CN1649290A - 采用广义互补匹配滤波器的空时扩谱方法及电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种采用广义互补匹配滤波器的空时扩谱CDMA***，在发射端，基带信号扩展为两路相同的同步数据流，采用一对相互正交的扩频码c₁和c₂分别对两路数据流扩频形成两路同步的扩频信号，两路扩频信号经射频调制后采用相同的载波频率分别由两个天线发射。在移动台接收端，采用一个天线接收发射信号，经过前端射频处理得到基带信号，分别送入不同的匹配滤波器组，两组匹配滤波器分别对应c₁和c₂。两组匹配滤波器同时对基带接收信号解扩，将两路初始解扩信号求和得到解扩信号，该解扩信号经判决，还原出原始数据。本发明使移动台接收机获得分集增益，降低误码率，提高***的通信质量，简化接收电路的设计。

Description

采用广义互补匹配滤波器的空时扩谱方法及电路

技术领域

本发明涉及CDMA移动通信基站发射机与移动台接收技术，尤其是CDMA移动通信的空时扩谱方法及相应电路。

背景技术

现有的CDMA***下行链路，每一移动台的接收机使用一个匹配滤波器对接收到的扩谱信号进行解扩谱处理。CDMA小区中各用户使用的匹配滤波器与每个用户独有的直接序列(direct sequence-DS)扩谱码相对应，有别于其它所有小区用户的扩谱码；而在现有的CDMA***上行链路，基站采用一组多路并行的匹配滤波器组以检测不同移动台用户的扩谱信号，参见：肖扬，王亚琛，胡绍海，鲁凌云，采用空时扩谱技术的CDMA***在多用户多径条件下的性能，电子与信息学报，2004，26(12)：1944-1950。

CDMA移动通信信道中通常存在着时间色散和频率色散现象，同一扩谱码在不同延迟下的自相关性以及不同扩谱码在所有延迟下的互相关性，这些因素都造成了复杂的信号衰落、码间串扰和多址干扰，增加了CDMA移动台接收机的实现难度。而在多用户多径情况下的多址干扰则是CDMA***小区用户的主要干扰形式。

目前已提出的空时扩谱发射分集技术可在一定程度上对抗CDMA***中的多径干扰，所存在的问题是：(1)移动台需要对动态频率选择性信道进行建模，这给移动台的技术实现带来很大困难，增加了移动台成本和体积。(2)基站采用双时隙、奇偶数据流扩谱，降低了传输速率与增加了接收机电路的实现复杂性。(3)随着小区内用户的增加，***误码率性能与信干比性能急剧恶化。

发明内容

本发明公开的采用广义互补匹配滤波器的空时扩谱方法及电路可有效解决移动通信环境下的多用户干扰和多径干扰问题。不同于现有CDMA***，本发明在基站使用双全向天线，移动台使用普通单全向天线，基站发射机对每一移动台的基带信号用两个相互正交、长度为L的Walsh码扩谱，产生两路正交扩谱信号，分别由基站的两发射天线发送至移动台。本发明的移动台接收机的广义互补匹配滤波器构成方法为：两个匹配滤波器使用与基站相同的相互正交、长度为L的Walsh码，接收信号由两个匹配滤波器分别解扩，解扩后求和再判决。移动台的广义互补匹配滤波器能够对接收信号进行时间分集匹配滤波。由于移动台的广义互补匹配滤波器的输出对本用户的信号具有较强的自相关选择特性，而对其它用户的信号具有随机互补对消特性，故能有效抵消多用户和多径干扰，降低***误码率，同时提高频谱利用率，降低CDMA基站的发射功率。

本发明的实现方案是：

采用广义互补匹配滤波器的CDMA***空时扩谱方法，该CDMA***包括至少一基站和多个与基站通信的移动台，其中，基站按照如下步骤生成发射信号：

1)对每个用户的基带信号分别采用相互正交的Walsh码(c₁和c₂)进行扩谱，得到两路扩谱信号，进一步分别进行射频调制，得到发射信号t₁和t₂；

2)基站由两根天线分别发射信号t₁和t₂。

移动台按照如下步骤得到还原数据：

3)采用一个全向天线接收信号，经过前端射频处理得到基带扩谱信号并扩展成两路相同的信号；

4)采用一对与c₁码相对应的匹配滤波器MF11和MF12，二者相位不同，分别对接收到的c₁码道信号的两个主径信号解扩，得到两个路径初始解扩信号，合并这两路径信号得到c₁码道初始解扩信号；类似，用另一对与c₂码相对应的匹配滤波器MF21和MF22对c₂码道信号解扩并最终得到c₂码道初始解扩信号；

