CN1615588A - 产生脉冲宽度调制信号的方法和设备 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种用于脉冲宽度调制(PWM)信号(30、130)的方法。输入是被调制的数字信号(24、124)。按图示的方式，被调制的输入信号或者是PDM信号，或者是PCM信号。在本发明的一个实施例中，PCM到PWM的转换器(16、116)包括占空比校正电路(48)。使用的方法可以包括对预测、内插、和校正后获得的值进行循环迭代。数字到模拟的转换***(10)，使用工作在全数字域的PDM到PWM的转换器(20)，并且不包括模拟电路。

Description

产生脉冲宽度调制信号的方法和设备

技术领域

本发明一般涉及脉冲宽度调制，更具体说，是涉及把脉冲密度数据流或把脉冲编码数据流之一转换为脉冲宽度调制信号。

背景技术

脉冲宽度调制(PWM)是产生有高效率的功率信号的合适方法。具体说，许多高效率的数字音频开关功率放大器，都以PWM信号传送为基础。这些放大器的数字音频输入，通常是脉冲编码调制的(PCM)。直接从PCM到PWM变换，以产生均匀抽样的PWM(UPWM)信号，是一种非线性运算，导致大量谐波失真。相反，自然抽样的PWM(NPWM)不包含谐波失真。自然抽样的PWM信号，在模拟域把模拟输入信号与锯齿的或三角形的斜坡信号比较，容易产生。NPWM的脉冲边缘，由输入的模拟信号与谐波信号之间的自然交叉点确定。但是，在数字域，根据PCM输入数据，计算NPWM的自然交叉点，在计算上是昂贵的。

超音频激光唱盘(SACD)是一种新的数字音频数据格式。音频已被数字化，并以脉冲密度调制(PDM)格式存储。它由重复抽样的(64*Fs，这里Fs是开始抽样速率)一比特PDM数据流组成。理想的是，把SACD比特流(或任何PDM比特流)转换为脉冲宽度调制(PWM)信号，这种信号能用于驱动高效率的开关数字音频放大器。SACD PDM比特流，能直接用作开关信号；但是，这样的解决方案不能立刻用于实施任何需要的信号处理(即音量控制、均衡、等等)。

脉冲密度调制信号(如SACD)通常是噪声形状的，以便把量化的噪声排出要使用的频带。这样将导致包含大量带外噪声的频谱。

商业上已经介绍了一种用于SACD输入的非常高端(high-end)的开关数字音频放大器。但是，为了适应音量控制，它不能直接放大SACD PDM信号。代替的是，它必须处理作为模拟信号的PDM输入信号，该模拟信号能作为音量控制而随意衰减。然后，该信号馈送至七阶一比特累计增量ADC调制器(seventh-order one-bit sigma delta ADCmodulator)，由该调制器产生新的PDM信号，供开关放大器放大。该***的严重缺点在于，信号不能保持在数字域。数字输入信号被转换为模拟信号，在模拟域进行信号处理，然后再转换为数字(PDM)信号，驱动开关放大器。丧失了自始至终数字信号的全部优点。此外，与使用PWM信号相比，使用PDM信号驱动开关放大器还有一些缺点。举例说，与PDM相比，PWM有较低的平均开关频率，从而导致较高的效率。还有，与非归零的PWM信号相比，PDM信号的非归零(NRZ)性质能够导致失真。可能有人考虑在数字域处理高速一比特PDM信号，接着使用数字累计增量调制器。但是，如此高比特速率的处理，代价是极高的。

SACD解调和放大的许多常见方法，包括：对高抽样速率的PDM进行抽选，成为低抽样速率的PCM；进行信号处理；进行数字到模拟的转换；最后在模拟域放大。这种方法的显著缺点是，丧失了高效数字开关放大的所有优点。

因此，最好有一种计算上有效的方法，完全在数字域中把已编码的PDM和PCM两种输入信号，转换为PWM开关波形，以便有利于驱动开关数字功率放大器。这样的方法如通常在PDM信号中发现那样，能耐受带外噪声。

