CN1533018A - 具有三相功率因数校正的集成变换装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种集成变换装置，包含：一交流/直流变换器，是电连接一三相电源，实现交流电转换成一第一直流电以及功率因素校正的功能；以及一直流/直流变换器，是电连接该交流/直流变换器，实现该第一直流电转换成一第二直流电的功能，在掉电的瞬间，该集成变换装置导通一控制开关使该集成变换装置由交流/直流操作方式切换到直流/直流操作方式，当该三相电源恢复正常时，该集成变换装置截止该控制开关使该集成变换装置由直流/直流工作模式切换到交流/直流的工作模式。

Description

具有三相功率因数校正的集成变换装置

(1)技术领域

本发明是为一种电源变换器(power converter)，尤指一种利用诸如MOSFET、IGBT等半导体开关元件(semiconductor switching device)实现的电源变换装置。

(2)背景技术

图1是习知在线式三相输入的不断电电源***(UPS)的方块图。图中三相交流/直流(AC/DC)变换器101和直流/直流(DC/DC)变换器102一起作为逆变器103的前端输入。当三相电源供电正常时，控制开关104处于截止状态，直流/直流变换器102不工作，仅由三相交流/直流变换器101为逆变器103提供直流电源。而当三相电源供电不正常时，控制开关104处于导通状态，直流/直流变换器102工作，它将较低的电瓶105电压转换为合适的直流电压，为逆变器103提供直流电源。图中标号107代表在线式三相输入不断电电源***在正常操作下电压或是电流的输出路径。标号108代表在线式三相输入不断电电源***电压或是电流的旁路(bypass)输出路径。而标号109代表不断电电源***的输出端。

在图1中，逆变器103前端供电需要采用AC/DC和DC/DC共两套功率变换装置，因此成本高，功率密度低。图2是习知三相输入单相输出的UPS的拓扑结构电路图。图中ua，ub，uc代表三相输入电源，N代表中性线，ia，ib，ic代表三相输入电流。其中AC/DC及DC/DC变换器201主要由整流二极管D1至D6组成的整流电路、控制开关S0、电瓶202、电感L1，L2、主开关元件S1，S2、快速恢复二极管D7，D8和电容器C1，C2等组成。逆变器203主要由开关元件S3，S4所组成。Vo代表三相输入单相输出的不断电电源***的输出电压。

本说明书中所述的开关元件可以是MOSFET或IGBT等功率开关，为了表述方便，在说明书正文中均以″开关元件″表示，在说明书附图中均以MOSFET表示。它采用半桥逆变器作为输出级，采用一种具有集成AC/DC和DC/DC功能的功率变换器作为逆变器的前端输入。这种集成了AC/DC和DC/DC功能的功率变换装置，在市电供应正常时，使转换开关S0截止，能完成三相AC/DC功率变换的功能。而在市电供应失败时，使控制开关S0导通，又能完成DC/DC功率变换的功能。在这种集成变换装置中由于运用同一功率元件在不同情况下能分别实现AC/DC和DC/DC变换的功能，提高了功率元件的利用率，降低了不间断电源的成本，并提高其功率密度。但是这种集成变换装置具有明显的缺点，也就是，其中包含的AC/DC变换器几乎没有功率因数校正的功能。因为在采用三相交流电源供电时，输入电流谐波很大，总谐波失真率为30％左右，不能满足各国关于电气装置输入电流谐波的标准，在目前的应用中受到了很大的限制。

(3)发明内容

本发明的目的在于提供一种具有三相功率因数校正的集成变换装置，这类电源变换装置可以用作各类交流不间断电源、交流应急电源等的前端输入，可以实现小的输入电流谐波，满足各类标准的要求，且具有高效率，高密度和低成本的特点。

根据本发明的构想，该集成变换装置，包含：一电感组，该电感的一端是电连接一交流电源；一交流/直流转换装置，是电连接该电感的另一端，实现一交流电转换成一第一直流电；一控制开关串联连接一电能储存装置与一电感；以及一直流/直流转换装置，是电连接该交流/直流转换装置，实现该第一直流电转换成一第二直流电的功能，在该交流电源异常时，该集成变换装置导通该控制开关使该集成变换装置由交流/直流操作方式切换到直流/直流操作方式，当该交流电源恢复正常时，该集成变换装置截止该控制开关使该集成变换装置由直流/直流工作模式切换到交流/直流的工作模式。

