟线348的另一侧连接到延迟线350并连接到晶体管352的漏极端。晶体管352是可控电阻元件。晶体管352的源极端接地。晶体管352的栅极端连接到晶体管342的源极端。
图24示出的本发明的实施例包括连接到电阻器362和电阻器368的输入端。电阻器362的另一侧连接到电容364。电容364的另一侧连接到晶体管366的栅极端。晶体管366是B类放大器。阈值电源的偏置控制单元365连接到晶体管366的栅极端。未示出的电源连接到晶体管366的漏极端。晶体管366的源极端接地。晶体管366的漏极端连接到输出端378。电阻器368的另一侧连接到电容370。电容370的另一侧连接到延迟线372。延迟线372的另一侧连接到可调电容374并连接到放大器376的输入端。电容374被用来控制AM/PM比率。放大器376是增益控制放大器，其允许调整支路的损耗以及支路之间的隔离。放大器366被用来控制AM/AM比率。放大器376的输出端连接到输出端378。
图25示出了本发明的另一个实施例。图25的电路包括连接到电容382和电容391的输入端380。电容382的另一侧连接到电阻器384。电阻器384的另一侧连接到放大器386的输入端。放大器386是B类放大器。放大器386的输出端连接到输出端398。放大器386经由控制端连接到电阻器390和电容388。电阻器390和电容388的另一侧都接地。电容391的另一侧连接到电阻器392。电阻器392的另一侧连接到放大器394的输入端。放大器394是增益控制放大器。放大器394的输出端连接到延迟线396。延迟线396连接到输出端398。放大器394的增益控制端连接到电阻器390和电容388。
图26示出了本发明的另一个实施例。该实施例包括连接到电容402和延迟线424的输入端400。电容402连接到电阻器404。电阻器404的另一侧连接到电阻器406、电容408、晶体管414的栅极端和电阻器416。电阻器416的另一侧接地。电阻器406的另一侧连接到控制电压Vc。电压Vc控制阈值电压。电容408连接到电阻器410。电阻器410的另一侧连接到电感412和晶体管414的漏极端。电感412的另一侧连接到控制电压Vc。晶体管414的漏极端连接到电容418。晶体管414的源极端连接到电阻器420和电容422。电阻器420和电容422的另一侧都接地。延迟线424的另一侧连接到电容426。电容426的另一侧连接到电容418的另一侧并连接到输出端428。晶体管414是B类放大器。电阻器420被用来控制AM和PM比率。
图27的实施例包括连接到电容432和电阻器458的输入端430。电容432连接到电阻器434。电阻器434的另一侧连接到电阻器436、电容438、晶体管448的栅极端和电阻器450。电阻器450的另一侧接地。电阻器436的另一侧连接到提供了阈值控制信号的端子444。电容438的另一侧连接到电阻器440。电阻器440的另一侧连接到电阻器442、晶体管448的漏极端和电容452。电阻器442的另一侧连接到提供电源电压的端子446。电容452的另一侧连接到输出端484。晶体管448的源极端连接到电阻器454和电容456。电阻器454的另一侧和电容456都接地。电阻器458的另一侧连接到电容460和电阻462。电容460的另一侧接地。电阻器462的另一侧连接到电阻器464、电容466、晶体管476的栅极端、电阻器478和晶体管480的漏极端。电阻器478的另一侧接地。电阻器464的另一侧连接到端子472。端子472提供阈值控制信号。电容466的另一侧连接到电阻器468。电阻器468的另一侧连接到电阻器470、晶体管476的漏极端和电容482。电阻器470的另一侧连接到提供电源电压的端子474。晶体管476的源极端接地。晶体管480的源极端接地。晶体管480的栅极端连接到电阻器454和电容456。电容482的另一侧连接到输出端484。晶体管448是B类放大器。电阻器454是漏极电流传感器。晶体管476是A类放大器。
图28示出了本发明的设备500的另一种可供选择的实施例。设备500具有输入端501和输出端502，并具有配电电路510、功率合成电路520、线性支路540和非线性支路550、560。每个支路都具有输入阻抗541、551、561和输出阻抗549、559、569，它们的值例如分别是30欧姆、30欧姆和70欧姆。第二个非线性支路560具有延迟线581，其起到AM/PM控制的作用。在这个特定的实施例中，用包括有晶体管512、522、552、562的放大器；连接到晶体管的输出端的电阻器514、524、554、564；连接到晶体管的输入端的电阻器513、523、553、563和反馈环515、525、555、565来实现非线性支路550、560、配电电路510和功率合成电路520。在第一个非线性支路550中，用可调阻抗来实现电阻器554，其适合于用作AM-AM控制。用双负反馈：通过电阻器591和电容器592的第一个反馈；通过控制电压输入的第二个反馈和两个电阻器593、594来实现功率合成电路中的反馈525以及非线性支路550、560中的反馈。如技术人员将理解的，可以用不同方式来实现这些反馈。