附图说明

本发明将在附图中通过举例但不是限制的方式说明，图中用相同的参考数字表示相同的单元。

图1按照本发明，画出一个数字到模拟的转换***的实施例。

图2按照本发明，画出另一个数字到模拟的转换***的实施例。

图3按照本发明，画出一个PCM到PWM转换器的实施例。

图4按照本发明，画出自然抽样电路中使用的几种信号。

图5画出双边的PWM信号时序图的一个实施例。

图6按照本发明的一个实施例，以流程图的形式，表明自然抽样电路执行的功能。

图7是方框图，表明用通用计算机实施本发明的一个实施例。

本领域熟练人员显然明白，图中各单元是为简化和清楚而画出的，且不按比例。例如，图中某些单元的尺寸，可以相对于其他单元放大，以便帮助对本发明实施例的了解。

具体实施方式

图1画出一个数字到模拟的转换***10的实施例。在本发明的一个实施例中，数字到模拟的转换***10，接收脉冲密度调制(PDM)信号24，作为PDM到PWM转换器20的输入。然后，PDM到PWM转换器20向低通滤波器18提供脉冲宽度调制(PWM)信号30。低通滤波器18提供模拟信号作为输出，送至负载22(未画出)。在一个实施例中，负载22可以是音频扬声器。本发明的其他实施例可以用其他类型的负载。在本发明的一个实施例中，PDM到PWM转换器20包括：抽选滤波器12、数字信号调节电路14、和PCM到PWM转换器16。在一个实施例中，抽选滤波器12接收PDM信号24作为输入，又提供脉冲编码调制(PCM)信号26作为输出。应当指出，PDM信号24在高抽样速率时有一比特的分辨率。抽选滤波器12降低了抽样速率，并在得到的脉冲编码调制(PCM)信号26中，增加了比特分辨率。数字信号调节电路14接收PCM信号26作为输入，并提供调节的PCM信号28作为输出。PCM到PWM转换器16接收PCM信号28作为输入，并向低通滤波器18提供PWM信号30作为输出。应当指出，本发明另外的实施例中，作为数字到模拟转换***10的一部分，可以任选地包括放大器。例如，可以任选地在转换器16和低通滤波器18之间包括放大器(未画出)。或者，任选的放大器(未画出)可以包括在低通滤波器18和负载22之间。应当指出，本发明另外的实施例，可以把抽选滤波器12和数字信号调节电路14的功能，按任何方式组合。重要的是，电路12和14的功能是接收PDM信号24作为输入，并提供调节的PCM信号作为输出。由数字信号调节电路14执行的数字信号调节，可以有较大的变化。例如，本发明一些实施例可以使用数字信号调节电路14来提供音量控制、图形均衡、和其他需要的数字效果或处理。另外，数字信号的调节，可以在抽选滤波器功能之前执行。

图2画出数字到模拟转换***110的一个实施例。在本发明的一个实施例中，数字到模拟转换***110接收脉冲编码调制(PCM)信号124，作为PCM到PWM转换器120的输入。然后，PCM到PWM转换器120向低通滤波器118提供脉冲宽度调制(PWM)信号130。低通滤波器118提供模拟信号作为输出，送至负载122(未画出)。在一个实施例中，负载122可以是音频扬声器。本发明的其他实施例可以用其他类型的负载。在本发明的一个实施例中，PCM到PWM转换器120包括：重复抽样电路112、数字信号调节电路114、和PCM到PWM转换器116。在一个实施例中，重复抽样电路112接收PCM信号124作为输入，又提供重复抽样的脉冲编码调制(PCM)信号126作为输出。数字信号调节电路114接收重复抽样的脉冲编码调制(PCM)信号126作为输入，并提供调节的PCM信号128作为输出。PCM到PWM转换器116接收调节的PCM信号128作为输入，并向低通滤波器118提供PWM信号130作为输出。应当指出，在本发明另外的实施例中，可以任选地包括放大器，作为数字到模拟转换***110的一部分。例如，可以任选地在转换器116和低通滤波器118之间包括放大器(未画出)。或者，任选的放大器(未画出)可以包括在低通滤波器118和负载122之间。应当指出，本发明另外的实施例，可以把重复抽样电路112和数字信号调节电路114的功能，按任何方式组合。重要的是，电路112和114的功能是接收PCM信号124作为输入，并提供调节的PCM信号作为输出。由数字信号调节电路114执行的数字信号调节，可以有较大的变化。例如，本发明一些实施例可以使用数字信号调节电路114来提供音量控制、图形均衡、和其他需要的数字效果或处理。另外，数字信号的调节，可以在重复抽样电路功能之前执行。

