CN1689249A - 宽带mimo/miso***的波束控制和波束成形 - Google Patents

Abstract

执行波束控制和波束成形以便在宽带多输入信道中的单个本征模式上发射数据的技术。一种方法中，为多个子带的每一个获得一控制向量。根据怎样定义控制向量，可以为每个子带实现波束控制或波束成形。基于特定的功率分配方案(例如全信道反转、选择性的信道反转、注水或均匀分配)把总发射功率分配给多个子带。然后为每个子带基于其分配到的发射功率而获得一缩放值。对要发送的数据进行编码和调制以提供调制码元。要在每个子带上发送的调制码元用子带的缩放值来缩放，并用子带的控制向量进一步进行预处理。然后为每根发射天线形成一经预处理的码元流。

Description

宽带MIMO/MISO***的波束控制和波束成形

背景

技术领域

本发明一般涉及数据通信，尤其涉及为宽带MIMO/MISO***执行波束控制和波束成形的技术。

背景技术

多输入多输出(MIMO)通信***采用了多根(N_T)发射天线和多根(N_R)接收天线进行数据通信。由N_T根发射天线和N_R根接收天线形成的MIMO信道可以被分解成N_S个独立信道，其中N_s≤min{N_T，N_R}。N_S个独立信道的每一个也称为MIMO信道的空间子信道或本征模式。

多输入单输出(MISO)通信***采用了多根(N_T)发射天线和单根接收天线进行数据通信。由N_T根发射天线和单根接收天线形成的MISO信道包括单个空间子信道或本征模式。然而，多根发射天线可以用来提供发送分集或是为数据传输执行波束成形或波束控制。

对于宽带***而言，可以使用正交频分复用(OFDM)来有效地把总***带宽分成多个(N_F个)正交子带，子带也称为频率段或子信道。根据OFDM，每个子带预相应的子载波相关联，数据可以在该子载波上调制。对于使用OFDM的MIMO/MISO***而言(即MIMO/MISO-OFDM***)，各个空间子信道的各个子带可以被视为独立的传输信道。

由于诸如衰落和多径这样的各种因素，宽带MIMO/MISO***的空间子信道会遇到不同的信道条件。各个空间子信道会经历频率选择性衰落，其特征是在总***带宽不同频率处有不同的信道增益。这于是会导致在各个空间子信道的不同频率下有不同的信噪比(SNR)。此外，信道条件会恶化到大多数空间子信道都被严重降级的程度。在这些情况下，通过仅使用最佳空间子信道来进行数据传输能实现改进的性能。

因此本领域中需要在信道条件许可时处理数据供单个空间子信道上传输的技术。

发明内容

这里提供了技术在宽带多输入***中的单个空间子信道(或本征模式)上发送数据，所述宽带多输入***可以是MIMO或MISO***(例如MIMO-OFDM或MISO-OFDM***)。这些技术可以用来在不利的信道条件下提供改进的性能。

单个本征模式(一般是对于MTMO***最佳的或主要的本征模式)上的数据传输可以用波束控制或波束成形来实现。对于宽带MTMO/MISO***而言，基于为数据传输使用而选择的每个子带的控制向量，为所述子带执行波束控制或波束成形。波束控制或波束成形也可以结合特定的功率分配方案来执行，该方案把总发射功率分配给多个子带。

在一实施例中，提供了一种方法，用于处理数据以经由多输入信道(例如MIMO或MTSO信道)的单个本征模式传输。按照该方法，为多个子带的每一个获得一控制向量。各个控制向量包括N_T根发射天线的N_T个元素。根据怎样定义控制向量，可以为各个子带实现波束控制或波束成形。

基于特定的功率分配方案(例如全信道反转、选择性信道反转、注水或均匀分配，所有这些都在以下描述)把总发射功率分配给多个子带。然后为每个子带基于分配给该子带的发射功率而获得—缩放值。

基于一个或多个编码和调制方案对要被发送的数据进行编码和调制以提供调制码元。要在各个子带上发送的调制码元然后用该子带的缩放值进行缩放，经缩放的调制码元用子带的控制向量进行进一步的预处理。然后为各个发射天线形成一个经预处理的调制码元流，这个流被进一步处理以提供适合从相应发射天线发出的已调信号。

下面进一步详述了本发明的各个方面和实施例。本发明进一步提供了能实现本发明各方面、实施例和特征的方法、程序代码、数字信号处理器、发射机单元、接收机单元以及其它装置和元件，下面进一步详述。

附图说明

通过下面提出的结合附图的详细描述，本发明的特征、性质和优点将变得更加明显，附图中相同的元件具有相同的标识，其中：

图1图解说明了MIMO-OFDM***中多个子带的本征值分解结果；

图2是MIMO-OFDM***中的发射机***和接收机***的框图；

图3是发射机***内的发射机单元的框图；

图4是发射机单元内的信号缩放单元、波束控制单元和多路复用器的框图；以及

图5是使用波束控制或波束成形来处理数据供在多输入信道的单个本征模式上传输的流程图。

具体实施方式

这里所述的波束控制和波束成形技术可用于各种宽带MIMO/MISO通信***中。为了简洁，特别为MIMO-OFDM***描述了这些技术，该***有效地把总***带宽分成N_F个正交子带。

MIMO-OFDM***的模型可以表示为：

y(k)＝ H(k) x(k)+ n(k)对于k∈{1，...，N_F}，               公式(1)