反馈环525的结果是，功率合成电路520的输入阻抗低。这与不同支路的输出阻抗549、559、569一起确保了支路之间良好的隔离，并导致在合成器电路520中放大器522的高增益。可以用放大器来实现全部电路，所述放大器可以是分立产品或者可以嵌入到集成电路中。
本发明的实施例提供了并联支路内部的放大元件，其主要提高了AM/AM和AM/PM扩充率，并提供了当所述并联支路输出组合时在它们之间的隔离，这有助于独立调谐并调整所述并联支路的参数。本发明的实施例也提供了用于控制阈值功率电平的解决方法，如具有独立偏置的反并联二极管，以及在一个独立的非线性支路中的具有受控偏置的A类放大器或B/C类放大器，其中可以通过经过一个特定端口的一个控制分支信号来调整开始要改变预失真单元的振幅和相位转移特性的阈值电平、输入功率电平。
本发明的实施例提供了用于阈值调节的额外的端口；显著改进了AM/AM调节比率的A和B类放大器，这对于多级功率放大器补偿是特别重要的；引入了超过一个的非线性支路；本发明的实施例并不只局限于微波电路；非线性元件并不仅局限于肖特基和PIN二极管，还包括其它电路元件，如作为电阻性元件的晶体管；以及引入了滤波器，用于进行谐波电平控制。
可以与不同的功率放大器一起应用理想的预失真线性化电路；即，如果一个功率放大器被另一个功率放大器所取代，则它不需要被修改。为实现该目的所提出的解决办法是，使用具有至少两个并联支路的的线性化电路，至少一个是线性的，其它的都是非线性的，非线性支路包括阻抗和放大器，线性支路包括阻抗和可选的放大器。所述非线性支路可以被分成多个非线性支路。
线性化电路的放大器具有下述功能。它起到二极管的作用，阻挡住在线性电路的可变输出电阻和其后的开关的不可变电阻之间存在可能的失配时的分支信号的反射；产生与功率放大器的谐波信号相对的谐波信号；提供对功率放大器内特定陷波电路(trap)的分支信号的修改，该修改与分支信号同相。通常，分支信号都稍微不同相，导致由于饱和效应对增益曲线的平滑。如果提供了不同的非线性电路，则这是特别重要的。由于在线性化电路中存在放大器，所以可以彼此独立地修改这些电路。使用放大器更有利的是，由于它们可以容易地进行集成(除了二极管)，因此减少了组件的数量。电路的并联设置具有使相位和振幅分开的功能。
该线性化电路抵消了超过20dB的三阶互调失真。此三阶互调失真对于较宽频带如宽频带CDMA和EDGE是非常重要的。该线性化电路非常适合于与多级功率放大器一起使用。由于三种关键参数如AM/AM、AM/PM和阈值功率具有相对独立的可调性，所以该线性化电路可以用于多种功率放大器。
在前面的描述中已经提到了由本文所覆盖的本发明的新的特点和优点。但是，应理解的是，在许多方面这些公开的内容都仅是说明性的。可以对细节做出改变，特别是与各部分的形状、尺寸和设置有关的内容，而不会超出本发明的范围。当然，用表述出了所附的权利要求的语言定义了本发明的范围。

Claims (15)

1.一种用于RF放大器的分支信号的预失真线性化的方法，包括：
提供输入信号给至少一个输入端(2)；
通过配电电路(4)将存在于至少一个输入端(2)上的输入信号作为分支信号分配给多个并联支路(16、18、20)；
通过至少一个非线性支路(18、20)控制分支信号的相位参数和/或振幅参数；
通过至少一个线性支路(16)控制分支信号的相位参数和振幅参数；
通过功率合成电路(12)将至少一个非线性支路(18、20)的输出信号与至少一个线性支路(16)的输出信号合成在一起；
在至少一个输出端(14)上提供来自功率合成电路(12)的预失真单元的最后输出信号。
2.如权利要求1的方法，其中通过至少一个非线性支路(18、20)对分支信号的相位参数和/或振幅参数的控制包括：
通过至少一个相位控制单元(6)控制分支信号的相位；和/或
通过至少一个线性振幅控制单元(8)控制分支信号的振幅；和/或
通过至少一个非线性振幅控制单元(10)控制分支信号的振幅。
3.如权利要求1的方法，其中通过至少一个线性支路(16)对分支信号的相位参数和/或振幅参数的控制包括：
通过至少一个相位控制单元(6)控制分支信号的相位变化；和/或
通过至少一个线性振幅控制单元(8)控制分支信号的振幅。
4.如权利要求2的方法，其中根据输入信号的功率电平控制线性振幅控制单元(8)和/或非线性振幅控制单元(10)。
5.如权利要求2或3的方法，其中根据外部可调整值控制线性(8)振幅控制单元和/或非线性振幅控制单元(10)。
6.如权利要求1的方法，其中线性(16)振幅控制单元和/或非线性支路(18、20)具有其自身特定的RF功率电平，其振幅和/或相位的预失真从该特定的RF功率电平开始，其由单独的非线性功能定义。
7.一种用于预失真线性化、特别是线性化电源模块的温度补偿的方法，其中变容二极管是AM/AM补偿环的受控元件以及用于AM/PM补偿的放大器控制元件，该方法包括：
提供输入信号给至少一个输入端(2)；