图3画出图1所示PCM到PWM转换器16，和图2所示PCM到PWM转换器116的实施例。应当指出，虽然PCM到PWM转换器16、116两者都以图3表示，但图1所示数字到模拟转换***10和图2所示数字到模拟转换***110交错的实施例，可以使用PCM到PWM转换器16、116不同的实施例。应当指出，对图3，可选的线路和连接，用虚线画出。在PCM到PWM转换器16、116的一个实施例中，包括自然抽样电路40和PWM量化器及噪声整形器42。在一个实施例中，自然抽样电路40接收调节的PCM信号(U)28、128作为输入，并提供自然抽样点输出(X)57作为输出。PWM量化器和噪声整形器42接收自然抽样点输出(X)57作为输入，并提供PWM信号30、130作为输出。在本发明的一个实施例中，自然抽样电路40包括：占空比预测器44、信号值内插器46、和占空比校正电路48。在本发明的一个实施例中，占空比预测器44接收调节的PCM信号(U)28、128作为输入，并提供时间点推测(G)50作为输出。信号值内插器46接收时间点推测(G)50作为输入，并提供内插信号值(V)52作为输出。占空比校正电路48接收内插信号值(V)52作为输入，并提供自然抽样点输出(X)57作为输出。在本发明的一个实施例中，自然抽样点输出(X)57是作为先前的自然抽样点输出(X)58，向占空比预测器44反馈的。同样，在本发明的一些实施例中，自然抽样点输出(X)57是作为更新的时间点推测(G)56，反馈至信号值内插器46的输入。在本发明的一些实施例中，内插信号值(V)52还作为更新的时间点推测(G)59反馈。应当指出，反馈路径56、58、和59是可选的，且可以包括或不包括在本发明各个实施例中。还应当指出，占空比预测器44是可选的。本发明的一些实施例可以直接向信号值内插器46提供调节的PCM信号(U)28、128。应当指出，时间点推测(G)50信号，还作为占空比校正电路48的输入而提供。应当指出，调节的PCM信号(U)28、128，也作为信号值内插器46与占空比校正电路48的输入而提供。应当指出，如果没有使用占空比预测器44，那么时间点推测(G)信号50，仅是同一个调节的PCM信号(U)28、128信号。向PWM量化器及噪声整形器42的输入，是高分辨率PWM信号的自然抽样点输出(X)57。因此，PWM量化器及噪声整形器42把该高分辨率PWM信号量化，产生较低分辨率的量化的PWM信号30、130。在一个实施例中，电路42的噪声整形功能，对通带外的量化噪声整形。

仍旧参考图3，在本发明的一个实施例中，增加占空比校正电路48，可以极大地增加转换器16、116产生的自然抽样点输出(X)信号57的精度。事实上，在某些应用中，向转换器16、116增加占空比校正电路48，可以完全取消占空比预测器44。但是，在本发明另外的实施例中，可以使用占空比校正电路48与占空比预测器44的组合。增加占空比校正电路48，可以降低转换器16、116要求计算的数和存储量。增加占空比校正电路48，还极大地改进自然抽样点输出(X)信号57的失真性能，从而也改进PWM信号30、130的失真性能。此外，占空比校正电路48产生对带外噪声更不敏感的自然抽样点输出(X)信号57。这一点特别重要，因为PDM信号24(见图1)通常含有颇大的带外噪声量。

图4画出自然抽样电路40(见图3)中使用和/或产生的一些信号的时域表示，其中通过使用锯齿形状的斜坡信号81，产生单边的PWM信号。本发明另外的实施例，使用不同于锯齿形状的斜坡信号。例如，图5画出的实施例，是使用对称三角形斜坡信号90的双边PWM信号的时序图。斜坡信号90的左半边表示在斜坡上升时，而右半边表示在斜坡下降时。选择调节的PCM信号(U)28、128的各个抽样，与斜坡信号81或斜坡信号90各中心对齐。理论上的模拟信号81和理论上的模拟信号91，表示与调节的PCM信号(U)28、128对应的理想模拟信号。双边的PWM信号30、130的例子，画在图5。选择调节PCM信号(U)28、128在左半边具有偶次指标，而奇次指标与右半边的PCM信号(U)30、130对齐。

现在参考图3和图4，使用调节的PCM(U)信号28、128，时间点推测(G)信号50被用来计算内插信号值(V)52的值。除非所有误差被消除，否则内插信号值(V)52不等于时间点推测(G)50。差(V-G)被乘以理论上模拟信号80的估算信号斜率(S)，计算校正(C)82。自然抽样点输出(X)信号57是已校正的信号。应当指出，在本发明的一个实施例中，选择斜坡信号81线性地从0上升到1。