其中 y(k)是经由第k个子带的N_R根接收天线接收到的码元的有N_R个项{y_i(k)}(对于i∈{1，...，N_R})的向量(即“接收”向量)；

x(k)是对于从第k个子带的N_T根发射天线发出的码元的有N_T个项{x_j(k)}(对于j∈{1，...，N_T})的向量(即“发送”向量)；

H(k)是有项{h_ij(k)}(对于i∈{1，...，N_R}和j∈{1，...，N_T})的(N_R×N_T)信道响应矩阵，这些项是从第k个子带的N_T根发射天线到N_R根接收天线的复增益；以及

n(k)是第k个子带的附加白高斯噪声(AWGN)，其均值为零，协方差矩阵为Λ _n＝σ² I，其中 I是单位矩阵，σ²是噪声方差。

为了简洁，假定各个子带是频率非选择性的(即在整个子带上有平滑的频率响应)。该情况下，各个传输信道的信道响应h_ij(k)可由单个复值来表示，信道响应矩阵 H(k)的元素是标量。同样为了简洁，假定噪声方差在所有传输信道上都是常量。对于时分双工(TDD)***而言，前向和反向链路共享相同的***带宽，假定各个子带互逆。也就是，如果 H(k)表示从天线阵A到天线阵B的信道响应矩阵，则互逆信道是指从天线阵B到天线阵A的耦合由 给出。

各个子带的信道响应矩阵 H(k)可以被“对角线化”以获得该子带的N_S个独立信道。这可以通过对 H(k)的相关矩阵执行本征值分解来实现，即 R(k)＝ H ^H(k) H(k)，其中 H ^H(k)表示 H(k)的共轭转置。相关矩阵 R(k)的本征值分解可以表示为：

R(k)＝ E(k) D(k) E ^H(k)对于k∈{1，...，N_F}， 公式(2)

其中 E(k)是列为 R(k)的本征向量的(N_T×N_T)酉阵；以及

D(k)是对角线上的项对应于 R(k)的本征值的(N_T×N_T)对角矩阵。

酉阵通过特性 M ^H M＝ I来表示。

如本领域所知，本征值分解也可以用奇异值分解来执行。

各个子带的对角矩阵 D(k)包含沿着对角线上的非负实值，其它值为零。这些对角项被称为 R(k)的本征值，并且与第k个子带的MIMO信道的独立信道(或本征模式)的复增益有关。由于对于具有N_T根发射天线和N_R根接收天线的MIMO***而言，独立信道数目为N_S≤min{N_T，N_R}，因此有N_S个 R(k)的非零本征值。 R(k)的本征值表示为{λ_i(k)}，对于i＝{1，...，M_S}和k＝{1，...，N_F}。

对于MIMO-OFDM***，本征值分解可以为各个子带的信道响应矩阵 H(k)独立地执行，以便确定该子带的N_S个本征模式。各个对角矩阵 D(k)(对于k＝{1，...，N_F})的N_S个本征值可以被排序，使得 $\{{\mathrm{\λ}}_1\left(k\right)\≥{\mathrm{\λ}}_2\left(k\right)\≥...\≥{\mathrm{\λ}}_{N_s}\left(k\right)\},$ 其中λ_i(k)是第k个子带的最大本征值，λ_NS(k)是第k个子带的最小本征值。

图1图解说明了MIMO-OFDM***中N_F个子带的本征值分解结果。对角矩阵集合 D(k)(对于k＝{1，...，N_F})被示出沿轴线110顺序排列，该轴线110表示频率维数。各个矩阵 D(k)的本征值{λ_i(k)}(对于i＝{1，...，N_S})位于矩阵的对角线上。轴线112因此被视为表示空间维数。所有子带的本征模式i(或简称为本征模式i)都与一元素集合{λ_i(k)}相关联(对于i＝{1，...，N_F})，该集合表示该本征模式的N_F个子带上的频率响应。各个本征模式的元素集合{λ_i(k)}由沿虚线114的阴影框示出。图1中的各个阴影框表示一传输信道。对于经受频率选择性衰落的各个本征模式而言，该本征模式的元素{λ_i(k)}会随着k值的不同而不同。

如果各个对角矩阵 D(k)中的本征值以降序排列，则本征模式1(也称为主要本征模式)会包括各个矩阵内的最大本征值，本征模式N_S会包括各个矩阵内的最小本征值。

在不利的信道条件下，大多数本征模式都被严重降级。这些情况下，通过仅使用最佳本征模式(即主要本征模式)进行数据传输可以实现改进的性能。

MISO-OFDM***的模型可以表示为：

y(k)＝ h(k) x(k)+n(k)对于k∈{1，...，N_F}，

其中y(k)表示第k个子带上接收到的码元；

x(k)是对于从第k个子带的N_T根发射天线发出的码元有N_T个项的向量；

h(k)是有项{h_j(k)}(对于j∈{1，...，N_T})的(1×N_T)信道响应向量，这些项是从第k个子带的N_T根发射天线到单根接收天线的复增益；以及

n(k)是第k个子带的附加白高斯噪声(AWGN)。

对于MIMO和MISO***而言，单个本征模式上的数据传输可以用波束控制或波束成形来实现，两者都在下面描述。

1. 波束成形

波束成形技术通过用单个(例如主要)本征模式的本征向量来预处理调制码元，从而在该本征模式上发送数据。对于MIMO-OFDM***而言，为各个子带用该子带获得的本征向量来执行波束成形。

在公式(2)中，酉阵 E(k)包含N_T个本征向量的N_T列，即 $\underset{\‾}{E}\left(k\right)=[{\underset{\‾}{e}}_1\left(k\right){\underset{\‾}{e}}_2\left(k\right)...{\underset{\‾}{e}}_{N_T}\left(k\right)].$ 本征向量也称为控制向量。各个本征向量与对角矩阵D(k)的一个相应的本征模式和本征值相关联(即本征向量 e _i(k)与子带k的本征值λ_i(k)相关联)。当 D(k)的本征值如上所述以降序排列时， E(k)的本征向量也以相应的次序排列。在排列/重排后，本征向量 e ₁(k)对应于最大的本征值λ₁(k)，并且是第k个子带的主要本征模式的本征向量。该本征向量e₁(k)包括N_T根发射天线的N_T元素，并且可以表示为：

${\underset{\‾}{e}}_1\left(k\right)={[e_{\mathrm{1,1}}\left(k\right)e_{\mathrm{1,2}}\left(k\right)...e_{1,N_T}\left(k\right)]}^T$ 对于k∈{1，...，N_F}，公式(3)

