CN1669208A - 逆变器 - Google Patents

Abstract

在包括缓冲电容器和可控转换电路的用于将直流功率与交流功率相互转换的***中，所述转换由功率控制量来控制，所述功率控制量反过来取决于保证DC功率与AC功率平衡的第一分量以及在所述缓冲电容器的电压波纹的周期中的预定采样点上的指示存储在所述缓冲电容器中能量的变化的第二分量。

Description

逆变器

本发明在其一般的方面涉及用于直流(DC)功率和单相交流(AC)功率在两个方向上相互转换的***。

详细地说，本发明涉及将太阳能电池或光电池(PV)的DC功率转换成AC功率以便直接供电给电力线配电***或电网***，但也适用于在受控整流器应用中将AC功率转换成DC功率。

前述类型的***已为人所知，举例来说美国专利4,494,180，其中负载由同步电机构成。

后一种***包括串联的DC/DC变换电路或变换器、直流链路以及DC/AC逆变电路或逆变器，从而，所述DC链路包括并联的、作为中间临时能量存储元件或缓冲器的电容。DC电源，在本例中为太阳能电池或光电池(PV)阵列，被连接到所述变换器的输入端；负载，在本例中为同步电机，被连接到逆变器的交流输出端，而变换器的输出端则通过前面提到的包括缓冲电容器的DC链路被连接到逆变器的直流输入端。

变换器通常用于将DC电源的DC电压电平提升到与驱动AC负载所需的相当的电平。另一个已知的可能性是将DC电源直接连接到逆变器的DC输入端并将产生的AC输出电压通过AC变压器提升到AC负载所需的电平。用哪一种***与本发明无关，而为了说明的需要将会只用前者。

单相逆变器的固有问题是它们向负载提供脉动的电能。当电压与电流正弦变化时，所得到的功率为平均DC分量加上两倍AC频率的正弦分量的和，即：

v_ac(t)＝Vcos(ω_act)    (1)

并且

i_ac(t)＝Icos(ω_act)    (2)

于是

$p_{\mathrm{ac}}\left(t\right)=v_{\mathrm{ac}}\left(t\right)\·i_{\mathrm{ac}}\left(t\right)$

$=\mathrm{VI}{\cos }^2\left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ac}}t\right)$

$=\frac{\mathrm{VI}}{2}(1-\cos \left(2{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{ac}}t\right))$

其中v_ac(t)为峰值为V、角频率为ω_ac的时变AC电压，i_ac(t)为峰值为I的时变AC电流，p_ac(t)为时变功率。

在实际中，电压源逆变器(VSI)由非理想电压源供电；所述电压源可能有较高的阻抗，或包括AC电流或电压分量。比如PV阵列具有输出电压取决于电流的非线性输出特性。因此实际电源提供倍频功率波纹分量的能力是有限的。这个问题显示为逆变器DC端上的电压波纹。这个电压波纹将会以不受欢迎的谐波失真的形式出现在AC输出端。

在PV-电网逆变器的情形下的另一个问题会在PV阵列提供波纹功率或部分波纹功率时发生。最大功率点对于给定的一组辐照度和温度条件来说为独特的一组电压、电流及功率。波纹分量意味着操作偏离了最大功率点，因此所述阵列没有转换可能得到的那么多的太阳能。

通常，可在逆变器的DC输入端安置大电容以滤除来自电源的波纹，并且大电容也可起到提供倍频功率的能量缓冲器的作用。如果用无限大的电容，电源只提供平均的DC分量。在电容的体积、DC端的电压波纹以及从电源所吸取的功率波纹之间需要进行权衡。

如上所述，特别重要的是：PV阵列只提供功率的平均DC分量给逆变器的DC链路。如果出现任何电压波纹，那末也会出现电流和功率波纹。如果是这样的情形，那么，所述阵列就没有工作在其最大功率点，从而***的效率就降低了。

本发明的目的是使得所述阵列能够工作在固定功率并处在它的最大功率点，没有倍频电压或电流波纹，以及利用在逆变器的输入端的有限的电容来实现这个目的。所述电容的值明显小于传统上所需的用于抑制直流输入端的波纹以及交流输出端的谐波失真的电容值。

存在为提供波纹功率的最小能量存储要求，而这个要求来自DC链路的电容。存储在电容中的能量为

$E_{\mathrm{dc}}=\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{dc}}{v_{\mathrm{dc}}}^2---\left(4\right)$