5)将c₁码道和c₂码道初始解扩信号叠加并检波、判决得到还原数据。

在步骤4)中，与c₁码相对应的匹配滤波器MF11和MF12和与c₂码相对应的匹配滤波器MF21和MF22构成本发明的移动台接收机的广义互补匹配滤波器，构成方法为：匹配滤波器MF11和MF21使用与基站相同的相互正交、长度为L的Walsh码c₁和c₂的第一主径延时，匹配滤波器MF12和MF22使用与基站相同的相互正交、长度为L的Walsh码c₁和c₂的第二主径延时，接收信号由四个匹配滤波器分别解扩，解扩后求和再判决。

与现有的CDMA***不同，本发明基于广义互补匹配滤波器的空时扩谱方法，基站发射机和移动台接收机均使用两个正交Walsh码，及双匹配滤波器以获得所需的自相关和互相关广义互补特性。

与现有技术相比所具有的有益效果：

与现有空时扩谱CDMA***方案不同，本发明的CDMA***基站仅需使用两个双全向天线，移动台使用单个全向天线。基站采用本发明对多用户的数据流在基带进行双正交扩谱发射分集，单天线移动台采用本发明广义互补匹配滤波器接收数据可获得分集增益，在整体上显著提高无线通信***的信息传输质量。另外，与现有空时扩谱CDMA***方案不同，采用本发明的方案，移动台用广义互补匹配滤波器还原数据，不需要进行矩阵运算，仅需跟踪与同步两主径信号，两路初始解扩信号求和获得解扩信号。移动台接收机电路实现简单，进而减小移动台体积并节约成本。

附图说明

图1是本发明基站发射分集电路与移动台接收机电路原理图

图2是本发明基站发射分集电路图。

图3是图1中基站应用本发明CDMA***空时扩谱方法的流程图。

图4是本发明移动台接收机电路示意图。

图5是图3中移动台应用本发明CDMA***空时扩谱方法的流程图。

图6是采用本发明的CDMA***中的移动台误码率曲线图。

图7是未采用本发明的CDMA***中的移动台误码率曲线图。

具体实施方式

下面通过附图对本发明进行详细阐述。

参照图1，本发明是对CDMA***下行链路的空时扩谱方法。本发明的***包括基站和多个移动台，基站有两个全向天线，每个移动台只有一个全向天线。

(1)采用广义互补匹配滤波器空时扩谱方法的CDMA***基站发射机

基站对各用户数据流b在基带进行发射分集，其发射分集电路包括、混频器M1，M2和调制器MD1和MD2。参照图2，本发明对CDMA***下行链路的空时扩谱对每一用户的数据流使用两个扩谱码。

结合图2和图3，CDMA基站发射机对各用户数据流b进行基带处理的步骤是：

1)步骤S11：采用两个相互正交长度为L的Walsh码分别对据流b进行扩谱，得到扩谱信号bc₁和bc₂；

2)步骤S12：采用调制器MD1和MD2分别对基带扩谱信号bc₁和bc₂进行射频调制得到发射信号t₁和t₂；

3)步骤S13：分别采用两个天线发射信号t₁和t₂。

扩谱码c₁和c₂可看作是单位实向量，而且有 $c_i^H{c}_j={\mathrm{\δ}}_{\mathrm{ij}}(i,j\∈[\mathrm{1,2}\left]\right),$ “H”表示复共轭转置。

t₁＝bc₁    (1)

t₂＝bc₂

上述是CDMA基站基带电路中的处理流程。

(2)采用广义互补匹配滤波器空时扩谱方法的CDMA***移动台接收电路

下面结合图4和图5，介绍CDMA移动台接收机电路对接收信号的处理。在多径衰落下，假设从基站发射天线到移动台接收天线的信道包含J个不同的路径。基站从第m个天线阵元出来的J条路径经过独立的瑞利衰落，用信道参数h_mj表示(m＝1、2，j＝1、2......J)。具体而言，第一根天线发射的信号的信道衰落用信道参数h_1j表示；第二根天线发射的信号的信道衰落用信道参数h_2j表示。移动台根据基站发送的下行导引信号估计信道衰减与多径延时。

本发明的采用广义互补匹配滤波器空时扩谱方法的移动台接收电路基带部分实施方案是：接收信号分别输入并接的两组匹配滤波器进行解扩，两路初始解扩信号送入加法器叠加得到最终解扩信号，解扩信号送入判决器，恢复出原始信号。