其中“^T”表示转置。

发射机处为各个子带实现波束成形的预处理可以表示为：

$\underset{\‾}{x}\left(k\right)=\sqrt{P\left(k\right)}{\underset{\‾}{e}}_1\left(k\right)s\left(k\right)$ 对于k∈{1，...，N_F}，公式(4)

其中s(k)是要在第k个子带上发送的调制码元；

是基于为第k个子带分配的发射功率P(k)而导出的缩放值；以及

x(k)是有第k个子带的N_T个经预处理的码元的发射向量。

如公式(4)所示，波束成形技术基于主要本征模式的本征向量e₁(k)为各个子带生成一个发射向量 x(k)。由于本征向量 e ₁(k)的元素可能有不同的幅度，因此发射向量 x(k)的元素也可能有不同的幅度。

对于每根发射天线i而言，在码元周期n内要在N_F个子带上发送的N_F个经预处理的码元被多路复用在一起形成一(每天线发射)向量 x _i(n)，表示为：

${\underset{\‾}{x}}_i\left(n\right)={[e_{1,i}\left(1\right)\tilde{s}\left(1\right)e_{1,i}\left(2\right)\tilde{s}\left(2\right)...e_{1,i}\left(N_F\right)\tilde{s}\left(N_F\right)]}^T$ 对于i∈{1，...，N_T}，

其中

是经缩放的调制码元，给出为 $\tilde{s}\left(k\right)=\sqrt{P\left(k\right)}s\left(k\right).$

对于MISO-OFDM***而言，也使用为各个子带获得的控制向量而为该子带执行波束成形。如果对信道响应向量h(k)执行信道分解，结果会是一个本征模式(即对于矩阵 D(k)的一个非零值)和一个控制向量。该控制向量会等于 h ^*(k)。MISO的波束成形也可以如公式(4)所示地执行。

2. 波束控制

波束控制技术通过用主要本征模式的“标准化”控制向量对调制码元进行预处理，从而在该本征模式上发送数据。波束控制也为MIMO-OFDM***的各个子带执行。

如上所述，主要本征模式的各个本征向量 e ₁(k)(对于k∈{1，...，N_F})的元素可能有不同的大小。因而，每根天线的发射向量 x _i(n)(对于i∈{1，...，N_T})可能有不同的幅度。如果各发射天线的发射功率受限制(例如由于功率放大器的限制)，则波束成形技术就不能充分使用每根天线可用的总功率。

波束控制技术仅使用来自本征向量 e ₁(k)(对于k∈{1，...，N_F})的相位信息，并且对各个发射控制向量标准化，使全部N_T个元素有相等的幅度。第k个子带的经标准化的控制向量

可以表示为：

$\underset{\‾}{\overset{~}{e}}\left(k\right)={[{\mathrm{Ae}}^{{\mathrm{j\θ}}_i\left(k\right)}{\mathrm{Ae}}^{{\mathrm{j\θ}}_2\left(k\right)}...{\mathrm{Ae}}^{{\mathrm{j\θ}}_{N_T}\left(k\right)}]}^T,$     公式(5a)

其中A是常数(例如A＝1)；以及

θ_i(k)是第i根发射天线的第k个子带的相位，表示为：

${\mathrm{\θ}}_i\left(k\right)={\∠e}_{1,i}\left(k\right)={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{Im}\left\{e_{1,i}\left(k\right)\right\}}{\mathrm{Re}\left\{e_{1,i}\left(k\right)\right\}}\right)\·$     公式(5b)

如公式(5b)所示，向量 中各个元素的相位从本征向量 e ₁(k)的相应元素中获得(即θ_i(k)从e_1，i(k)中获得)。

发射机处为各个子带实现波束控制进行的预处理可以表示为：

$\underset{\‾}{x}\left(k\right)=\sqrt{P\left(k\right)}\underset{\‾}{\overset{~}{e}}\left(k\right)s\left(k\right)$

对于k∈{1，...，N_F}.                     公式(6)

如公式(5a)和(5b)所示，各个子带经标准化的控制向量 的元素会有相等的幅度，但可能有不同的相位。波束控制技术为各个子带生成一个发射向量 x(k)， x(k)的元素有相同的幅度但可能有不同的相位。

如上所述，对于每根发射天线i，在码元周期n内要在N_F个子带上发送的N_F个经预处理的码元被多路复用在一起形成每天线的发射向量 x _i(n)。由于各个发射向量 x _i(n)(对于i∈{1，...，N_T})包括相同集合的经缩放调制码元(但可能有不同的相位)，因此每根天线的总可用发射功率可以被完全利用。

在接收机处，为了获得调制码元s(k)的估计，各个子带的接收向量 y(k)可以与(如果执行波束控制)或 e ₁ ^H(k) H ^H(k)(如果执行波束成形)左乘(或“调节”)。如果执行波束控制，则为获得码元估计(k)而进行的调节可以表示为：

$\hat{s}\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{~}{e}}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)\underset{\‾}{y}\left(k\right)$

$=\sqrt{P\left(k\right)}{\underset{\‾}{\overset{~}{e}}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)\underset{\‾}{H}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{~}{e}}\left(k\right)s\left(k\right)+{\underset{\‾}{\overset{~}{e}}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)\underset{\‾}{n}\left(k\right)$

$=\sqrt{P\left(k\right)}D\left(k\right)s\left(k\right)+\hat{n}\left(k\right),$

公式(7)

其中D(k)是第k个子带的波束控制增益，表示为：

$D\left(k\right)={\underset{\‾}{\overset{~}{e}}}^H\left(k\right){\underset{\‾}{H}}^H\left(k\right)\underset{\‾}{H}\left(k\right)\underset{\‾}{\overset{~}{e}}\left(k\right),$ 和                                 公式(8)