因此使用小的电容会导致大的电压波纹以及比传统上所用的电容的较高的DC电压峰值。

根据本发明，为逆变器构造了特别的预示功率控制量，这可以是具有功率控制输入以从那里接收功率控制信号以调节提供给负载的AC功率的代表技术发展水平的逆变器，从而，除了保证在由电源提供的DC功率与输送给负载的AC功率之间的DC-AC功率平衡的分量之外，根据本发明所述预示控制量还包括指示存储在缓冲电容中的、在某一选定的在缓冲电容上的倍频电压波纹分量周期内的采样时间瞬间的能量变化的分量，与某个预先确定的能量值比较，预示功率控制量可由下式表示： $p_{\mathrm{inv}21}=p_{\mathrm{dc}}-f_{\mathrm{ac}}{C}_{\mathrm{dc}}({v_{\mathrm{ref}}}^2-{v_{\mathrm{dc}1}}^2),$ 其中p_inv21为在采样周期中提供给逆变器的功率，p_dc为DC-DC变换器提供的功率，f_ac为AC电网***的频率，C_dc为缓冲电容的容量，v_ref为参考电压，而v_dc1为缓冲电容在采样时刻的电压值，采样时刻可选为波纹电压周期的某一点(相位)，在所述点波纹电压处在其最小、最大或平均值。

根据本发明，通过利用预示功率控制量这样控制逆变器，可以确保缓冲电容上的波纹电压能保持在预先确定的最小值、预先确定的最大值或预先确定的平均值，并且通过结合在不同采样时间瞬间的前向控制量，可确保波纹电压处在预先确定的范围。

下面将通过参考附图来更详尽地描述本发明，附图中：

图1(a)和图1(b)展示了用于将DC功率转换成AC功率的基本电路配置，参照以上提及的图，每个配置具有DC电源DC-SO、逆变器INV、AC负载AC-LO和相应的变压器TR和变换器CO，如图所示。

图2展示了电压源逆变器的示意图，其中有缓冲电容器C_dc、受控开关S1-S4、滤波器L_ac和AC负载e_ac。

图3展示了被结合在某个***中的图2中的逆变器，用以将所述电源DC-SO的DC功率转换为在所述负载e_ac处的单相AC功率。

图4展示了用于图2及图3中的开关的电子电路图。

图5展示了图3电路中的、作为相位角θ(单位为度)函数的、在输送给负载的AC电压一个周期中的归一化功率、电压和电流值的示意图。

图6展示了对于不同的缓冲电容器的归一化电容值归一化波纹电压的简图。

图7和图8展示了在不同功率电平下分别对最小值和最大值进行前向控制的情况下归一化波纹电压的简图。

图9展示了图3的实施本发明的***的功能示意图。

概括地说，参照图1及图2，逆变器用来将输入DC电压转换成具有受控的幅度及频率的输出AC电压。最常用的拓扑为电压源逆变器(VSI)，如图2所示。现有的许多PV逆变器利用线路变压器来将阵列电压幅度与电网相匹配，如图1(a)所示。这种情况的逆变器的输出通常明显低于电网电压的幅度，而变压器将所述电压提升到电网的电平。另外，由于阵列被直接连接到逆变器的输入端，所以，逆变器控制***通常会调节PV的功率流量以便从阵列吸取最多的能量。这种技术被称为最大功率点跟踪(MPPT)。

当前面连接到DC-DC变换器时，如图1(b)所示，逆变器直接连接到电网，并且其输出幅度接近电网的电压；电网与逆变器频率相同，但在逆变器与电网电压之间有些许的取决于功率流量的相位错位。中间DC-DC变换器的使用能够免除线路变压器的相当多的重量。如果需要隔离，则可使用利用高频变压器的DC-DC变换器电路，而这个变压器明显地小而轻。所述DC-DC变换器通常实现MPPT功能。

根据本发明提议的方法使用展示在图1(b)中的拓扑利用DC-DC变换器来提供从阵列电平到某个适合于逆变器入网工作的电平的电压提升。在逆变器与DC-DC变换器之间的DC链路则有与传统逆变器相比较小的电容。

对于给定的功率吞吐量，脉动功率分量总是相同的，并且将完全由DC电容器供给。然而，由于使用了比传统逆变器明显较小的电容器，便产生了大波纹及高峰值的DC电压。众所周知存储在电容器内的能量随电压的平方变化，对于同样的能量转换，需要在电容器的体积与出现在DC链路上的峰值电压之间相互折衷。