移动台接收机电路包括匹配滤波器MF11、MF12、MF21和MF22，其中前两者为一组，后两者为另一组，加法器A1、A2和A3。

基站从第一和第二天线发送的发射信号t₁、t₂，分别经多径衰落h₁、h₂后，在移动台接收端得到的信号为

$r=\sqrt{\mathrm{\ρ}}(\underset{j=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{1j}b{c}_{1j}+\underset{j=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{2j}b{c}_{2j})+v=\sqrt{\mathrm{\ρ}}{C}_1{h}_{1}b+\sqrt{\mathrm{\ρ}}{C}_2{h}_{2}b+n---\left(2\right)$

其中，C_l＝[c_l1，…，c_lJ]，h_l＝[h_l1，…，h_lJ]^T，l∈{1，2}；n为干扰向量，是多用户干扰与信道噪声之和，用ρ代表每个多径分量的期望SNR(信噪比)， $\mathrm{\ρ}=1/{\mathrm{\σ}}_v^2.$

移动台通过一全向天线(如图3所示)接收信号r，进行如下处理：

1)步骤S21：采用两组与扩谱码c₁和c₂相对应的匹配滤波器组分别对两路数据进行扩谱，得到两路初始扩谱信号；

MF11和MF12虽然都与c₁相对应，但与c₁的相位不同，分别采用多径接收信号中幅度或能量最大的两条主径下c₁的相位(移动台根据基站发送的下行导引信号估计多径延时，无需估计路径衰减因子，只需比较计算出最强的两条主径的延迟时间，从而得到延迟扩谱码相位，不同的相位代表不同的延迟时间，此时经过不同延迟时间的c₁成为c₁₁和c₁₂)；同理，MF21和MF22分别对应着c₂的幅度或能量最大的两条延迟信号c₂₁和c₂₂。

接收信号r分别在滤波器MF11和MF12与经过不同延迟的扩谱码c₁相关，输出解扩信号d₁₁和d₁₂，d₁₁和d₁₂在累加器A1求和得到初始解扩信号d₁＝d₁₁+d₁₂；同理，接收信号r经过滤波器MF21和MF22的处理后得到初始解扩信号d₂＝d₂₁+d₂₂，d₁₁、d₁₂、d₂₁和d₂₂的数学表达式分别是

$d_{11}=c_{11}^{H}r=\sqrt{\mathrm{\ρ}}{R}_{11}{h}_{11}b+c_{11}^H{n}_{11}$

$d_{12}=c_{12}^{H}r=\sqrt{\mathrm{\ρ}}{R}_{12}{h}_{12}b+c_{12}^H{n}_{12}$

$d_{21}=c_{21}^{H}r=\sqrt{\mathrm{\ρ}}{R}_{21}{h}_{21}b+c_{21}^H{n}_{21}$

$d_{22}=c_{22}^{H}r=\sqrt{\mathrm{\ρ}}{R}_{22}{h}_{22}b+c_{22}^H{n}_{22}$

这里 $R_{11}=c_{11}^H{c}_{11},R_{12}=c_{12}^H{c}_{12},R_{21}=c_{21}^H{c}_{21}{,R}_{22}=c_{22}^H{c}_{22},$ 而n₁₁，n₁₂，n₂₁，n₂₁为各匹配滤波器输出中的干扰和噪声之和。

2)步骤S22：将两路初始解扩信号叠加，得到最终解扩信号d，送入后继判决电路判决，判决方法是：如果d＞0，还原数据比特b＝1，否则还原数据比特b＝0。

采用链路仿真验证采用广义互补匹配滤波器的空时扩谱技术的有效性，仿真条件：小区有一个基站，128个在线移动台；基站发送数据10⁵比特，测移动台接收数据的误比特率，将它与没有采用该技术的单天线***性能进行比较；仿真未加信道纠错编解码；基站和移动台使用的扩谱码c₁和c₂是长度为256的正交Walsh码；广义互补匹配滤波器仅跟踪同步两个主要多径，c₁和c₂经过多径信道延迟后的形式为C₁＝[c₁₁ c₁₂]、C₂＝[c₂₁ c₂₂]，延迟取10个码片。信道衰减为随机的。

图6是采用本发明的CDMA***的误码率随期望的SNR(信干比)的链路仿真结果，图7表示未采用本发明的CDMA***的误码率随期望的SNR的链路仿真结果。

可以看出，当误码率为2×10^-2时，采用了本发明的CDMA***的SNR比没有采用这种技术的***SNR增加了3dB。

通过图6和图7的效果对比，说明本发明广义互补匹配滤波器空时扩谱方法是有效的：在相同的扩谱码长度与相同的用户数条件下，使用本发明的CDMA***的每个移动用户降低了***的误码率，改善了通信质量。