是均值为零且噪声方差为σ²D(k)的AWGN。

有波束控制的第k个子带的接收到的信噪比(SNR)可以表示为：

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{bs}}\left(k\right)=\frac{P\left(k\right)D\left(k\right)}{{\mathrm{\σ}}^2}$ 对于k∈{1，...，N_F}.                      公式(9)

第k个子带的频谱效率可以基于容量的连续、单调递增的对数函数来计算，如下：

C_bs(k)＝log₂(1+Y_bs(k))对于k∈{1，...，N_F}.                 公式(10)

频谱效率的单位为比特/秒每赫兹(bps/Hz)。于是MIMO-OFDM***的N_F子带的均值(平均)频谱效率表示为：

${\stackrel{\‾}{C}}_{\mathrm{bs}}=\frac{\underset{k=1}{\overset{N_F}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{\mathrm{bs}}\left(k\right)}{N_F}.$     公式(11)

为波束成形技术执行类似的计算。

对于MISO-OFDM***而言，用为各个子带获得的标准化控制向量为该子带执行波束控制。MISO的标准化控制向量可以用上述针对主要本征模式的标准化控制向量 的类似方式而获得(即使用控制向量的相位)。MISO的波束控制可以如公式(6)所示地执行。

3. 子带的功率分配

如果所有N_T根发射天线的总发射功率都被限制为一特定值P_total，则波束成形技术可能提供优于波束控制技术的结果。这是因为总发射功率可以基于主要本征模式的本征向量 e ₁(k)而更优地在N_T根发射天线上进行分配。然而，如果各个发射天线可用的发射功率受到限制(例如限制为P_total/N_T)，则波束控制技术可能比波束成形技术实现更好的结果。这是因为波束控制技术能更充分地利用各个发射天线可用的全部功率。

在任一情况下，总发射功率P_total都可以使用各种功率分配方案在N_T根发射天线和N_F个子带上分配。这些方案包括：(1)全信道反转，(2)选择性信道反转，(3)均匀分配，以及(4)“注水”或“倒水”功率分配方案。为了简洁，下面为波束控制技术一一描述了这些方案。

4. 全信道反转

如果为各个子带使用相同数量的发射功率，则波束控制对于N_F个子带会导致不同的接收SNR。为使频谱效率最大，可以根据为各个子带实现的SNR而为该子带使用一种不同的编码和调制方案。然而，对各个子带单独进行编码和调制能显著提高发射机和接收机的复杂度。另一方面，如果为所有子带使用了相同的编码和调制方案，则根据接收到的SNR的变化，在N_F个子带的误差率也会有显著的变化。

全信道反转可以用来有效地“反转”子带，使所有子带的接收到的SNR都大致相等。功率分配可以根据以下约束执行：分配给各个发射天线的所有子带的总功率被限制为：P_ant＝P_total/N_T。对于全信道反转，分配给各个子带的发射功率数量P(k)可以表示为：

$P\left(k\right)=\frac{{\mathrm{\α}}_k{P}_{\mathrm{total}}}{N_T{N}_F}$ 对于k∈{1，...，N_F}，                          公式(12)

其中α_k是用于全信道反转功率分配的缩放因数。第k个子带的缩放因数可以表示为：

${\mathrm{\α}}_k=\frac{b}{\left|D\left(k\right)\right|},$     公式(13)

其中b是表示如下的标准化因数：

$b=\frac{1}{\underset{k=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}{\left|D\left(k\right)\right|}^{-1}}.$     公式(14)

如公式(12)和(13)所示，总发射功率P_total基于缩放因数α_k(对于k∈{1，...，N_F})不均匀地分布在N_F个子带上，这些因数与波束控制增益D(k)逆相关。缩放因数α_k确保了所有子带接收到的SNR都大致相等。各个子带接收到的信号功率P_rx(k)可以给出如下：

$P_{\mathrm{rx}}\left(k\right)=P\left(k\right)D{\left(k\right)}^2=\frac{{\mathrm{\α}}_k{P}_{\mathrm{total}}{D\left(k\right)}^2}{N_T{N}_F}=\frac{{\mathrm{bP}}_{\mathrm{total}}D\left(k\right)}{N_T{N}_F}$ 对于k∈{1，...，N_F}公式(15)

噪声功率为σ²D(k)。子带k的信噪比γ(k)于是如下：

$\mathrm{\γ}\left(k\right)=\frac{P\left(k\right)D{\left(k\right)}^2}{{\mathrm{\σ}}^{2}D\left(k\right)}=\frac{P\left(k\right)D\left(k\right)}{{\mathrm{\σ}}^2}=\frac{{\mathrm{\α}}_k{P}_{\mathrm{total}}D\left(k\right)}{N_T{N}_F{\mathrm{\σ}}^2}=\frac{b{P}_{\mathrm{total}}}{N_T{N}_F{\mathrm{\σ}}^2}.$     公式(16)

总接收信号功率P_rx于是为：

$P_{\mathrm{rx}}=\underset{k=1}{\overset{N_F}{\mathrm{\Σ}}}P\left(k\right)D{\left(k\right)}^2=\frac{b{P}_{\mathrm{total}}}{N_T{N}_F}\underset{k=1}{\overset{N_F}{\mathrm{\Σ}}}D\left(k\right).$

把总发射功率P_total分配给多个子带，使得它们实现相等的接收SNR(即各个子带的接收SNR不是k的函数)，如公式(6)所示。这于是能在满足每天线的功率约束的同时，为所有子带使用共同的编码和调制方案。

为了为所有N_F个子带实现大致相等的接收SNR，全信道反转方案向具有低增益的较差子带分配较多的发射功率。由于每天线的功率被约束为P_total/N_T，因此具有较高增益的较好子带分配到较少的发射功率。这会导致***总频谱效率的降低。然而，全信道反转能简化接收机处的处理，因为总信道实际上很平滑，并且可能无须接收信号的均衡。