在出现较大的DC总线波纹的情形下，控制机制以高的速率作出响应，以便保持AC输出端的正弦电流。DC电压的包络线必须被限定在安全的工作极限内。根据本发明，这可以通过控制经过逆变器的功率流量以便平衡来自PV阵列的输入功率并且调节存储在电容器中的能量来实现。通过平衡输入能量、存储在电容器中的能量以及输出给电网的能量，DC电压的包络线可保持在所期望的范围。根据本发明的实现这一目的的控制技巧将在下面更详尽地介绍。

DC链路中具有小电容器的独特优点是可使用非电解质类型的电容器而不会在成本与体积上带来明显的坏处。由于通常被用于DC链路存储元件的电解电容器常常是限制逆变器寿命的元件，因此可以期待可靠性及寿命将能明显改善。另外，电解电容器还限制了逆变器的工作温度，因为它的可靠性及寿命对温度特别敏感。避免使用这种类型的电容器扩展了所要求可靠性与工作温度的范围，并且提供了对于逆变器冷却、封装以及工作场所的自由度。

另外，在这个实施例中，分离DC-DC变换器用于将DC链路与阵列分隔。人们有意使阵列工作于最大功率点，在DC-DC变换器的输入端有固定的电压及电流。而在其输出端，它输送固定的功率给DC链路，电压则由于双倍线频波纹而允许在大的工作范围内变化。因此，变换器实现了电压电平的变换，避免了在阵列处的脉动功率，并且使阵列工作于最大功率点。

如果需要电隔离，则所述DC-DC变换器还可运用使用小的高频变压器的拓扑来实现。当与使用电网频率变压器相比时，这导致较小且较轻的***。另外，多个DC-DC变换器可并行工作，从而提供了一定程度的模块化及可扩展的能力。阵列也可分成任意大小的板的组合，并且每组可被控制为工作在其最大功率点。

所建议的操作模式及总体***拓扑的优点可归纳如下：

■小的DC链路电容器

■DC链路的波纹分量不会引起AC输出端的谐波失真

■受控的DC链路电压

■固定的脉宽调制(PWM)开关频率

■AC电压及电流频谱与非对称均匀采样PWM的情形相当

■具有快速瞬态响应的AC电流控制

■在功率因数为1的情形下运转

■低输出失真

■最大功率点跟踪

■阵列的灵活配置

■通过增加PV板及并行DC-DC变换器而得到的对***进行扩展的潜力

用于所建议的PV-电网功率变换器***的电路拓扑如图3所示。DC-DC变换器的拓扑并没有规定。在文献中报道了许多合适的DC-DC变换器拓扑，并且都被普遍地应用。

特定电路的选择取决于以下因素：

■额定功率

■电隔离的必要性

■输入及输出电压电平

■所需的性能等级

所述逆变器为传统的具有四个开关S1-S4的VSI。开关为半导体器件如金属氧化物场效应三极管(MOSFET)或绝缘栅双极型三极管(IGBT)加上反并联二极管，如图4所示。

开关由脉宽调制(PWM)开关信号控制，如同普遍应用的那样。

本实施例的要求是所述DC-DC变换器能工作于某个v_dc为独立值的控制模式，而i_dc、i_pv或v_pv其中之一被控制以调节功率流量。这些值中只有一个需要被控制，而其它的则由输入-输出功率平衡和PV阵列的电压—电流特性来约束。

通常变换器的开关频率比输出的AC频率高很多。而且，电流调节的瞬态响应也比AC基波周期(1/f_ac)快很多。因此，把逆变器看作具有连续的输入及输出波形是成立的。DC输入、AC输出以及储存在DC链路电容器中的能量之间的能量平衡，可由下列等式给出：

p_dc＝v_dci_dc    (5)

$v_{\mathrm{dc}}=\frac{1}{C_{\mathrm{dc}}}\∫(i_{\mathrm{dc}}-i_{\mathrm{inv}})\mathrm{dt}---\left(6\right)$

p_ac＝v_aci_ac    (7)

p_ac≈p_dc       (8)

