CN1679293A

CN1679293A - 在多载波***中传送数据的方法及装置

Info

Publication number: CN1679293A
Application number: CNA038202298A
Authority: CN
Inventors: 埃德加·博林思; 格萨·洛伦兹
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2002-08-29
Filing date: 2003-07-07
Publication date: 2005-10-05
Also published as: ES2268475T3; ATE340466T1; AU2003250298A1; EP1532789A1; DE50305131D1; WO2004023752A1; US7688797B2; EP1532789B1; US20050259628A1; DE10239810A1

Abstract

本发明涉及一种在多载波***中传送数据的方法，提供一频率波段，其中载波频率分布于划分该频段的一个副载波频段中。基于当前数据传输特性，传送方对该副载波频段中的载波频率的一部分上对传送信号进行自适应预加强。传送数据的装置包括用于确定当前数据传输特性的装置和对传送信号的副载波频段中的部分载波频率进行自适应预加强的装置。

Description

在多载波***中传送数据的方法及装置

(一)技术领域

本发明涉及一种根据权利要求1的前序部分定义的在多载波***中传送数据的方法，以及根据权利要求8的定义的在多载波***中传送数据的装置。

(二)背景技术

依照IEEE802.11标准，在WLAN无线局域网中，特别在HiperLAN高性能无线局域网中经常使用的正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplesing，OFDM)方式主要是指一种应用于传送数字信号时，同时要用到若干载波频率，也简称为载波的方法，但是这些载波频率只能根据小于可得到的总的传送速率(包括所有载波)的传送速率进行调制。为了达到这个目的，OFDM可用的频段细分为若干个副载波频段(sub-carrier)。各个频段之间的间隔取决于传送速率。

在基于OFDM的多用户***中，用户的访问模式主要是按照各个用户在其所处的副载波频段中的方式来进行的。

在这样的***里面，由于不同用户之间互不相同的实际传送条件，所产生的副载波频段***内的信号间相互干扰，我们称之为信道间干扰(Inter-Channel Interferences，ICI)。

信道间干扰(ICI)，是由于移动终端在运动中所产生的多普勒频移(doppler shift)，以及信号振荡的相位噪声(oscillator phase noise)而产生的。

在OFDM中，所谓的“下行(downlink)”是指在无线通讯过程中，信号由基站向无线接收终端传送的方式，在这个过程中，多普勒频移以及部分相位噪声在接收终端得到纠正/补偿。得到纠正/补偿的量通常称为同相位误差(Common Phase Error，CPE)，其对于副载波频段中的所有载波频率都相一致的，因此对于这种通讯方向，没有由ODFMA原理所引起的存取问题产生。

另一方面，在OFDM中所谓的“上行(uplink)”是指在无线通讯过程中，信号由无线终端向基站传送的方式。在这个过程中，经常出现的问题是：由于不同移动终端对于载波频率而言不同的相对运动速度，会导致出现多普勒频移。除此以外，相位噪声或者原本相位噪声中的可纠正部分在这种通讯方向中，由于不同的用户之间的非同步性震荡而变得不可纠正。

在上行这种通讯方向中出现的，由多普勒频移和相位噪声引起的信道间干扰，是对OFDMA传输特性的一个限制，其甚至可以使整个***陷于瘫痪。

(三)发明内容

本发明的目的在于提出一种可以让OFDMA***在上行过程中不受干扰的方法和装置。

以上目的是通过自方法权利要求1的前序部分开始界定的技术特征，以及自装置权利要求8的前序部分开始界定的技术特征来实现的。

本发明的优点在于：在无线传送过程中，传送方在载波频率的一部分上对传送信号进行预加强滤波(pre-emphasis)，可以减少乃至完全消除上行时的信道间干扰，从而消除在无线传送过程中的局限性。无论是对于整个载波频段，还是在副载波频段边缘的，分配给用户的载波频率都可以进行很好的预加强滤波。通过预加强滤波，信道间干扰，无论是多普勒频移还是相位噪声都可以得到有效抑制。

较佳地，预加强滤波过程运用的是信号滤波器，表现在时域(time range)上面是开窗(windowing)操作，频域(frequency range)上面是折叠(folding)操作，特别体现在经过滤波后的副载波频率具有高变化率(rate of change)，这个对于降低信道间干扰有很大积极作用。另外，应用本发明方法的***的信号接收方只需进行很少的，甚至根本不用进行修改。采用OFDM方式的载波频率滤波，本身频段中所含的保护频段，即处于频段边缘的，未被利用的频率，同样可以减小，从而可以相当程度地提高数据的传输速率。