5. 选择性信道反转

选择性信道反转方案对总发射功率P_total的分配使得选用的子带能实现大致相等的接收SNR。这可以通过首先选择N_F个子带的全部或一个子集供数据传输使用而执行。信道选择会导致删除具有低于特定阈值的低SNR的不良子带。可以选择该阀值以最大化频谱效率。然后，总发射功率P_total仅在所选的子带间分布，且使得它们的接收SNR也大致相等。

选择性信道反转方案为功率分配而使用的缩放因数 可以表示为：

公式(17)

其中ρ是设置阈值所用的值，L_avg是平均增益， 是标准化因数。标准化因数 类似于公式(14)中的b，但仅在所选的子带上计算，表示为：

$\tilde{b}=\frac{1}{\underset{\left|D\left(k\right)\right|\≥{\mathrm{\ρL}}_{\mathrm{avg}}}{\mathrm{\Σ}}{\left|D\left(k\right)\right|}^{-1}}.$     公式(18)

平均增益L_avg可以计算如下：

$L_{\mathrm{avg}}=\frac{\underset{k=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}\left|D\left(k\right)\right|}{N_F}.$     公式(19)

如公式(17)所示，如果一给定子带的波束控制增益大于或等于阈值(即|D(k)|≥ρL_avg)，则选用该子带。由于未向增益低于阈值的不良子带分配任何发射功率，因此可以保持较高的频谱效率。对于选用的子带而言，总发射功率P_total基于子带的缩放因数

分配给这些子带，类似于公式(15)所示，从而使每个所选子带的接收信号功率都是 $\tilde{b}{P}_{\mathrm{total}}D\left(k\right)/N_T{N}_F,$ 所有所选的子带都有大致相等的接收SNR。

用于选择子带的阈值可以基于各种标准来设定。使频谱效率最大的阈值可如下确定。首先，所有N_F个子带的增益D(k)都被排列并以降序被置于列表G(λ)(对于λ∈{1，...，N_F})中，使G(1)＝max{D(k)}，G(N_F)＝min{D(k)}。于是序列B(λ)定义如下：

$B\left(\mathrm{\λ}\right){\left(\underset{i=1}{\overset{\mathrm{\λ}}{\mathrm{\Σ}}}\left(G{\left(i\right)}^{-1}\right)\right)}^{-1}$ 对于λ∈{1，...，N_F}.                       公式(20)

如果使用了最佳的λ个子带，则B(λ)是

的列表。

所有所选子带上的接收SNR给出如下，这是在选用λ个最佳子带时得出的：

$\widehat{\mathrm{\γ}}\left(\mathrm{\λ}\right)=\frac{B\left(\mathrm{\λ}\right)P_{\mathrm{total}}}{{\mathrm{\σ}}^2{N}_T}.$ 公式(21)

对于公式(21)，总发射功率P_total分布在λ个最佳子带中间，使它们实现相等的接收SNR。

如果选用了λ个最佳子带，则这些子带的总频谱效率可以给出如下：

$C\left(\mathrm{\λ}\right)=\mathrm{\λ}{\log }_2(1+\widehat{\mathrm{\γ}}\left(\mathrm{\λ}\right)).$     公式(22)

频谱效率C(λ)可以为各个λ值计算(对于λ＝{1，...，N_F})，并被保存在一数组中。在已经为所选子带的N_F个可能组合计算了所有N_F个C(λ)值后，频谱效率的数组被转置，并且确定C(λ)的最大值。与最大的C(λ)相对应的λ值，即λ_max，于是成为为所评估的信道条件得出最大频谱效率的子带数。

值ρ于是计算如下：

$\mathrm{\ρ}=\frac{G\left({\mathrm{\λ}}_{\max }\right)}{L_{\mathrm{avg}}},$    公式(23)

其中如公式(19)所示地确定L_avg。因此阈值ρL_avg可以被设为等于D(λ_max)，它是在使频谱效率最大的一组子带中最差子带的增益。信道选择所使用的阈值也可以基于某些其它标准来设置。

通过在所有所选的子带间不均匀地分布总发射功率P_total，可以使这些子带的接收SNR变得大致相等。于是，相等的接收SNR允许为所有所选的子带使用单个数据速率以及共同的编码和调制方案，这会大大降低发射机和接收机的复杂度。

在以下美国专利申请中进一步描述了全信道反转和选择性信道反转方案：于2001年5月17日提交的第09/860,274号美国专利申请、于2001年6月14日提交的第09/881,610号美国专利申请以及于2001年6月26日提交的第09/892,379号美国专利申请，所有这些申请题目均为“Method and Apparatus for ProcessingData for Transmission in a Multi-Channel Communication System UsingSelective Channel Inversion”，被转让给本申请的受让人并且通过引用被结合于此。

6. 注水

注水方案可以用来在总发射功率被限制为P_total的条件下，在子带间最优地分布总发射功率，使总频谱效率最大化。注水方案向N_F个子带分布功率，使增益越来越高的子带能接收到总发射功率越来越大的部分。分配给一给定子带的发射功率由子带的接收SNR确定，接收SNR取决于子带的增益，如公式(9)为波束控制技术所示。注水方案可以向具有足够差的接收SNR的子带分配零发射功率。

执行注水的过程是本领域已知的，在此不描述。一种描述注水的参考书目是Robert G.Gallager、John Wiley和Sons于1968年所著的“Information Theoryand Reliable Communication”，该参考书目通过引用被结合于此。注水的结果是为N_F个子带的每一个分配一特定的发射功率分配P_w(k)。执行注水功率分配，以便满足以下条件：

$P_{\mathrm{total}}=\underset{k=1}{\overset{N_F}{\mathrm{\Σ}}}{P}_w\left(k\right).$     公式(24)

基于P_w(k)分配到的发射功率(对于k＝{1，...，N_F})，其中P_w(k)对于一个或多个子带可能为零，各个子带的接收SNR可以表示为：

${\mathrm{\γ}}_w\left(k\right)=\frac{P_w\left(k\right)D\left(k\right)}{{\mathrm{\σ}}^2}$ 对于k∈{1，...，N_F}.                    公式(25)各个子带的频谱效率C于是可以如公式(10)所示计算，所有N_F个子带的平均频谱效率可以如公式(11)所示计算。