其中p_dc为由所述MPPT DC-DC变换器输送的功率。

来自阵列的功率变化相对缓慢，于是这个功率可在AC基波周期内近似为常数；

p_ac为逆变器AC功率，可近似等于输入功率；

v_dc为DC链路电压。由于C_dc与传统逆变器相比较小，因此会有明显的倍频波纹分量(频率为2f_ac)；

i_dc为MPPT DC-DC变换器的进入逆变器DC链路的电流输出。由于DC-DC变换器工作于固定功率，所以v_dc中的波纹导致i_dc中的波纹；

i_ac为逆变器的AC电流；

i_inv为进入逆变器桥的平均电流，即输入电流i_dc与进入电容器的电流之差；

v_ac为逆变器AC端的平均电压。v_ac及i_inv是在PWM开关时间基础上平均的。

图5展示了DC链路在逆变器工作于功率因数为1的输出情形下的波形。独立的轴为相位角θ，其中θ＝2πf_act。应变量则已经按以下方式归一化：

p′_ac＝p_ac/P_ac

${v^{\′}}_{\mathrm{ac}}=v_{\mathrm{ac}}/\sqrt{2}{E_{\mathrm{ac}}}^2$

i′_dc＝i_dc/I_base

i′_inv＝i_inv/I_base

其中，P_ac为标称逆变器AC功率，E_ac为电网的标称均方根电压，以及， $I_{\mathrm{base}}=P_{\mathrm{ac}}/\left(E_{\mathrm{ac}}\sqrt{2}\right).$

DC电容器的基本值C′_dc也可以由以下公式确定：

$Y_{\mathrm{base}}=P_{\mathrm{ac}}/\left(\sqrt{2}{E_{\mathrm{ac}}}^2\right)$

$\⇒2\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ac}}{C}_{\mathrm{base}}=P_{\mathrm{ac}}/\left(\sqrt{2}{E_{\mathrm{ac}}}^2\right)$

$\⇒C_{\mathrm{base}}=P_{\mathrm{ac}}/\left(4\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{ac}}{E_{\mathrm{ac}}}^2\right)$

于是，C′_dc＝C_dc/C_base

其中：Y_base为基导纳，C_base为基电容量。

图5展示了对于正弦输出电压与电流，p′_ac如何在零与两倍的标称输出之间随频率2f_ac变化。DC电容器的值C′_dc为1，这与传统的逆变器应用相比较小。v′_dc具有明显的2f_ac波纹分量以及其它谐波分量。应当指出，v′_dc应当永远大于1以避免过调制，而最大值则由变换器元件的额定电压来限定。i_inv及i_dc也有明显的谐波分量。

图6展示了当工作于标称功率时改变电容量对DC电压包络线的影响。当电容量减小时电压波纹的峰峰幅度增加了。在这个图中为了避免过调制而限定了电压包络线的最小值v′_dc＝1.2。结果是，减小电容量增加了包络线的最大值。另一种方式是规定最大电压电平为半导体开关的额定电压的某个百分数。于是，包络线的最小值将会随较小的电容量而较低。

当平均输入功率等于平均输出功率时，暂时不计损耗，平均DC电容电压为常数，而波纹则为周期性的。即

v_dc(θ)＝v_dc(θ+nπ)    (9)

其中n为整数。

因此，由于波纹电压与逆变器的输出同步，最大DC电压可在相角点θ＝π/4及θ＝5π/4附近被捕捉到。而最小电压则在θ＝3π/4及θ＝7π/4附近。对于小的波纹，平均电压出现在接近零、π及2π附近。然而，存储在电容器的能量相对于电压为非线性，因此对于大的电压摆幅，这些相位角却不是平均电压出现的点。

控制方法的目的是调节DC电压并同时产生受控的、没有低阶失真(即f_ac的谐波)的AC电流。由于DC电压预期会有较大的波纹分量，所以电压的峰值应处于安全的工作范围，并且波纹不应影响AC波形的失真。

平均输入功率只在稳态工作时等于输出功率。通常，来自PV阵列的功率不停地变化，而且电网的干扰或电网电压的变化也会影响功率平衡。另外，变换器损耗则代表了对整体控制方案的固定干扰。这个不平衡将导致DC电容器电压偏离所期望的电平。

方便地采样DC电压的点为相位角θ＝0，π，2π等处。因此，电压采样间隔被定义为这些样值之间的周期，为1/(2f_ac)。控制机制应当这样工作，以便使在这些点的采样电压等于参考值v_ref。v_ref的选择应考虑在满载条件下所希望的波纹，从而使最大及最小电平不会超出安全工作范围。