通过配电电路将存在于至少一个输入端(2)的输入信号作为分支信号分配给多个并联支路(16、18、20)；
通过至少一个非线性支路(18、20)控制分支信号的相位参数和/或振幅参数；
通过至少一个线性支路(16)控制分支信号的相位参数和/或振幅参数；
通过功率合成电路(12)将至少一个非线性支路(18、20)的输出信号与至少一个线性支路(16)的输出信号合成在一起；
在至少一个输出端(14)上提供来自功率合成电路(12)的预失真单元的最后输出信号。
8.一种电子设备，包括用于预失真单元的电路，该预失真单元对RF放大器的信号进行线性化，该电子设备包括：
提供输入信号的至少一个输入端(2)；
将存在于至少一个输入端(2)的输入信号作为分支信号分配给多个并联支路(16、18、20)的配电电路(4)；
控制分支信号的相位参数和/或振幅参数的至少一个非线性支路(18、20)；
控制分支信号的相位参数和/或振幅参数的至少一个线性支路(16)；
将至少一个非线性支路(18、20)的输出信号与至少一个线性支路(16)的输出信号合成在一起的功率合成电路(12)；
提供来自功率合成电路(12)的预失真单元的输出信号的至少一个输出端(14)。
9.如权利要求8的设备，其中非线性支路(18、20)包括：
控制分支信号的相位的至少一个相位控制单元(6)；和/或
控制分支信号的振幅的至少一个线性振幅控制单元(8)；和/或
控制分支信号的振幅的至少一个非线性振幅控制单元(10)。
10.如权利要求8的设备，其中线性支路(16)包括：
控制分支信号的相位的至少一个相位控制单元(6)；和/或
控制分支信号的振幅的至少一个线性振幅控制单元(8)。
11.如权利要求9的设备，其中非线性振幅控制单元(10)包括至少一个非线性元件和至少一个放大器。
12.如权利要求10的设备，其中线性振幅控制单元(8)是增益控制放大器(280)和/或衰减器和/或电阻器和/或耗散传输线和/或可控电阻性元件。
13.如权利要求8到12中的任一个的设备，其中线性(16)和/或非线性支路(18、20)在输出端具有滤波电路。
14.如权利要求8的设备，其中相位控制单元包括至少一个传输线(204)或至少一个受控电阻性元件(326)。
15.如权利要求8到12中的任一个的设备，其中电路与半导体器件集成在一起。
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Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101442294B (zh) * 2007-11-23 2011-11-09 瑞昱半导体股份有限公司 放大电路及其改良线性度的方法
CN101227171B (zh) * 2006-12-28 2012-01-11 泰勒斯公司 具有可调整振幅和形状的预失真线性化设备
CN102403960A (zh) * 2010-09-10 2012-04-04 Ge医疗***环球技术有限公司 对激励器进行预失真的方法及装置和预失真激励器
CN103312275A (zh) * 2013-06-25 2013-09-18 电子科技大学 混合式预失真线性化器
CN104113287A (zh) * 2013-04-16 2014-10-22 三菱电机株式会社 功率放大器
CN105897191A (zh) * 2016-05-24 2016-08-24 中国科学院电子学研究所 一种预失真线性化器及其应用
CN109408974A (zh) * 2018-10-30 2019-03-01 中国电子科技集团公司第十三研究所 功率器件制备方法
CN111293991A (zh) * 2020-03-17 2020-06-16 电子科技大学 一种基于可变电容的片上集成宽带线性化器

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI20040140A0 (fi) * 2004-01-30 2004-01-30 Nokia Corp Säätöpiiri
JP2006060451A (ja) * 2004-08-19 2006-03-02 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電力増幅装置およびパワーコンバイニングシステム用遅延測定方法
JP4319681B2 (ja) * 2004-10-28 2009-08-26 三菱電機株式会社 リニアライザ
WO2007077409A1 (en) * 2006-01-05 2007-07-12 Filtronic Plc An active load pull amplifier
JP2008011482A (ja) * 2006-05-29 2008-01-17 Alps Electric Co Ltd 高周波回路
US7570932B1 (en) * 2006-10-12 2009-08-04 Rf Micro Devices, Inc. Dual mode quadrature radio frequency power amplifier