注水功率分配一般为已经分配到非零发射功率的子带得出不同的接收SNR。于是基于子带的接收SNR可以为所选子带使用不同的编码和调制方案。

7. 均匀功率分配

均匀功率分配方案在所有N_F个子带间均匀分配总发射功率P_total。分配给各个子带的发射功率P_u(k)可以表示为：

$P_u\left(k\right)=\frac{P_{\mathrm{total}}}{N_T{N}_F}$ 对于k∈{1，...，N_F}.                        公式(26)

均匀功率分配也会为N_F个子带得出不同的接收SNR。于是为这些子带基于它们的接收SNR而使用不同的编码和调制方案。如果MIMO***具有一大分集阶数，则全信道反转和选择性信道反转方案几乎不优于均匀功率方案。如果MIMO***具有大分集阶数，则N_F个子带的N_F个最大本征值不可能变化很大。该情况下，全信道反转和选择性信道反转方案的性能会类似于均匀功率方案的性能。

总发射功率也可以基于某些其它功率分配方案被分配给子带，这在本发明的范围内。

为以下执行仿真：(1)具有三种不同功率分配方案的波束控制技术(全信道反转、选择性信道反转和均匀分配)以及(2)具有均匀功率分配的波束成形技术。当每根发射天线可用的发射功率受到限制时(例如被限制为P_total/N_T)，波束控制技术相比波束成形技术在性能上有大约2.5dB的改进。这一显著改进可归因于波束控制技术使用了所有可用的功率，这与波束成形技术的情况不同。与使用所有本征模式发射数据并且在这些本征模式间均匀分配总发射功率的技术相比，波束控制技术在足够低的接收SNR(对于仿真中使用的特殊***配置为-1dB)时提供改进的性能。这是因为在足够低的接收SNR下，仅有一部分本征模式是“活动的”，通过向最佳本征模式分配总发射功率能实现较佳的性能。对于波束控制技术而言，在低接收SNR下并且当MIMO信道的估计有噪时，选择性信道反转表现得优于全信道反转。该仿真认为，在低接收SNR下，与其它MIMO传输方案相比，具有选择性信道反转的波束控制是较佳的选择。

8. ***

图2是MIMO-OFDM***200中的发射机***210和接收机***250的实施例框图。

在发射机***210处，把来自数据源212的话务数据(即信息比特)提供给发射(TX)数据处理器214，后者对数据进行编码、交织和调制以提供调制码元。发射空间处理器220进一步处理调制码元以提供经预处理的码元，经预处理的码元与导频码元多路复用并被提供给N_T个OFDM调制器(MOD)222a到222t，每根发射天线有一个调制器。各个OFDM调制器222处理相应的经预处理的码元流以产生一已调信号，然后从相应的天线224发出已调信号。

在接收机***250处，从N_T根天线224a到224t发出的已调信号被N_R根天线252a到252r所接收。从每根天线252接收到的信号被提供给相应的OFDM解调器(DEMOD)254。各个OFDM解调器254调节(例如滤波、放大和下变频)接收信号，数字化经调节的信号以提供采样，并进一步处理采样以提供一接收码元流。然后，接收空间处理器260处理N_R个接收到的码元流来提供经恢复的码元，经恢复的码元是发射机***所发出的调制码元的估计。

从接收机***到发射机***的反向路径的处理可能类似于、或不同于前向路径的处理。反向路径可用于把信道状态信息(CSI)从接收机***发回发射机***。发射机***处使用CSI来：(1)选择适当的数据速率以及编码和调制方案供数据传输使用，(2)执行波束控制或波束成形，以及(3)向子带分配总发射功率。CSI可以以各种形式提供。例如，为执行波束控制，CSI可能包括选用的每个子带的N_T根发射天线的N_T个相位。

控制器230和270分别指挥发射机和接收机***处的操作。存储器232和272分别为控制器230和270所使用的程序代码和数据提供存储。

MISO-OFDM***中发射机***和接收机***的框图会类似于图2所示的框图。然而，接收机***会仅包括一根接收天线，且不包括接收空间处理器260。

图3是发射机单元300的框图，发射机单元300是图2中发射机***210的发射机部分的实施例。

在发射数据处理器214内，编码器312接收话务数据(即信息比特)并且按照一个或多个编码方案对数据进行编码以提供经编码的比特。然后，信道交织器314基于一个或多个交织方案来交织经编码的比特以提供时间、空间和/或频率分集。然后，码元映射元件316按照一个或多个调制方案(例如QPSK、M-PSK、M-QAM等等)来映射经交织的数据以提供调制码元。

子带的编码和调制可以以各种方式执行。如果子带接收到的SNR在接收机***处(例如根据全信道反转或选择性信道反转)大致相等，则可以为数据传输所用的所有子带使用共同的编码和调制方案。如果接收到的SNR不同，则可以为各个子带使用分开的编码和调制方案(或具有大致相等的SNR的每组子带)。卷积编码、网格编码和turbo编码可用于对数据进行编码。

在发射空间处理器220内，把MIMO信道的脉冲响应的估计提供给快速傅立叶变换(FFT)单元332作为时域采样矩阵

的序列。然后，FFT单元322对每组N_F个矩阵 执行FFT以提供一组相应的N_F个所估计的信道频率响应矩阵

(对于k∈{1，...，N_F})。

然后，单元324对每个矩阵 执行本征值分解以提供酉阵 E(k)和对角矩阵D(k)，如上所述。然后基于矩阵 和控制向量计算出一组增益D(k)，其中控制向量可以是

或 e ₁(k)(对于k∈{1，...，N_F})。增益D(k)被提供给功率分配单元330，控制向量被提供给波束控制/成形单元350。

功率分配单元330使用上述任一种功率分配方案把总发射功率P_total分配给多个子带。这得出N_F个子带的功率分配P(k)(对于k∈{1，...，N_F})，其中P(k)对于一个或多个子带可以为零。然后，功率分配单元330把子带的缩放值