上面虽然通过实施例描绘了本发明，但本领域普通技术人员知道，本发明有许多变形和变化而不脱离本发明的精神，所附的权利要求将包括这些变形和变化。

Claims (8)

1.一种采用广义互补匹配滤波器的CDMA***空时扩谱方法，该CDMA***包括至少一基站和多个与基站通信的移动台，其特征在于，

基站按照如下步骤得到发射信号：

1)对每一用户的数据流采用相互正交的扩频码分别对数据流扩频形成两路扩频信号；

2)将扩频信号调制，得到发射信号t₁和t₂；

3)基站由两根天线分别发射信号t₁和t₂；

移动台按照如下步骤得到还原数据：

4)对接收到的基带信号采用两组匹配滤波器分别解扩，并将同一组匹配滤波器输出的解扩信号相叠加得到两路初始解扩信号；

5)将两路初始解扩信号严格同步并合并得到最终解扩信号；

6)将最终解扩信号送入检波判决，得到还原数据。

2.如权利要求1所述的采用广义互补匹配滤波器的CDMA***空时扩谱方法，其特征在于，步骤1)中，基站对每一移动用户的数据流使用相互正交扩谱码c₁和c₂扩谱，并由基站的两根天线分别发射信号t₁和t₂。

3.如权利要求1所述的采用广义互补匹配滤波器的CDMA***空时扩谱方法，其特征在于，步骤4)中移动台无需估计与基站两根天线发射间的信道参数h₁和h₂，只需要对比选择接收信号中强度或者能量最大主径信号，并与之同步，其方法是：匹配滤波器MF11和MF12与基站发送的扩谱码c₁的两主要延时信号c₁₁和c₁₂同步，匹配滤波器MF21和MF22与基站发送的扩谱码c₂的两主要延时信号c₂₁和c₂₂同步。

4.如权利要求2所述的采用广义互补匹配滤波器的CDMA***空时扩谱方法，其特征在于，移动台匹配滤波器MF11、MF12、MF21和MF22与基站发送的扩谱码同步的实现方法是移动台根据基站发送的下行导引信号估计多径延时，无需估计路径衰减因子，只需比较计算出最强的两条主径的延迟时间，从而得到延迟扩谱码相位，不同的相位代表不同的延迟时间。

5.如权利要求1所述的采用广义互补匹配滤波器的CDMA***空时扩谱方法，其特征在于，步骤5)匹配滤波器MF11和MF12输出求和，匹配滤波器MF21和MF2输出求和，其功能为对消多址干扰与信道噪声。

6.如权利要求1所述的采用广义互补匹配滤波器的CDMA***空时扩谱方法，其特征在于，步骤6)中判决方法是如果最终解扩信号d＝d₁+d₂＞0，还原数据比特b＝1，否则还原数据比特b＝0。

7.如权利要求2所述的采用广义互补匹配滤波器的CDMA***空时扩谱方法，其特征在于，最终解扩信号d＝d₁+d₂中d₁和d₂的获取方法是，经过滤波器MF11和MF12的处理后得到初始解扩信号d₁₁和d₁₂，在累加器A1求和得到初始解扩信号d₁＝d₁₁+d₁₂；同理，经过滤波器MF21和MF22的处理后得到初始解扩信号d₂₁和d₂₂，在累加器A21求和得到初始解扩信号d₂＝d₂₁+d₂₂，其中d₁₁、d₁₂、d₂₁和d₂₂的数学表达式分别是

$d_{11}=c_{11}^{H}r=\sqrt{\mathrm{\ρ}}{R}_{11}{h}_{11}b+c_{11}^H{n}_{11}$

$d_{12}=c_{12}^{H}r=\sqrt{\mathrm{\ρ}}{R}_{12}{h}_{12}b+c_{12}^H{n}_{12}$

$d_{21}=c_{21}^{H}r=\sqrt{\mathrm{\ρ}}{R}_{21}{h}_{21}b+c_{21}^H{n}_{21}$

$d_{22}=c_{22}^{H}r=\sqrt{\mathrm{\ρ}}{R}_{22}{h}_{22}b+c_{22}^H{n}_{22}.$

8.如权利要求1所述的采用广义互补匹配滤波器的CDMA***空时扩谱方法，其特征在于，CDMA***的移动台仅有一根全向天线，用以接收信号并输入到射频处理单元，但该移动台有4个匹配滤波器MF11和MF12与MF21和MF22，处理接收信号。

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