根据上述的构想，其中该集成变换装置还包含一滤波器，是电连接于该电感组与该交流电源之间。

根据上述的构想，其中该交流电源异常是为该交流电源掉电以及故障二者之一。

根据上述的构想，其中该交流电源是为一三相交流电源。

根据上述的构想，其中该交流/直流转换装置是为一桥式整流器。

根据上述的构想，其中该电能储存装置是为一电瓶。

根据上述的构想，其中该集成变换装置包含一直流/直流变换器以及一交流/直流变换器。

根据上述的构想，其中该直流/直流变换器是包含该直流/直流转换装置，该直流/直流转换装置包含：一上半桥，包含一第一开关元件、一第一二极管与一第一电容；以及一下半桥，包含一第二开关元件、一第二二极管与一第二电容；其中该第一开关元件与该第二开关元件串连连接，该第一电容与该第二电容串连连接，且该第一开关元件与该第二开关元件连接的节点与该第一电容与该第二电容连接的节点是直接电连接，并与该三相电源的中性线电连接，又该上半桥与该下半桥并联连接该控制开关与该电能储存装置以及该电感的串联电路，将该电能储存装置的电能先转换输出为该第一直流电，再将该第一直流电经由该上半桥与该下半桥转换输出该第二直流电。

根据上述的构想，其中该交流/直流变换器是包含该电感组、该交流/直流转换装置、该直流/直流转换装置。

根据上述的构想，其中该集成变换装置还包含一取样电路，该取样电路包含：一运算放大器，其负端输入端分别电连接至少一组电阻与二极管的串连电路，该集成变换装置的正端输入端电连接一地端，且该电阻的另一端电连接该交流电源，做为该交流电源的正弦波取样；以及一电阻电连接于该运算放大器的负端输入端与输出端之间。

为更清楚理解本发明的目的、特点和优点，下面将结合附图对本发明的较佳实施例进行详细说明。

(4)附图说明

图1是习知在线式三相输入的不断电电源***的方块图；

图2是习知三相输入单相输出的UPS的拓扑结构电路图；

图3为本发明较佳实施例的功率变换器电路图；

图4(a)是图3简化的AC/DC变换器电路示意图；

图4(b)、(c)是图4(a)所示的拓扑分解为完全独立的上半桥和下半桥电路示意图；

图5是图3简化的DC/DC变换器电路示意图；

图6是本发明控制策略示意图；

图7是本发明AC/DC变换器的工作原理示意图；

图8是本发明三相输入电压波形示意图；

图9是本发明在一个三相输入电压波形示意图；

图10是本发明三相中的一相输入电流波形图；

图11是本发明DC/DC变换器的电压以及电流波形图；

图12是本发明DC/DC变换器的电压以及电流波形图；以及

图13是为一正弦波取样电路。

(5)具体实施方式

图3为本发明较佳实施例的功率变换器电路图。在图3中，当三相交流输入电源ua，ub，uc正常时，控制开关S0不导通，该变换器可以简化成如图4(a)所示的AC/DC变换器，其中控制开关S0是为一直流硅控管。而当三相交流电源ua，ub，uc失败时，直流硅控管S0导通，本发明的集成变换装置则可以转化成如图5所示的简化的DC/DC变换器。因此，本发明的功率变换器集成如图4(a)所示的AC/DC变换器和如图5所示DC/DC变换器两种变换器的功能。由于AC/DC变换器和DC/DC变换器的主要开关功率元件S1，S2(是分别代表权利要求中所述的第一开关元件、第二开关元件)和快速恢复二极管D7，D8(是分别代表权利要求中所述的第一二极管、第二二极管)是共用的。因此，本发明的功率变换器具有低成本，高功率密度的优点。

图4(a)所示的AC/DC变换器主要由滤波器，电感La，Lb，Lc，整流二极管D1至D6组成的整流电路、主开关元件S1，S2、快速恢复二极管D7，D8和电容器C1，C2(是分别代表权利要求中所述的第一电容、第二电容)等组成。