提供给信号缩放单元340。

MISO-OFDM***中发射机单元的框图会类似于图3所示的框图。然而，各个子带的控制向量基于信道响应向量 而不是信道响应矩阵

而导出。

图4是发射机单元300内的信号缩放单元340a、波束控制单元350a和多路复用器360a的实施例框图，这些单元被设计成执行波束控制。在信号缩放单元340a内，多路分解器440把调制码元s(k)多路分解成(多达)N_F个子流，对于数据传输选用的每个子带有一个子流。各个码元子流s_k被提供给相应的乘法器442。各个乘法器442基于为子带提供的缩放值 而为该相关联子带进行信号缩放。特别是，各个乘法器442用其缩放值 对其子流中的各个调制码元进行缩放，以提供相应的经缩放的调制码元。各个调制码元的信号缩放可以表示为：

${\tilde{s}}_k=s_k\sqrt{P\left(k\right)}$

各个乘法器442的缩放值 由分配给相关联子带的发射功率P(k)所确定。然后把各个经缩放的调制码元流

提供给相应的波束控制单元450。各个波束控制单元450为相关联的子带执行波束控制，还接收该子带的标准化控制向量

在各个单元450内，经缩放的调制码元

被提供给N_T个乘法器452a到452t，对于一根发射天线有一个乘法器。各个乘法器452还接收标准化控制向量 的一个相应元素

用元素 乘以子流中的各个经缩放的调制码元，并且为与该乘法器相关的发射天线而把经预处理的码元x_i(k)提供给组合器460。第k个子带的波束控制单元450k所执行的预处理可以表示为：

$x_i\left(k\right)={\tilde{e}}_i\left(k\right){\tilde{s}}_k$ 对于i∈{1，...，N_T}.

各个波束控制单元450把N_T个经预处理的码元x_i(k)(对于i∈{1，...，N_T})提供给N_T根发射天线的N_T个组合器460a到460t。

信号缩放也可以以不同于上述方式的方式被组合或执行。

各个组合器460从数据传输所用的多达N_F个子带的多达N_F个波束控制单元450接收多达N_F个经预处理的码元x_i(k)(对于k∈{1，...，N_F})。各个组合器460还使用时分复用、码分复用和/或频分复用方法把导频码元与一个或多个子带内经预处理的码元多路复用。导频码元可以在接收机处用来估计MIMO信道。各个组合器460向相应的OFDM调制器222提供一经预处理的码元流。

在各个OFDM调制器222内，IFFT单元472接收经预处理的码元流并且为每个码元周期形成一经预处理的码元向量 x _i(n)。每个这样的向量对于N_F个子带有N_F个元素，并且对于所选子带包括经预处理的码元，对于未选的子带为零值(即x _i(n)＝[x_i(1)x_i(2)...x_i(N_F)])。然后，IFFT单元472对各个向量执行逆FFT以获得相应的时域表示，也称为OFDM码元。对于每个OFDM码元而言，循环前缀发生器474重复一部分OFDM码元以形成相应的传输码元。循环前缀确保传输码元在存在多径延迟扩展时保持其正交属性。然后，发射机(TMTR)476把传输码元转换成一个或多个模拟信号，并进一步调节(例如放大、滤波和上变频)模拟信号以生成一已调信号，该已调信号接着从相关的天线224发出。

图5是使用波束控制或波束成形在多输入信道的单个本征模式上发送数据的过程500的实施例流程图。多输入信道可以是MIMO***中的MIMO信道，或是MISO***中的MISO信道。首先，为N_F个子带的每一个获得一控制向量(步骤512)。各个子带的控制向量可以是该子带的本征模式的本征向量 e ₁(k)(对于波束成形而言)，或是基于本征向量 e ₁(k)而导出的标准化控制向量

(对于波束成形而言)。对于MIMO***而言，子带的本征向量可以通过对矩阵

(对于k∈{1，...，N_F})执行本征值分解而获得，如上所述。对于MISO***而言，对于每个子带仅有一个本征模式和一个控制向量。各个控制向量包括N_T根发射天线的N_T个元素。然后为各个子带确定由其控制向量提供的增益D(k)(例如如公式(8)为波束控制所示)(步骤514)。

总发射功率P_total使用上述任一种功率分配方案(例如全信道反转、选择性信道反转、均匀分配或注水)来分配给多个子带(步骤516)。子带的增益可以用来执行功率分配。功率分配可以选择N_F个子带的全部或仅仅一个子集供数据传输使用。然后为每个所选的子带基于其分配到的功率而获得一缩放值 (步骤518)。

基于一种或多种编码和调制方案对要发送的数据进行编码和调制以获得调制码元(步骤520)。如果子带的接收SNR大致相等，则可以使用一共同的编码和调制方案。通常，为每个子带使用的特定编码和调制方案取决于该子带所实现的接收SNR。

然后，要在各个子带上发送的调制码元用该子带的缩放值进行缩放(步骤522)。各个子带经缩放的调制码元然后用子带的控制向量进行预处理(步骤524)。预处理实现了子带的波束控制或波束成形，这取决于使用 还是 e ₁(k)作为控制向量。对于选用的每个子带而言，为每个经缩放的调制码元产生一个有N_T个经预处理码元的向量，这N_T个经预处理的码元要在该子带上从N_T根发射天线发出。

接着，通过对所选子带的预处理输出进行多路复用，为各个发射天线形成一经预处理的码元流(步骤526)。各个经预处理的码元流被进一步处理(例如OFDM调制)以提供一已调信号，供从相应的发射天线发出(步骤528)。