通过调节AC功率而使采样电压跟随v_ref。下面的方程式说明了DC电容器在两次采样之间的能量平衡：

$E_{\mathrm{dc}21}-E_{\mathrm{inv}21}=\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{dc}}({v_{\mathrm{dc}2}}^2-{v_{\mathrm{dc}1}}^2)---\left(10\right)$

其中：

E_dc21为在采样周期中由DC-DC变换器输送给DC链路的能量；

E_inv21为提供给逆变器输入的能量，并假设逆变器无损耗而其输入与输出功率相等；

v_dc1与v_dc2为在每个采样时刻的电压。

由于PV输入功率(p_dc)与电压采样周期相比变化缓慢，所以在这期间输送的能量为：

$E_{\mathrm{dc}21}=\frac{p_{\mathrm{dc}}}{2f_{\mathrm{ac}}}---\left(11\right)$

如果测量的电压偏离参考值(v_ref)，这种情况可在下一采样周期通过改变功率平衡使得v_dc2＝v_ref来矫正，如下所示：

从方程式(10)得到

$E_{\mathrm{inv}21}=E_{\mathrm{dc}21}-\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{dc}}({v_{\mathrm{ref}}}^2-{v_{\mathrm{dc}1}}^2)$

$\⇒\frac{P_{\mathrm{inv}21}}{2f_{\mathrm{ac}}}-\frac{1}{2}{C}_{\mathrm{dc}}({v_{\mathrm{ref}}}^2-{v_{\mathrm{dc}1}}^2)$

$\⇒p_{\mathrm{inv}21}=p_{\mathrm{dc}}-f_{\mathrm{ac}}{C}_{\mathrm{dc}}({v_{\mathrm{ref}}}^2-{v_{\mathrm{dc}1}}^2)---\left(12\right)$

其中p_inv21为在采样周期内输送给逆变器的功率。

功率项有两个分量：一个(p_dc)实现DC-AC功率平衡，而另一个矫正电压误差。由***中的损耗引起的功率平衡的误差导致稳态能量误差，也涉及稳态DC电压误差。

通过控制馈送到电网的AC电流的幅度及相位来调节逆变器功率(p_inv)。

图5展示了DC链路量的特性波形。为了控制的需要，可以在其最大值及最小值时刻，即，在相位角45°、135°、215°和315°处对DC电压v_dc采样。

为了正常操作，DC电压由上限及下限值来限制。最小值为 为峰值AC电压。低于这个电压电平PWM逆变器控制进入过调制状态，这会导致在AC输出端的谐波失真，并最终失去控制。上限电压受所有半导体器件及DC链路的最大安全操作电压的约束。

设定目标DC电压的电平有三种基本选择：控制电压波纹的最小值；控制电压波纹的最大值；两者的结合。

控制最小值电平

当控制DC电压包络线的最小电平时只需测量电压的最小值。然后这些点被调节到接近

并考虑实际的安全余地。电压波纹的幅度取决于DC电容器的功率输出及大小，因此最大值会达到某个可预测的电平，如图7所示。

控制最大值电平

图8展示了电压最大值的控制。在这种情况下只需测量最大值，而根据最大安全操作电压设定其电平。

控制最小值/最大值电平

最普遍的情形是考虑既调节最小值又调节最大值，因此需要测量两者。利用这种技术，电压包络线可被控制在安全操作范围内的任意点。两个普通的选择包括：

1.将包络线的平均值设定在固定电平，使其处在或接近安全范围的中点，或处在某个最佳工作点；

2.根据负载情况动态改变包络线的位置。

图9展示了控制信息流，即如图1(b)所示的普通类型的DC-AC功率转换***中的信号，所述***包括串联或前后排列的DC电源(PV阵列)DC-SO、DC-DC变换器、DC-AC逆变器INV和AC负载(电网)AC-LO。

控制电路包括以下几块(如虚线框内所示)：

1.PV阵列(输入i_sol及v_pv，输出i_pv)

2.具有MPPT控制器的变换器CON(输入i_pv、v_dc及v^* _pv，输出i_dc及v_pv)

3.缓冲电容器的模型(输入i_dc及i_inv，输出v_dc)

4.用于实施本发明的缓冲电容器电压的预示控制器(输入i_dc、v_dc及v_ref，输出p_inv21)

5.逆变器INV(输入e_ac、v_dc及p_inv21，输出i_inv及i_ac)