由于中线N的引入，图4(a)所示的拓扑可以分解为图4(b)、(c)所示完全独立的两个部分上半桥和下半桥。

很显然，通过设计La，Lb和Lc的电感量，并通过采用不同的控制策略可以使图4(a)所示的电路拓扑工作在电感电流连续、电感电流断续和电感电流临界连续等3种工作模式。为了使变换器工作时具有较高的效率和较低的输入电流谐波，在本发明的集成变换装置中，采用的控制策略，使得La，Lb和Lc操作在临界电流连续的工作模式。在这种控制模式中，主开关元件S1和S2的导通时间在每个输入电压周期中是保持恒定的。

控制策略如图6所示：上半桥的线电流id1被用来控制功率元件S1导通和截止。当id1到0的时候主开关元件S1导通，在导通时间Ton1结束的时候主开关元件S1截止，导通时间长短Ton1由调节器参数决定。同样的下半桥的线电流id2被用来控制主开关元件S2导通和截止。当id2到0的时候S2导通，在导通时间Ton2结束的时候主开关元件S2截止。通常在PFC变换器中调节器的反应速度是很慢的，在一个工作周期(duty cycle)的内功率元件的导通时间Ton认为是恒定的。此外，Ton1和Ton2的时间是一样的。

假设三相输入电压为：

$V_a\left(\mathrm{\θ}\right)=\sqrt{2}{V}_{\mathrm{rms}}\sin \mathrm{\θ}$

根据临界电流连续的工作模式，PFC变换器操作模式被分成12个阶段。

下面以θ＝0-π/6为例来阐述该PFC变换器的运行原理，此时V_c(θ)＞V_a(θ)＞0，V_b(θ)＜0，且id1＝ia+ic，id2＝-ib。

上半桥的操作波形如图7：在t1时刻，电感La，Lc的电感电流iLa，iLc均为0，主开关元件S1开始导通。电感La，Lc分别在Va，Vc的作用下开始储能，电感电流iLa，iLc线性增长。到达t2时刻，主开关元件S1的导通时间等于Ton1导通时间长短由调节器参数决定。在t2时刻，主开关元件S1开始截止，储存的电感能量分别在V₀₁-Va，V₀₁-Vc的作用下开始释放，电流iLa，iLc线性下降。由于V₀₁-Va大于V₀₁-Vc，电感La储存的能量释放得快。在t3时刻，电流iLa到达0，而电流iLc不为0，电流iLc继续线性下降电感上的能量逐渐被释放掉。在t4时刻，电流iLc到达0，电感上的能量释放完毕。开关元件又被导通，开始新的一个开关周期。从图中看到，在t3-t4之间电感电流iLa是保持在0上。也就是说：在θ＝0-π/6这个区间内的每一个开关周期，电感电流iLa都是工作在电流断续模式，而iLc工作在电流临界连续模式。很显然，在θ＝0-π/6这个区间内C相的输入电流将会很好的跟踪C相的输入电压波形。以上是上半桥在θ＝0-π/6这个区间内的某个时刻一个开关周期的操作波形。

下半桥的操作波形如图：在t1时刻，下半桥的母线电流id2为0，主开关元件S2开始导通。电感Lb在输入电压Vb的作用下开始储能，电感电流iLb线性增长。到达t2时刻，主开关元件S2的导通时间等于Ton2，主开关元件S2开始截止，储存的电感能量在V02-Vb的作用下开始释放，电流iLb线性下降。在t3时刻电流iLb下降到0，主开关元件S2将被导通，开始新的一个开关周期。从上面的分析可知，在该区域θ＝0-π/6内B相的输入电流是很好地跟踪B相的输入电压波形。

同理，另外的11个阶段也是根据阶段1这样的分析，在此不一一阐述。

根据这种策略，详尽分析了θ＝0-π/6这个区间内的工作波形。可知流过电感La的电流将具有如下特征：

在图8的π/66到5π/6正半周电压幅值A相大于B，C两相的电压，在7π/6到11π/6期间，负半周电压的幅值也是大于B，C两相的电压，A相工作在临界电流连续模式，因此S1(S2)的截止时间仅由输入相电压Va决定。这样ia在每个开关周期的平均电流将只由其相电压决定，而电压Vb和Vc将对它没有任何影响。显然，在此期间A相的输入电流将是一紧密跟随电压Va的正弦电流。