KR100829780B1 (ko) * 2007-02-27 2008-05-16 삼성전자주식회사 3차 상호 변조 왜곡을 감소시킨 저잡음 증폭기 및 신호증폭 방법
TWI342111B (en) * 2007-06-06 2011-05-11 Realtek Semiconductor Corp Amplifying circuit and associated linearity improving method
US8718582B2 (en) * 2008-02-08 2014-05-06 Qualcomm Incorporated Multi-mode power amplifiers
US8219049B2 (en) * 2008-03-31 2012-07-10 Javelin Semiconductor, Inc. Generating a process and temperature tracking bias voltage
US8344808B2 (en) * 2008-03-31 2013-01-01 Javelin Semiconductor, Inc. Non-linear capacitance compensation
US8787850B2 (en) 2008-03-31 2014-07-22 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Compensating for non-linear capacitance effects in a power amplifier
US7872528B2 (en) * 2008-04-10 2011-01-18 Javelin Semiconductor, Inc. Providing pre-distortion to an input signal
US8242847B1 (en) 2009-08-05 2012-08-14 Marvell International Ltd. Method and apparatus for improving amplifier linearity
US8295790B2 (en) * 2009-12-10 2012-10-23 Vyycore Ltd. Apparatus and method for pre-distorting and amplifying a signal
US8115553B1 (en) * 2010-09-15 2012-02-14 Newport Media, Inc. High linearity, low noise, wide bandwidth amplifier/buffer
US8643430B2 (en) * 2010-12-06 2014-02-04 Sensor Electronic Technology, Inc. Device and circuit with improved linearity
US8547174B1 (en) * 2011-01-28 2013-10-01 Arris Enterprises, Inc. Broadband linearizer with combined second and third order generation with adjustable tilt
US9467196B2 (en) 2014-02-05 2016-10-11 Qualcomm Incorporated Quadrature current-combining linearizing circuit for generating arbitrary phase and amplitude
WO2016029190A1 (en) * 2014-08-22 2016-02-25 Lockheed Martin Corporation Multi-stage linearizer
US9893682B2 (en) * 2015-06-30 2018-02-13 Skyworks Solutions, Inc. Amplifier linearization in a radio frequency system
CN111436225B (zh) * 2017-12-29 2023-06-16 苹果公司 无线发射器的预失真电路以及生成预失真基带信号的方法

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2719954B1 (fr) * 1994-05-11 1996-06-21 Alcatel Espace Linéarisateur à prédistorsion large bande et auto compensé en température pour amplificateur hyperfréquence.
