CN1595856B - 移动通信***终端获取广播信息位置的方法及装置 - Google Patents

Abstract

一种移动通信***终端获取广播信息位置的方法及装置，其主要是利用TDD通信***控制复帧同步的方法，针对其同一组特定的相对相位调制信息来反映特定信息位置，特点是：A、增设判决相位调制序列的装置和其运行方法；B、增设动态调节判决门限的装置和其运行方法。因此，实施本发明，使TSM和LCR移动通信***中终端设备在进行小区搜索时能够在极短的时间内准确地获取BCCH的位置。

Description

移动通信***终端获取广播信息位置的方法及装置

技术领域

本发明涉及一种采用相对调制相位值来指明时分双工(TDD)通信***的特定信息位置的装置及方法，包括但不限于TDD低码率(LCR)移动通信***和TSM移动通信***，更确切地说是涉及这些***中终端的广播信息获取过程，特别是TDD LCR移动通信***和TSM移动通信***中用户设备(UE)的小区搜索过程。

背景技术

对于一种通信***，特别是移动通信***，***信息的读取是接收端接入***的关键所在。而在TDD的***特别是TDD的移动通信***当中，承载***信息的广播信道所在帧(子帧)的位置一般由一组特定的相对相位调制信息来反映。

在时分同步码分多址(TD-SCDMA)移动通信***中，广播信道所在帧(LCR移动通信***中的一个子帧相当于TSM移动通信***中的一帧)的位置由下行同步序列(SYNC-DL)和TS0时隙中训练序列间相对的调制相位序列给出。如图1所示，对于TSM移动通信***，如果连续4帧的SYNC-DL相对调制相位序列为(315，225，315，45)度，则表明下一帧的TS0时隙中含有广播控制信道(BCCH)；而对于LCR移动通信***，如果连续4个子帧的SYNC-DL相对调制相位序列为(135，45，225，135)度，则表明下一帧的TS0时隙中含有BCCH。下面以TSM移动通信***为例进行说明。

相对调制相位序列信息是UE获取***信息位置和控制复帧同步的关键所在。如图1和图2所示，在TSM移动通信***中，一个控制复帧内可能出现的SYNC-DL的调制相位序列有两种，即S1和S2，下一个控制复帧将重复使用相同的调制相位序列。实际上，在LCR移动通信***中，则S1将用于指明后续四帧含有BCCH信息，而S2则用于指明后续四帧不含有BCCH信息。

表1表示TSM移动通信***中，SYNC-DL相对调制相位序列

代号	四相位(度)	含义
			S1	135，45，225，135	下四帧不含有BCCH信息
S2	315，225，315，45	下四帧含有BCCH信息

从表1可知，对于TSM移动通信***中，就小区搜索过程而言，搜索时间、检测概率和误检概率等都具有重要的意义。因此，如何快速而准确地获取S2的位置就成为一个关键，也就是说，搜索时间应尽可能的短，检测概率应尽可能的高。例如：检测概率应大于95％，误检概率应小于1％，而搜索时间不大于1.5倍的控制复帧长度。

目前常用的方法和装置是连续收取大量帧(如48帧)的数据进行一次性判决，这种方法和装置需要等待极长的时间才能进行判断，从而使得整个小区搜索过程的时间消耗始终维持在较高水平，倘若一次性判决失败，那么下一次判决又需要等待相同的时间和帧数，这对于手机用户而言将是无法容忍的；另一方面，对于LCR移动通信***，由于BCCH的位置具有多种周期性和模式，因此这种方法和装置在LCR移动通信***中的适用性也大大地降低。

发明内容

如上所述，在时分同步码分多址移动通信***中，如何使终端设备快速而准确地获取BCCH的位置，减少误检概率，并缩短检测时间，是本发明所要解决的技术问题，因此，本发明的目的在于提供一种时分同步码多分址移动通信***的终端设备获取广播信息位置的装置；

本发明的另一目的在于提供一种TSM移动通信***中获取广播信息位置的方法；

本发明的又一目的在于提供一种LCR移动通信***中获取广播信息位置的方法；

本发明的技术解决方案如下：

根据本发明的一种时分同步码多分址移动通信***的终端设备获取广播信息位置的装置，其包括一基准序列生成器，其输出参照序列信号；

一信道估计器，其根据接收信号和该基准序列生成器的输出信号进行信道估计并输出信道估计后处理信号；

一多径合并装置，其根据接收信号和该信道估计器输出信号而输出相位承载序列部分的多径合并信号；

一相位调制承载序列生成器，其输出相位调制承载序列信号；

一调制相位估计器，其根据该多径合并装置和该相位调制承载序列生成器的输出信号而输出一帧的调制相位估计信号：其特点是，还有依次后接该调制相位估计器的一用来判决相位调制序列的第一判决器和动态调节判决门限单元；

该第一判决器根据该调制相位估计器的输出信号统计帧数是否大于3，并将满足帧数大于3的结果信号输入该动态调节判决门限单元，否则继续处理下一帧信号；

该动态调节判决门限单元则根据内设门限和该第一判决器的输出信号判决，确定输出广播信息位置信号，否则重新调节门限。

所述的动态调节判决门限单元包括依次成电路联结的计算装置、第二判决器和门限调节器；其中：

该计算装置计算最近连续四帧调制相位估计值与已知N长度相位间的“距离”或“相关性”；该第二判决器依据门限对计算装置的输出信号进行比较，输出确定广播信息位置信号或将未找到广播信息位置信号送给门限调节器，该门限调节器依据条件动态调节计算装置的门限。