在图8的0到π/6(π到7π/6)期间和5π/6到π(11π/6到π)期间，主开关元件S1(S2)的截止时间不再由输入相电压Va决定，而是分别由相电压Vb和Vc决定。这样ia工作在电流断续模式，因此，在每个开关周期的平均电流将不再跟随其自身的相电压，而由其他相的电压决定。在这两段时间里，A相的输入电流将有一定程度的畸变。

根据上述分析，每相的输入电流在大部分时间内是完全跟随其相电压的，是完全的正弦波，而仅在一小段时间内，输入电流将有一定程度的畸变。因此，采用电流临界连续控制策略。图9是一个在工作频率周期的内的输入电流仿真波形。从输入电流波形看到图4(a)所示的拓扑将具有很好的功率因数校正功能。

实验表明在输入相电压为220V，输出电压为800V，额定功率5KW输出时，输入电流的总谐波畸变率为7％左右，完全可以满足各国关于电气装置输入电流谐波的标准。图10是在上述情况下，其中一相的输入电流实验波形。

图5所示的DC/DC变换器主要由电瓶，电感L，主开关元件S1，S2、快速恢复二极管D1，D2和电容器C1，C2等组成。显然，这种变换器就是典型的三电平Boost变换器，其操作原理可以简述如下：

操作原理：

根据输入电压是高于还是低于一半的输出电压，该变换器可以操作在两个不同的区域。图5中iL是电感L上的电流，V01和V02分别是电容C1和C2上的电压。一般在分析该变换器时可以假定，而定义输出电压V₀＝V₀₁+V₀₂。

区域1(Vin＜Vo/2)

请参阅图11，t0是一个开关周期的开始，此时主开关元件S1闭合，从而主回路中的两个功率开关都处于导通状态。同传统的Boost变换器一样，电感L在输入电压Vin作用下开始储能。到达t1时刻，主开关元件S2截止，使电感电流iL流经电路下边的输出电容C2和二极管D8。因此，此时施加在电感上的放电电压是V₀₂-Vin。在t2时刻，也就是在t0+Ts/2时，主开关元件S2导通，电感L再次在输入电压作用下充电。在t3时刻，主开关元件S1截止，电感电流iL将流经D7，C1和S2，再次在V₀2-Vin的作用开始放电。由于在一个周期内，电感L电流轮流地为电容C1和C2充电，因此只要控制好时间t1和t3，就能容易地控制好电容C1和C2上的电压。

区域2(Vin＞Vo/2)

请参阅图12，t0是一个开关周期的开始，此时开关S1闭合而主开关元件S2仍然保持为截止，电感电流iL流经S1，C2和D8，在电压Vin-V₀₂的作用下建立起电感电流iL。在t1时刻，主开关元件S1截止，将迫使电感电流iL流经D7，C1，C2和D8，这样在电压V0-Vin的作用下，电感电流iL将降低。在下半个周期里，主开关元件S2将重复上述行为。

从上面的操作机制可看到：电感电流的工作频率是开关元件工作频率的两倍，因此电感的尺寸可以减小。

前面已经叙述了AC/DC和DC/DC变换器的工作原理。下面将阐述本发明的集成变换装置在AC/DC和DC/DC工作模式之间是如何实现切换的如图3所示。

为了阐述方便，首先假定三相交流电源已经掉电，在掉电的瞬间，集成变换装置需要从AC/DC操作方式切换到DC/DC操作方式。这时，在直流硅控管S0门极上加上信号，使的导通，同时封锁PFC控制器产生的脉冲信号，这样只有DC/DC控制器产生的脉冲直接作用到功率开关S1和S2上，使本发明的集成功率变换器操作在DC/DC变换器的方式。

而当三相交流电源恢复正常时，本发明的集成变换装置就需要从DC/DC工作模式切换到AC/DC的工作模式。在这种情况下，为了使直流硅控管S0可靠地截止，一方面需要去掉加在直流硅控管S0闸极上的控制信号，另一方面将同时封锁PFC控制器和DC/DC控制器产生的脉冲信号一段时间，即开关元件S1和S2将同时截止一段时间，这段时间将保证电感L上储存的能量在电压Vin-V0的作用下释放完毕，使电感L上的电流回到零，保证直流硅控管可靠地截止。这时，集成控制器的主回路已经转换成图4(a)所示的拓扑。再将PFC控制器产生的脉冲信号直接作用到功率开关S1和S2，本发明的集成变换装置便操作在AC/DC变换器的工作方式。