US5798854A (en) 1994-05-19 1998-08-25 Ortel Corporation In-line predistorter for linearization of electronic and optical signals
US5523716A (en) 1994-10-13 1996-06-04 Hughes Aircraft Company Microwave predistortion linearizer
US5703531A (en) * 1995-06-07 1997-12-30 Hughes Aicraft Company Predistortion linearizer and method employing uniplanar Magic T hybrids
JP2983160B2 (ja) 1995-10-06 1999-11-29 八木アンテナ株式会社 高周波増幅装置
US5886573A (en) * 1998-03-06 1999-03-23 Fujant, Inc. Amplification using amplitude reconstruction of amplitude and/or angle modulated carrier
US6018266A (en) 1998-11-18 2000-01-25 Hughes Electronics Corporation Radio frequency system having reflective diode linearizer with balanced tunable impedance loads
US5966049A (en) 1998-12-01 1999-10-12 Space Systems/Loral, Inc. Broadband linearizer for power amplifiers
KR200212866Y1 (ko) * 1998-12-26 2001-02-15 서평원 선왜곡 방식 전력증폭기용 능동 왜곡신호 발생회로
US6255908B1 (en) 1999-09-03 2001-07-03 Amplix Temperature compensated and digitally controlled amplitude and phase channel amplifier linearizer for multi-carrier amplification systems
US6188279B1 (en) 1999-11-03 2001-02-13 Space Systems/Loral, Inc. Low cost miniature broadband linearizer
US6538509B2 (en) * 2001-03-09 2003-03-25 Dragonwave Inc. Linearizer for a power amplifier

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101227171B (zh) * 2006-12-28 2012-01-11 泰勒斯公司 具有可调整振幅和形状的预失真线性化设备
CN101442294B (zh) * 2007-11-23 2011-11-09 瑞昱半导体股份有限公司 放大电路及其改良线性度的方法
CN102403960A (zh) * 2010-09-10 2012-04-04 Ge医疗***环球技术有限公司 对激励器进行预失真的方法及装置和预失真激励器
CN102403960B (zh) * 2010-09-10 2015-11-25 Ge医疗***环球技术有限公司 对激励器进行预失真的方法及装置和预失真激励器
CN104113287A (zh) * 2013-04-16 2014-10-22 三菱电机株式会社 功率放大器
CN104113287B (zh) * 2013-04-16 2017-05-24 三菱电机株式会社 功率放大器
CN103312275A (zh) * 2013-06-25 2013-09-18 电子科技大学 混合式预失真线性化器
CN103312275B (zh) * 2013-06-25 2015-09-09 电子科技大学 混合式预失真线性化器
CN105897191A (zh) * 2016-05-24 2016-08-24 中国科学院电子学研究所 一种预失真线性化器及其应用
CN109408974A (zh) * 2018-10-30 2019-03-01 中国电子科技集团公司第十三研究所 功率器件制备方法
CN111293991A (zh) * 2020-03-17 2020-06-16 电子科技大学 一种基于可变电容的片上集成宽带线性化器
CN111293991B (zh) * 2020-03-17 2023-03-31 电子科技大学 一种基于可变电容的片上集成宽带线性化器

Also Published As

Publication number Publication date
AU2003269350A8 (en) 2004-05-13
US20060033568A1 (en) 2006-02-16
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