在虚线框1中，独立参数为阳光，在此由i_sol来表示。依赖于呈现在变换器CON输入端的负载，工作点(v_pv，i_pv)由PV阵列的相关特性来决定。最大功率点控制器MPPT，可以是代表技术发展水平的控制器，具有将输送的功率v_pvi_pv最大化的功能。因此控制参数为v^* _pv。

在虚线框2中是变换器CON，变换器CON是这样的装置，通过该装置，MPPT控制器从PV阵列提取最大功率并将这个功率传送给逆变器INV及缓冲电容器。应当指出，在缓冲电容器上会有相对较大的波纹电压，但这个波纹电压不会对输入电压v_pv有任何影响，因此也不会降低能从PV阵列获得的最大功率。具有足够控制带宽(即10f_ac)的MPPT控制器能够完成这个任务。

虚线框3为联系缓冲电容器中流过的电流及其两端的电压的差分方程式的方框图表示形式。

虚线框4为实施本发明的用于v_dc的预示控制器的方框图表示形式。根据i_dc、v_dc，这样调节输出p_inv21，使得电容器的电压v_dc在采样时刻快速准确地跟随所期望的v_ref值。从所述表示中可轻易地导出

p_inv21＝C_dc(v² _dc-v² _ref)/T_s+v_dci_dic

并且这个由1/z框延迟一个采样周期T_s的功率前向控制量被提供给逆变器INV的功率控制输入端。这反映了控制机制操作的预示本性，凭着这个机制，基于检测到的功率误差，这样的功率误差通过前向控制直接并且在一个采样间隔内被补偿。

在虚线框5中，逆变器INV基于e_ac、v_dc及p_inv21调节供给电网的输出AC电流i_ac，以达到所需的将输入功率提供给电网***的值。逆变器可以是包括与电网同步以及塑造波形(正弦)功能的代表技术发展水平的逆变器。

所描述的技术适用于任何需要控制DC链路电压的单相逆变器应用。这使得所述技术适合于连接电网的PV***，因为它将输出所有可利用的PV能量，同时将DC电压限制在安全的操作范围。然而，它并不局限于PV应用，因为它与任何具有未调整电压的DC电能的电源都兼容。对于AC电源，所述输入DC-DC变换器之前可以是整流级。

逆变器能工作于双向功率流，因此它也适用于整流操作。所以，本技术可用于电源应用的主整流器。DC电容器的最大尺寸并没有限制，因此，电压波纹及掉电缓冲能力(ride-through capability)可被设定在适当的电平以满足应用。

Claims (4)

1.一种用于直流(DC)功率与交流(AC)功率之间相互转换的***，所述***包括串联的DC链路和可控转换电路，所述DC链路包括缓冲电容器，所述可控转换电路用于AC与DC功率之间的转换，从而，所述可控转换电路适合于在输送到其功率控制输入端的功率控制量的控制下实现所述AC与DC功率之间的所述转换，其特征在于：除了保证在DC和AC功率之间的DC-AC功率平衡的分量之外，所述功率控制量还包括预示功率控制分量，所述预示功率控制分量表示存储在缓冲电容器中的能量在缓冲电容器上的倍频电压波纹分量周期内的采样时刻相对于预定的能量值的变化。

2.如权利要求1所述的***，所述***用于将直流(DC)功率转换成单相交流(AC)功率，从而将来自DC电源的DC功率通过包括缓冲电容器的DC链路馈送到DC-AC逆变器电路，所述逆变器电路适合于在输送到其功率控制输入的功率控制量的控制下在AC负载上产生AC功率，其特征在于：除了保证在DC电源输送的功率与输送给AC负载的AC功率之间的DC-AC功率平衡的分量之外，所述功率控制量还包括预示功率控制分量，所述预示功率控制分量表示存储在缓冲电容器中的能量在缓冲电容器上的倍频电压波纹分量周期内的被选定的采样时刻相对于预定的能量值的变化。

3.如权利要求2所述的***，其特征在于：所述附加的预示功率前向控制分量可由下式表示：

        p_inv21＝p_dc-f_acC_dc(v_ref ²-v_dc1 ²)

其中，p_inv21为在采样周期内输送给逆变器的功率，p_dc为DC电源输送的功率，f_ac为输送给负载的AC功率的频率，C_dc为缓冲电容器的电容量，v_ref为参考电压，而v_dc1为在采样时刻缓冲电容器上的电压。

4.如权利要求1、2或3的***，其特征在于：所述采样时刻被选为缓冲电容器的电压达到最小值、最大值和平均值之一的时刻。

Images