本发明的集成变换装置在正常工作时，监控***检测到三相交流输入电源正常时，直流硅控管被截止，同时DC/DC控制器产生的PWM信号被封锁掉，这时集成变换装置用作AC/DC变换器，在PFC控制线路的作用下操作在临界电流连续的工作模式，实现PFC校正的功能。当三相交流电源掉电时或故障时，直流硅控管被导通，DC/DC变换器工作，电池电压经过DC/DC变换成高压直流电，作为逆变器的前端输入。总的，该监控***能够保证AC/DC变换器和DC/DC变换器，不能一起同时工作。根据实际的状况，工作在其中的一种变换的模式。

显然，该集成变换装置的优点有：

1，AC/DC变换器和DC/DC变换器这两种工作模式集成在一块。

2，主电路和控制电路很简单。

3，由于主回路被中线一分为二，开关元件的电压应力不是很高，可以用耐压500V的MOSFET。

4，在AC/DC变换器工作时，输出二极管上的电压应力很小，因为没有反向恢复问题。

5，输入电流的THD很小，总的谐波含量能够满足各国关于电气装置的谐波标准。

6，该集成变换装置的效率很高。

7，由于输入有中线存在，该集成变换装置特别适合于逆变器是半桥架构的UPS***。

8，在DC/DC变换器工作时，可以采用三电平技术，能够使电感L的尺寸比传统的要小很多。

另外，在具体实现该集成变换装置的时候，还发明了简单实用的正弦波取样电路。该电路能够取样到在三相电网作为输入时所需要的六分频正弦波形，能够很巧妙的应用到该集成变换装置的中。正弦波取样电路如图13所示：

ua，ub，uc分别是电网三相电源。运算放大器OP晶片的地舆中线接到一起。运算放大器OP的输出端送到AC/DC变换器的控制器上。它的工作原理如下：

本发明在AC/DC变换器工作时采用了临界电流连续模式控制具有很好的功率因数校正功能。在此，采用ST L6561等临界电流连续模式的控制芯片。由于该芯片是专门为单相输入，小功率设计的。因此，当输入为三相电网的时候就需要采用本发明中所提到的正弦波取样电路，如图13所示。该取样电路是利用一个运算放大器OP，其负端输入端分别电连接三组电阻(R1，R2，R3)与二极管(D1，D2，D3)的串连电路。且电阻R4电连接于运算放大器OP的负端输入端与输出端Pin3之间。其工作原理分两个状态描述如下：(为叙述方便，以下半桥为例)

状态1：在母线上仅有一相电源ub的电流流过下半桥上的母线，如θ＝0-π/6id2＝-ib。在这个阶段，母线上的峰值电流跟随ub上的电压波形。而在上半桥母线上的峰值电流id1＝ia+ic，峰值电流id1也应该跟随Va+Vc的电压波形。考虑到：Va+Vb+Vc＝0。故峰值电流id1也应该跟随Vb的电压波形。

同样的，在状态2：在母线上有二相电源Va，Vc电流流过下半桥上的母线如(7π/6-π)i_d2＝i_a+i_c，在这个阶段，母线上的峰值电流id2跟随Va+Vc上的电压波形。而在上半桥母线上的峰值电流id1＝ib，峰值电流id1跟随Vb的电压波形。考虑到：Va+Vb+Vc＝0。故峰值电流id2也应该跟随Vb的电压波形。基于上述分析：

母线上的电流I_d ^ref(θ)表述为：

此处，k是一个常数。通常，可表述为：

$I_d^{\mathrm{ref}}\left(\mathrm{\θ}\right)=k\×\max \left({|V}_a\left(\mathrm{\θ}\right)\right|,\left|V_b\left(\mathrm{\θ}\right)\right|,\left|V_c\left(\mathrm{\θ}\right)\right|),$ 在(|V_a(θ)|，|V_b(θ)|，|V_c(θ)|)取其中值最大的一项。

该发明的正弦波取样电路适用于输入三相四线功率因数变换器，不仅仅可以用在临界电流模式控制，还可以用在电流断续模式和电流连续模式。

综合上述，本发明提出了一种集AC/DC和DC/DC功能为一体的功率变换装置。该装置通过控制转换开关S0，当采用三相交流电源供电时可以实现AC/DC功能，且输入电流的谐波小，能满足各国关于电气装置输入电流谐波的标准。而当三相交流电源失败时，它又能实现DC/DC的变换功能，把电池电压转换为合适的直流电压，作为逆变器的前级，满足不间断电源的要求。总之，本发明提出的功率变换装置具有下述的特点：