图6以流程图的形式，表明图3的自然抽样电路40一个实施例执行的功能。在一个实施例中，流程199在开始椭圆200开始，然后前进至步骤203，步骤203给出推测时间(G)。步骤203给出的推测时间(G)，是根据调节的PCM抽样和/或先前计算的自然抽样点输出(X)。然后，流程199前进至步骤204，在步骤204，时间点推测(G)上的内插信号值(V)，是根据调节的PCM信号(U)，按数字方式计算的。然后，流程199在判断菱形202上继续，判断菱形202要作出判定，是否有必要用内插的信号值(V)作为下一个时间点推测(G)，重复步骤204。应当指出，可以用判断菱形202来重复步骤204N次，这里N是大于或等于零的整数。因此，如果N等于0，步骤204只执行一次，不出现循环迭代。应当指出，步骤205仅表示，步骤204将用内插的信号值(V)作为下一个时间点推测(G)。在重复N次步骤204之后，流程199在步骤206继续，步骤206根据最新的内插信号值(V)及最新时间点推测(G)和估算的信号斜率(S)，建立校正(C)。离开步骤206，流程199在步骤207继续，步骤207把校正(C)与最新的内插信号值(V)组合，产生自然抽样点输出(X)。离开步骤207，流程199在步骤208继续，步骤208对每一调节的PCM信号(U)的抽样，重复整个流程199。离开步骤208，流程199前进至椭圆201，流程在此结束。在本发明另外的实施例中，步骤206和207可以移至判断菱形202之前，以便使步骤206和207作为迭代循环的一部分重复。应当指出，在本发明的一些实施例中，在判断菱形202中使用的数N，可以作为流程199使用的值之一的函数。例如，判断菱形202中的值N，可以作为校正值(C)的函数。应当指出，在本发明另外的实施例中，可以按步骤203的要求，使用任何适当的方法来给出时间点推测(G)。给出时间点推测(G)方法的一个例子，在U.S.Patent申请序号09/478,024中说明，该申请由Pallab Midya等人在2000年1月5日提出。

可以证明，对给定的内插级，图6说明的由转换器16、116执行的流程，产生的自然抽样点输出(X)，与该级的理想自然抽样点比较，是接近优化的。

本发明一个实施例的数学描述，可以用下面的变量给出：

抽样指标n

调节的PCM信号U(n)28、128

时间点推测G(n)50

内插信号值V(n)52

校正信号C(n)82

自然抽样点输出X(n)57

第一次迭代中自然抽样的时间点推测：G₁(n)

第一次迭代中在抽样点上内插而获得的内插信号值：V₁(n)

第一次迭代中自然抽样点输出：X₁(n)

第二次迭代中自然抽样的时间点推测：G₂(n)

第二次迭代中在抽样点上内插而获得的内插信号值：V₂(n)

第二次迭代中对信号值的校正：C₂(n)

第二次迭代中自然抽样点输出：X₂(n)

第一步是确定初始时间点推测(G)50。按它最普遍形式，它的导出，是组合先前的、现在的、和将来的调节PCM信号(U)28、128的抽样，以及过去计算的自然抽样点输出(X)57的抽样。例子如下，

G(n)＝U(n)+[2{X(n-1)-U(n-1)}-{X(n-2)-U(n-2)}]       [1]

或

G(n)＝U(n)+{X(n-1)-U(n-1)}                          [2]

或

G(n)＝U(n)                                          [3]

理论的模拟信号80、91在推测时间点上的内插信号值(V)52，是根据内插公式计算的。在本发明的一些实施例中已经观察到，当把调节的PCM信号(U)28、128的均匀抽样与斜坡81、90的中心对齐时，可以获得更好的精度。对双边的PWM使用这一方法(见图5)，对左边的PWM，内插信号值(V)52可以按下式计算。

$V\left(2n\right)=$

$U\left(2n\right)+\{G\left(2n\right)-\frac{1}{2}\}\left\{\frac{U(2n+1)-U(2n-1)}{2}\right\}+\left\{\frac{U(2n+1)+U(2n-1)-2U\left(2n\right)}{2}\right\}{\{G\left(2n\right)-\frac{1}{2}\}}^2---\left[4\right]$