为了简洁，这里描述了特定的实施例。基于这里所述的原理也能导出对这些实施例的变化以及其它实施例。例如，基于一个或多个标准可以为数据传输选用一组子带，这独立于把发射功率分配给子带所用的方案。又例如，增益D(k)和控制向量可由接收机***导出，并且作为CSI的部分被提供给发射机***。在第09/993,087号美国专利申请中进一步详述了MIMO和以及MIMO-OFDM***的处理，该申请题为“Multiple-Access Multiple-Input Multiple-Output(MIMO)Communication System”，于2001年11月6日提交，被转让给本发明的受让人并且通过引用被结合于此。

为了简洁，特别为MIMO-OFDM***描述了用于执行波束控制和波束成形的技术。这些技术也可以用于不使用OFDM的MIMO***。为各个子带实现波束控制或波束成形的处理可如上所述地执行。然而，调制器222的处理会取决于选用的特定调制/传输方案。

这里所述的技术可由各种手段来实现。例如，这些技术可以用硬件、软件或它们的组合来实现。对于硬件实现而言，用于实现这些技术的任一或组合的元件(例如发射空间处理器220)可以在以下设备内实现：一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、设计成执行这里所述功能的其它电子单元、或者它们的组合。

对于软件实现而言，这里所述的技术可以用执行这里所述功能的模块(例如过程、功能等等)来实现。软件代码可以被保存在存储器单元(例如图2中的存储器单元232)中，并可由处理器(例如控制器230)执行。存储器单元可以在处理器内实现或在处理器外实现，后一情况下它经由本领域公知的各种手段在通信上耦合到处理器。

这里包括的标题供引用，并且帮助定位特定的章节。这些标题并不限制其下所述概念的范围，这些概念可应用于整篇说明书中的其它章节。

上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不使用创造能力。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。

Claims (27)

1.一种处理数据供经由宽带多输入信道传输的方法，包括：

为多个子带的每一个获得一控制向量，其中每个控制向量都包括多根发射天线的多个元素；以及

用各个子带的控制向量对要在该子带上发送的调制码元进行预处理。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，各个控制向量为相关联的子带实现了波束控制。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，各个控制向量的元素有相等的幅度。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，各个控制向量为相关的子带实现了波束成形。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括：

为所述多个子带获得多个缩放值；以及

用各个子带的缩放值来缩放该子带的调制码元。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，子带的缩放值基于控制向量为该子带提供的增益而确定。

7.如权利要求5所述的方法，其特征在于，子带的缩放值基于分配给所述子带的发射功率而确定。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，发射功率基于全信道反转被分配给多个子带。

9.如权利要求7所述的方法，其特征在于，发射功率基于选择性信道反转被分配给多个子带。

10.如权利要求7所述的方法，其特征在于，发射功率基于均匀功率分配被分配给多个子带。

11.如权利要求7所述的方法，其特征在于，发射功率基于注水功率分配被分配给多个子带。

12.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述多输入信道是一多输入多输出(MIMO)信道。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，各个子带的控制向量基于对应于主要本征模式的本征向量而导出。

14.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述多输入信道是一多输入单输出(MISO)信道。

15.如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括：

基于一共同的编码和调制方案对数据进行编码和调制以提供调制码元。

16.如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括：

为每根发射天线形成一经预处理的码元流；以及

处理各个经预处理的码元流以提供一已调信号，供从相应的发射天线发出。

17.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述宽带***实现了正交频分复用(OFDM)，其中多个子带对应于OFDM所提供的正交子带。

18.在实现正交频分复用(OFDM)的多输入通信***中，一种处理数据以经由多输入信道传输的方法，包括：

为多个子带的每一个获得一控制向量，其中每个控制向量都包括多根发射天线的多个元素；

获得所述多个子带的多个缩放值；

用各个子带的缩放值对要在该子带上发送的调制码元进行缩放；

用各个子带的控制向量对该子带的经缩放的调制码元进行预处理；以及

为每根发射天线形成一经预处理的码元流。

19.如权利要求18所述的方法，其特征在于，各个控制向量为相关联的子带实现了波束控制。

20.如权利要求18所述的方法，其特征在于，子带的缩放值基于选择性信道反转而确定。

21.多输入通信***中的一种发射机单元，包括：

发射数据处理器，其基于一个或多个编码和调制方案对数据进行编码和调制以提供调制码元；以及

发射空间处理器，用于为多个子带的每一个获得一控制向量、用各个子带的控制向量对要在该子带上发送的调制码元进行预处理、以及提供经预处理的码元以供经由多输入信道的单个本征模式发送。

22.如权利要求21所述的发射机单元，其特征在于，所述发射空间处理器还用于把总发射功率分配给多个子带。

23.如权利要求22所述的发射机单元，其特征在于，所述发射空间处理器还用于基于分配给各个子带的发射功率而确定该子带的缩放值，并且用各个子带的缩放值来缩放该子带的调制码元。

24.如权利要求21所述的发射机单元，其特征在于，各个控制向量为相关联的子带实现了波束控制。

25.实现正交频分复用(OFDM)的多输入通信***中的发射机单元，包括：

发射数据处理器，其基于一共同的编码和调制方案对数据进行编码和调制以提供调制码元；以及

发射空间处理器，用于：

为多个子带的每一个获得一控制向量，其中每个控制向量都包括多根发射天线的多个元素，

获得所述多个子带的多个缩放值，

用各个子带的缩放值对要在该子带上发送的调制码元进行缩放，

用各个子带的控制向量对该子带的经缩放的调制码元进行预处理，以及

提供经预处理的码元以供经由多输入信道的单个本征模式发出。

26.一种用于处理数据以经由多输入信道传输的装置，包括：

用于为多个子带的每一个获得一控制向量的装置，其中各个控制向量包括多根发射天线的多个元素；以及

用各个子带的控制向量对要在该子带上发送的调制码元进行预处理的装置。

27.如权利要求26所述的装置，其特征在于还包括：

用于获得控制向量所提供的子带增益的装置。

至少部分基于增益把总发射功率分配给所述子带的装置；

基于分配给所述子带的发射功率来确定子带的缩放值的装置；以及

用各个子带的缩放值来缩放该子带的调制码元的装置。

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