(1)集成了AC/DC和DC/DC的功能。

(2)AC/DC变换装置和DC/DC变换装置运用同一功率开关元件，具有高功率密度和低成本的特点。

(3)当用作AC/DC变换装置时，它具有三相功率因数校正的功能，输入电流谐波小，能满足各国关于电气装置输入电流谐波的标准。

当用作DC/DC变换装置时，由于采用了三电平控制技术，电感的尺寸会小很多。

因此本发明可解决习知技术的缺失，进而达成本发明的研发目的。

Claims (11)

1.一种集成变换装置，其特征在于，包含：

一电感组，该电感的一端是电连接一交流电源；

一交流/直流转换装置，是电连接该电感的另一端，实现一交流电转换成一第一直流电；

一控制开关串联连接一电能储存装置与一电感；以及

一直流/直流转换装置，是电连接该交流/直流转换装置，实现该第一直流电转换成一第二直流电的功能，在该交流电源异常时，该集成变换装置导通该控制开关使该集成变换装置由交流/直流操作方式切换到直流/直流操作方式，当该交流电源恢复正常时，该集成变换装置截止该控制开关使该集成变换装置由直流/直流工作模式切换到交流/直流的工作模式。

2.如权利要求1所述的集成变换装置，其特征在于，该集成变换装置还包含一滤波器，是电连接于该电感组与该交流电源之间。

3.如权利要求1所述的集成变换装置，其特征在于，该交流电源异常是为该交流电源掉电以及故障二者之一。

4.如权利要求1所述的集成变换装置，其特征在于，该交流电源是为一三相交流电源。

5.如权利要求1所述的集成变换装置，其特征在于，该交流/直流转换装置是为一桥式整流器。

6.如权利要求1所述的集成变换装置，其特征在于，该电能储存装置是为一电瓶。

7.如权利要求1所述的集成变换装置，其特征在于，该集成变换装置包含一直流/直流变换器以及一交流/直流变换器。

8.如权利要求7所述的集成变换装置，其特征在于，该直流/直流变换器是包含该直流/直流转换装置，该直流/直流转换装置包含：

一上半桥，包含一第一开关元件、一第一二极管与一第一电容；以及

一下半桥，包含一第二开关元件、一第二二极管与一第二电容；

其中该第一开关元件与该第二开关元件串连连接，该第一电容与该第二电容串连连接，且该第一开关元件与该第二开关元件连接的节点与该第一电容与该第二电容连接的节点是直接电连接，并与该三相电源的中性线电连接，又该上半桥与该下半桥并联连接该控制开关与该电能储存装置以及该电感的串联电路，将该电能储存装置的电能先转换输出为该第一直流电，再将该第一直流电经由该上半桥与该下半桥转换输出该第二直流电。

9.如权利要求7所述的集成变换装置，其特征在于，该交流/直流变换器是包含该电感组、该交流/直流转换装置、该直流/直流转换装置。

10.如权利要求1所述的集成变换装置，其特征在于，该集成变换装置还包含一取样电路，该取样电路包含：

一运算放大器，其负端输入端分别电连接至少一组电阻与二极管的串连电路，其正端输入端电连接一地端，且该电阻的另一端电连接该交流电源，做为该交流电源的正弦波取样；以及

一电阻电连接于该运算放大器的负端输入端与输出端之间。

11.一种集成变换装置，其特征在于，包含：

一电感组，该电感的一端是电连接一交流电源；

一交流/直流转换装置，是电连接该电感的另一端；

一控制开关串联连接一电能储存装置与一电感；以及

一直流/直流转换装置，是电连接该交流/直流转换装置，当该交流电源异常时，该集成变换装置导通该控制开关，使该集成变换装置变成由该电能储存装置与该电感及该直流/直流转换装置共同组成的一第一工作电路，以提供该集成变换装置的一第一直流输出，当该交流电源恢复正常时，该集成变换装置截止该控制开关，使该集成变换装置变成由该电感组与该交流/直流转换装置及该直流/直流转换装置共同组成的一第二工作电路，以提供该集成变换装置的一第二直流输出。

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