该发明的优点还在于：在载波频率上经过预加强滤波的首个信号时间周期是维持不变的。其体现在时域上为开窗操作，在频域上为折叠操作，总体在OFDM上表现为，时域窗口的长度ω_(k)不超过OFDM信号长度，即OFDM有效信号长度与其周期性前缀长度的总和，副载波频段所要求的变化率主要由过采样来确定。

较佳地，OFDM的有效信号时间长度等于时域窗口的长度ω_(k)。基本上，时域窗口ω_(k)有两种不同的实施形态，第一种时域窗口满足奈奎斯特判据(Nyquist criterion)，如根升余弦(Root-Raised-Cosine)窗口，在理想化的传送通道情况下，无论是在传送方的开窗或者接收方的滤波中，都能准确无误的还原出原传送信号；第二种窗口或者滤波器不是像第一种方式般地满足奈奎斯特判据，但是可以得到相当高的滤波变化，如布莱克曼窗口(Blackmanwindow)，因此取得相当好的信道间干扰的抑制作用。

特别是当多普勒效应和相位噪声的组合通成为信道间干扰的限制因素的时候，经过预加强的副载波的数量基本上扩大至所有的副载波。

本发明进一步的较佳实施例在本发明的权利要求里得到阐述。

(四)附图说明

本发明的优点以及详细的解释在对图1到3b的说明里面得到阐述。

图1是现有技术中传送方对OFDM信号的调制过程，

图2是本发明方法中传送方对OFDM信号的调制过程，

图3a到3b是具有典型参数的典型预加强功能的模拟曲线图表。

(五)具体实施方式

图1a显示了现有的技术中，传送方调制方法，或者执行该已知方法的传送装置的示意图。根据现有技术，要对带宽B中的一个载波波段的N个副载波频段中的第k个载波频率f_k中的每一个信号脉冲S_d(k)进行调制，也就是说，对一个长度为T的时间窗口的每一个信号脉冲S_d(k)，根据公式：

S_{d (k)} = Σ_{n = 0}^{N - 1} S_{d (n)} e^{j 2 π \frac{n}{N} k}

进行反相快速傅立叶变换(Inverse Fast Fourier Transformation，IFFT)，以得到一个OFDM信号S_d(k)。为了抵消反射信号(echoes)和/或同步误差，该OFDM信号S_d(k)除了在接受方进行对应傅立叶变换时所需的窗口时间长度T外，还通常提供一段保护时间，时间T将被要延长一个Tg的时间段，所以对于传送方传送的OFDM信号的时间总量就是Ts。

这种调制程序在现有技术中对于一具有N个载波频率的副载波频段中的所有载波频率f_k都要进行。

图1b显示了应用已知的IFFT方法的IFFT滤波器结构，该IFFT方法是根据以下公式得到的：

c (k) = \frac{1}{N} \cdot Σ_{n = 0}^{N - 1} d (n) \cdot e^{j 2 π \frac{n}{N} k}

接收方的滤波器结构图根据以下公式反转(reverse)该快速傅立叶变换FFT方法：

\hat{d} (n) = Σ_{k = 0}^{N - 1} c (k) \cdot e^{- j 2 π \frac{k}{N} n}

图2a显示了本发明方法或者执行本发明方法的传送装置的主要部分的结构示意图。与现有的技术的步骤相比，在本发明方法中，除了那些位于该副载波频段边缘的载波频率f_n外，所有的信号脉冲S_d(k)被分配至其余的载波频率f_n，即在载波频率f_n中，k∈]0；N-1[的所有信号脉冲S_d(k)输入现有技术中的反相快速傅立叶变换IFFT中；然而，位于该副载波频段边缘的载波频率f_n的信号脉冲，即分配至k∈{0；Nr-1}的载波频率f_n的信号脉冲S_d(k)则以速率r过采样和进行特别的预加强，通过预加强，使得相关的信号脉冲S_d(k)按照—预加强函数开窗(windowed)或滤波(filtered)，从而使得该预加强ω_(k)决定该被变形/滤波的副载波频段的响应频率。因此每个用户的所有信号脉冲S_d(k)都调制至该相关副载波频段内的具体频率，然后再如根据图2a的IFFT方法相加起来。