对右边，有类似的方程式。

$V(2n+1)=$

$U(2n+1)+\{\frac{1}{2}-G(2n+1)\}\left\{\frac{U(2n+2)-U\left(2n\right)}{2}\right\}+\left\{\frac{U(2n+2)+U\left(2n\right)-2U(2n+1)}{2}\right\}{\{\frac{1}{2}-G(2n+1)\}}^2---\left[5\right]$

这两个方程式都是根据三点二阶Lagrange内插公式。也可以根据精度和计算所受约束条件，用其他阶的Lagrange内插公式，或其他类型的内插公式代替。

下一步是校正步骤。校正步骤根据的想法是，如果时间点推测(G)接近理想的自然抽样时间点，则内插信号(V)52的值非常接近斜坡。因此，信号值(V)必然非常接近时间点推测(G)。任何差值都表明时间点推测(G)不完全精确，从而可以在假定信号移动足够慢的条件下校正。对左边PWM和右边PWM的一阶校正分别由下式给出。

$C\left(2n\right)=\{V\left(2n\right)-G\left(2n\right)\}\left\{\frac{U(2n+1)-U(2n-1)}{2}\right\}---\left[6\right]$

$C(2n+1)=\{V(2n+1)-G(2n+1)\}\left\{\frac{U(2n+2)-U\left(2n\right)}{2}\right\}---\left[7\right]$

在两种情形中，校正的自然抽样点输出，由简单地把内插的信号值与校正信号值相加确定。

X(m)＝V(m)+C(m)                                     [8]

校正项改进了精度。可以引进循环迭代来进一步改进精度。通常两次迭代明显地改进了精度。循环迭代可以如下式所示，用校正的自然抽样点输出作为新的时间点推测实施。

$V_1\left(2n\right)=$

$U\left(2n\right)+\{G_1\left(2n\right)-\frac{1}{2}\}\left\{\frac{U(2n+1)-U(2n-1)}{2}\right\}+\left\{\frac{U(2n+1)+U(2n-1)-2U\left(2n\right)}{2}\right\}{\{G_1\left(2n\right)-\frac{1}{2}\}}^2---\left[9\right]$

$C_1\left(2n\right)=\{V_1\left(2n\right)-G_1\left(2n\right)\}\left\{\frac{U(2n+1)-U(2n-1)}{2}\right\}---\left[10\right]$

G₂(2n)＝X₁(2n)＝V₁(2n)+C₁(2n)                         [11]

公式(9-11)中的步骤可以重复，以便改进精度。获得给定精度必要的循环迭代数，与重复抽样比有关。如果与低的重复抽样比对应的信号移动迅速，且从这一抽样到下一抽样的变化显著，那么需要增加循环。随之而来的是增加计算的和存储的要求。每一次时间点估算、计算信号值的内插、信号值的校正等的复杂性，随要求的精度而改变。优化的算法可以依据精度要求，以及对存储器和计算的约束来设计。作为例子，对一个输入信号约束在20kHz带宽和375kHz PWM开关频率的数字音频放大器***的实施例，下面的左边的公式可以用来获得极其优良的结果。

G(2n)＝U(2n)                                       [12]

$V\left(2n\right)=$

$U\left(2n\right)+\{U\left(2n\right)-\frac{1}{2}\}\left\{\frac{U(2n+1)-U(2n-1)}{2}\right\}+\left\{\frac{U(2n+1)+U(2n-1)-2U\left(2n\right)}{2}\right\}{\{U\left(2n\right)-\frac{1}{2}\}}^2---\left[13\right]$

$X\left(2n\right)=V\left(2n\right)+\{V\left(2n\right)-G\left(2n\right)\}\left\{\frac{U(2n+1)-U(2n-1)}{2}\right\}---\left[14\right]$

对应的右边公式如下。

G(2n+1)＝U(2n+1)                                   [15]

$V(2n+1)=$

$U(2n+1)+\{\frac{1}{2}-U(2n+1)\}\left\{\frac{U(2n+1)-U(2n-1)}{2}\right\}+\left\{\frac{U(2n+2)+U\left(2n\right)-2U(2n+1)}{2}\right\}{\{\frac{1}{2}-U(2n+1)\}}^2---\left[16\right]$

$X(2n+1)=V(2n+1)+\{V(2n+1)-G(2n+1)\}\left\{\frac{U(2n+2)-U\left(2n\right)}{2}\right\}---\left[17\right]$