按照本发明的传送方的预加强中，一个如图2b所示的典型的滤波器结构由以下公式表示：

\tilde{c} (k) = \frac{1}{N} \cdot Σ_{n = 0}^{N \cdot r - 1} ω (k) \cdot \tilde{d} (n) \cdot e^{j 2 π \frac{n}{N \cdot r} k}

ωIFFT被采用来，通过与一窗口函数ω(n)，如Blackman采样窗口的过采样相关联来实现该预加强。该窗口函数举例说明如下：

n＝0，...，M-1

以及

\tilde{ω} (n) = 0.42 - 0.5 \cdot \cos (2 π \frac{n}{M - 1}) + 0.08 \cdot \cos (4 π \frac{n}{M - 1})

其中

M = \frac{N \cdot r}{4}

r是过采样速率，其中向量

通过下列的过采样方法定义：

进一步地，图2b显示了一个接收端滤波器结构的经比例(scaled)的FFT，其用来反转由传送端滤波器结构的ωIFFT预加强的IFFT，其以下面的公式描述：

{\tilde{d}}_{(n)} = Σ_{k = 0}^{N - 1} \tilde{c} (k) \cdot e^{- j 2 π \frac{k}{N} n}

该公式基本上与现有技术***的接收方结构(图1)相一致。

图2c显示了本发明OFDMA结构在上行时的示意图，其中有2个不同的用户，即用户A和用户B，两人分属不同的副载波频段，为了说明本发明，设两个用户处于相邻的两个副载波频段，第一个用户(用户A)在副载波频段L，第二个用户(用户B)在副载波频段L+1，施加所述的预加强以抑制基站的信道间干扰。

图3a和3b显示了为说明上面提到的公式的计算结果，使用下列参数组经计算得到的图表：

N＝2 4 8 16 32 64

r＝512 256 128 64 32 16

M＝512 512 512 512 512 512

图3a描述了一非理想化振荡器功率密度频谱图，其为非理想化传送振荡器功率频谱与非理想化接收振荡器功率频谱的结合图，其是一个典型的在时域上有信道间干扰的频谱。另外，图3显示了采用现有技术的曲线(实线)和采用本发明技术滤波的载波曲线(有圆圈符号的实线)。通过图中的副载波频段的折叠以及干扰的功率密度频谱可以清楚的看出，采用本发明的功率密度频谱图在本属频率外只消耗极少的能量，因此极少受到信道间干扰。

图3b显示了采用Blackman窗口的副载波频段相对于现有技术的副载波频段，在信道间干扰上的数量上的变化，其中图中所绘制的干扰功率密度频谱为发射功率密度频谱和接收振荡器的总和。

Claims

1.一种在分配有一频段的多载波***中传送数据的方法，其中载波频率分为至少一划分该频段的副载波频段，其特征在于，基于当前数据传输特性，传送方在该副载波频段中的载波频率的一部分上对传送信号进行自适应预加强。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于，在时域和/或频域进行滤波和/或开窗。

3.根据权利要求1或2的方法，其特征在于，由一个信号滤波器进行所述的滤波，该信号滤波器在频域进行高变化速率的滤波。

4.根据权利要求1至3中任意一项的方法，其特征在于，为进行滤波和/或开窗，应用Blackman，Bartel，Kaiser，Papoulis窗体函数中的一个，以在时域执行开窗操作和在频域利用过采样获得高的滤波变化速率。

5.根据上述权利要求中任意一项的方法，其特征在于，该多载波***与频分多址，特别是正交频分复用相结合。

6.根据权利要求1至5中任意一项的方法，其特征在于，该预加强操作是在分配给一个用户的副载波频段边缘的载波频率中进行，所述的副载波频段与其他的副载波频段相邻。

7.根据上述权利要求中的任意一项的方法，其特征在于，分配给一个经过预加强的载波频率的首个信号时间长度的值与在时域的开窗或滤波操作或者在频域的折叠操作时间的值相同，时域窗口ω(k)的总长度不超过该正交频分复用信号长度，即该正交频分复用有效信号长度和其周期性前缀长度的总和，该副载波频段所要求的变化速率由该过采样操作确定。

8.一种在分配有一频段的多载波***中传送数据的装置，其中载波频率分为至少一划分该频段的副载波频段，其特征在于包括：

a)确定当前数据传送特性的装置，

b)对传送信号的副载波频段中的部分载波频率进行自适应预加强的装置。