应当指出，在该例子中，初始时间点推测(G)50已经选择为输入的调节PCM信号(U)28、128。因为调节的PCM信号(U)28、128已经可用，而尚没有与推测有关的计算或存储器存储。与内插信号值(V)52有关的计算，是11步乘法或加法计算。对该步骤需要4个存储器单元。校正自然抽样点输出的计算，需要另外两步加法或乘法运算并使用一个存储器单元。因此，对该例子，每一抽样需要总数13步运算和5个存储器单元。对375kHz开关频率，每开关周期两个抽样，总的计算是每秒9.75兆步运算。低的总存储器要求，对降低整个计算开销特别有利。

应当指出，从PCM到PWM的直接变换，是非线性运算，如果不用例如PCM到PWM的转换器16、116，将导致总谐波失真不可接受。应当指出，PCM到PWM转换器16、116执行的转换过程，产生高的线性输出，从而不致使PWM信号30、130增加显著的谐波分量。还应当指出，PCM到PWM转换器16、116执行的转换过程，能高度耐受常常伴随脉冲密度调制输入信号如SACD的大量整形的宽带噪声。

图3中增加的占空比校正电路48，可以导致更有效的PCM到PWM转换器16、116。这样的PCM到PWM转换器16、116，能够用于单边的或双边的两种PWM信号。现在参照图6，步骤204、206、和207中的一个或多个步骤执行的循环迭代，能使PCM到PWM转换器16、116产生更精确的、有更少谐波失真和接近理论极限精度的PWM信号30、130。

在一个实施例中，本发明是用全数字结构处理新SACD音频格式，并把它转换为数字PWM信号，驱动高效的数字开关放大器。应当指出，这样的结构，容易适应完全在数字域的音量控制、图形均衡、和其他需要的数字信号处理功能的处理。因此，本发明说明的结构，保持从PDM输入信号到放大的数字PWM输出信号全程的、完全的数字通路。然而，虽然本发明已经在音频信号处理方面说明，但重要的是要指出，本发明能用于任何类型的数字信号处理应用，其中把脉冲密度调制数据流或脉冲编码调制数据流，转换为脉冲宽度调制信号。音频信号处理，正是这种应用之一。

图3说明的PCM到PWM转换器16、116，连同图6说明的方法，可以用于广大的各种频率，包括射频。例如，公开的电路及方法，可以用作射频放大器的一部分。

图7是方框图，表明用通用计算机220实施本发明的一个实施例。通用计算机220包括计算机处理器222和存储器224，由总线226连接。存储器224是相对高速的机器可读媒体，包括易失性存储器，如DRAM和SRAM，和非易失性存储器，如ROM、FLASH、EPROM、EEPROM、和磁泡存储器。与总线连接的还有副存储器230、外部存储器232、输出装置如监视器234、输入装置如键盘(连鼠标)236、打印机238、和一个或多个通过通信链路228耦合的其他计算机240。副存储器230包括机器可读媒体，如硬盘驱动器、磁鼓、和磁泡存储器。外部存储器232包括机器可读媒体，如软盘、可移动硬盘驱动器、磁带、CD-ROM、甚至能经通信线路连接的其他计算机。这里画出的副存储器230和外部存储器232之间的差别，主要是便于本发明的说明。所以，在这些单元之间存在基本功能的重叠。包括用户程序的计算机软件233，可以存储在计算机软件存储媒体中，如存储器224、副存储器230、和外部存储器232。副存储器230和非易失性存储器为执行而直接装入易失性存储器、直接从非易失性存储器执行、或为执行而装入易失性存储器之前存储进副存储器230。

因为实施本发明的设备，绝大部分包括本领域熟练人员孰识的电子部件和电路，所以电路的细节，如上所述，除了作必要的解释，例如为理解并认识本发明的基本概念之外，不作更多的解释，以便不妨碍或分散本发明的教导。

在前面的说明书中，已参照特定实施例说明本发明。但是，本领域一般人员显然知道，在不违背本发明的范围下，可以作出各种修改和变化，本发明的范围在后面的权利要求书中阐明。因此，应当认为，本说明书和图是说明性的而不是限制意义的，且所有这些修改和变化，应当认为包括在本发明的范围之内。

上面已经就特定实施例说明本发明的好处、优点、和解决问题的方案。但是，不能认为，这些好处、优点、和解决问题的方案、以及产生和成为更显著的这些好处、优点、和解决问题的方案的任何单元，是任一项或全部权利要求关键的、要求的、或本质的特特征或单元。

Claims (10)

1.一种用于产生脉冲宽度调制信号的方法，包括：

接收以数字格式调制的输入信号(24)，该调制的输入信号的形式是脉冲密度调制(PDM)；和

把调制的输入信号转换为脉冲宽度调制(PWM)形式(30)，给出脉冲宽度调制信号(30)，该转换完全按数字格式进行。

2.按照权利要求1的方法，其中的转换还包括：

抽选(12)被调制的输入信号(24)，以降低被调制的输入信号的抽样率，并增加被调制的输入信号的分辨率。

3.按照权利要求1的方法，其中的转换还包括：

通过至少修改被调制的输入信号的振幅响应或频率响应之一调节(14)被调制的输入信号。

4.按照权利要求1的方法，其中的转换还包括对多个预定的抽样的每一个：

预测(203)自然抽样时间点，以便对被调制的输入信号抽样；

在预测的自然抽样时间点对被调制的输入信号进行内插(204)，给出内插的信号值；

提供校正值(206)，用于校正与预测的自然抽样时间点有关的误差，该校正值由内插的信号值、预测的自然抽样时间点、和估算的信号斜率提供；和

组合(207)校正值和内插的信号值，给出校正的自然抽样点输出。

5.一种用于产生脉冲宽度调制信号的设备(10)，包括：

输入终端，用于接收以数字格式调制的输入信号(24)，该调制的输入信号的形式是脉冲密度调制(PDM)；和

与输入终端耦合的转换器(20)，该转换器把调制的输入信号转换为脉冲宽度调制形式(30)，给出脉冲宽度调制信号(30)，该转换由转换器完全按数字格式进行。

6.按照权利要求5的设备，其中的转换器(20)还包括：

与输入终端耦合的抽选滤波器(12)，用于对被调制的输入信号进行抽选，以降低被调制的输入信号的抽样率，并增加被调制的输入信号的分辨率。

7.按照权利要求5的设备，其中的转换器还包括：

数字信号调节电路(14)，用于在把被调制的输入信号转换为脉冲宽度调制形式之前，调节被调制的输入信号。

8.按照权利要求7的设备，其中还包括：

与数字信号调节电路耦合的滤波器(18)，用于对脉冲宽度调制信号滤波，通过抑制预定的频率分量使脉冲宽度调制信号适合驱动负载。

9.一种用于产生脉冲宽度调制信号的方法，包括：

接收被调制的输入信号，该被调制的输入信号的形式，或者是脉冲编码调制(PCM)(24)、或者是脉冲密度调制(PDM)(124)；

把调制的输入信号转换为脉冲宽度调制形式，给出脉冲宽度调制信号(30、130)，该转换完全按数字格式进行，该转换还包括对多个预定的抽样的每一个：

预测(203)自然抽样时间点，以便对被调制的输入信号抽样；

在预测的自然抽样时间点对被调制的输入信号进行内插(204)，给出内插的信号值；

提供校正值(206)，用于校正与预测的自然抽样时间点有关的误差，该校正值由内插的信号值、预测的自然抽样时间点、和估算的信号斜率提供；和

组合校正值和内插的信号值(207)，给出校正的自然抽样点输出。

10.一种用于产生脉冲宽度调制信号的设备(10、110)，该设备包括：

输入终端，用于接收被调制的输入信号，该调制的输入信号的形式或者是脉冲编码调制(PCM)(24)、或者是脉冲密度调制(PDM)(124)；

转换器(16、116)，用于把调制的输入信号转换为脉冲宽度调制形式，给出脉冲宽度调制信号，该转换完全按数字格式进行，该转换器还包括：

占空比预测器(44)，用于预测(203)自然抽样时间点，以便对被调制的输入信号抽样；

与占空比预测器耦合的信号值内插器(46)，该信号值内插器在自然抽样时间点上，对被调制的输入信号进行内插；和

与信号值内插器耦合的校正电路(48)，该校正电路提供校正值，用于校正与预测的自然抽样时间点有关的误差，该校正值由内插的信号值、预测的自然抽样时间点、和估算的信号斜率提供，该校正电路把校正值和内插信号值组合，给出校正的自然抽样点输出。

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