根据本发明的一种TSM移动通信***中获取广播信息位置的方法，其步骤包括：

S11、初始化四个门限值和令帧数K＝0，

S12、接收下一帧数据，K＝K+1，

S13、利用训练序列进行信道估计，取信道估计窗的第一条路径、功率最大的若干径和/或设定噪声门限来获取信道估计值，

S14、对SYNC-DL部分进行多径信息合并，

S15、估计单帧SYNC-DL的调制相位，

S16、判断帧数是否大于3，若不大于3，便返回步骤S12；若帧数大于3，则跳转到步骤S17，

S17、计算K-3、K-2、K-1、K四个帧的四个调制相位分别与四个相位之间的“距离”或“相关性”，

S18、判断Ds2(K-3)是否满足门限的要求？若满足要求，便执行S19，获取BCCH数据块的位置；否则，执行S20，其中，Ds2(K-3)表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位与S2的“距离”或“相关性”，

S20、判断(K-3)是否为4的倍数？若不是4的倍数，便返回步骤S12；否则，执行步骤S21，

S21、利用Ds1(K-6)至Ds1(K-3)的信息分别动态调节第1至第4四个门限的值，并返回步骤S12；

其中，Ds1(K-6)表示K-6、K-5、K-4、K-3四个帧的调制相位与S1的“距离”或“相关性”，Ds1(K-3)表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位与S1的“距离”或“相关性”。

所说S11中，初始化四个门限值可取区间(2.5，4.5)中的任一值，所说的初始化四个门限值均取值3.5或

所说的S11中，初始化四个门限值可取区间(0.0，4.0)中的任一值，该四个门限的初始化均取值2.0；

所说S13中的信道估计是指由路径***或路径搜索器所指定的多径参数，并采用相关或快速傅利叶变换的方法进行信道估计；

所说S14对SYNC-DL部分多径信息合并是采用最大比合并或等增益合并的方式来获取SYNC-DL部分的估计值r′_n；

所说的S15，其利用合并后的SYNC-DL信息进行调制相位估计，并获得一个单一的SYNC-DL调制相位值的估计值：

其中，调制相位相关序列

式中，n＝1，2，…64，r′_n是接收端SYNC-DL部分的估计值，是未经相位调制的SYNC-DL部分原始序列；符号“|.|”表示对一个复数进行的求模值运算；或

所说的S15，其中的调制相位估计：

$S_k=\underset{n=1}{\overset{64}{\mathrm{\Σ}}}{t}_n,$

其中，式中，n＝1，2，…64，r′_n是接收端SYNC-DL部分的估计值，是未经相位调制的SYNC-DL部分原始序列；

所说的S17中的计算K-3、K-2、K-1、K四个帧的四个调制相位与四相位间的“距离”或“相关性”是采用S1和S2间的2范数距离的平方Ds1(K-3)和Ds2(K-3)，

$\mathrm{Ds}1(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{|S_{K-4+i}-S1\left(i\right)|}^2;$

$\mathrm{Ds}2(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{|S_{K-4+i}-S2\left(i\right)|}^2;$

其中，S_K-4+i，i＝1、2、3、4，分别表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位值。

$S1=\frac{1}{\sqrt{2}}\{-1+j,1+j,-1-j,-1+j\};$

$S2=\frac{1}{\sqrt{2}}\{1-j,-1-j,1-j,1+j\};$ 或

所说的S17中的计算K-3、K-2、K-1、K四个帧的四个调制相位与四相位间的“距离”或“相关性”是

采用相关方式来获得，其步骤包括：

a、计算最近连续四个检测相位与S1和S2之间的相关值：

$P_{S1}(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K-4+i}\·{\left(S1\left(i\right)\right)}^{*},$

$P_{S2}(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K-4+i}\·{\left(S2\left(i\right)\right)}^{*};$

其中，S_K-4+i，i＝1、2、3、4，分别表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位值。

b、计算最近连续四个检测相位的功率值和P_avg(K-3)：

$P_{\mathrm{avg}}(K-3)=\underset{I=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_{K-4+i}\right|}^2;$

P_avg(K-3)表示K-3、K-2、K-1、K四个检测相位的功率值和；

c、进行归一化：

$P_{S1,\mathrm{norm}}(K-3)=\frac{{\left|P_{S1}(K-3)\right|}^2}{P_{\mathrm{avg}}(K-3)},$

$P_{S2,\mathrm{norm}}(K-3)=\frac{{\left|P_{S2}(K-3)\right|}^2}{P_{\mathrm{avg}}(K-3)};$

d、求出S1和S2的判决量：

D_S1(K-3)＝P_S1，norm(K-3)或

$D_{S1}(K-3)=P_{S1,\mathrm{norm}}(K-3)\·\cos \left(\arg \left(P_{S1}(K-3)\right)\right)$

$=P_{S1,\mathrm{norm}}(K-3)\·\frac{\mathrm{Re}\left\{P_{S1}(K-3)\right\}}{\left|P_{S1}(K-3)\right|},$

$D_{S2}(K-3)=P_{S2,\mathrm{norm}}(K-3)\·\cos \left(\arg \left(P_{S2}(K-3)\right)\right)$

$=P_{S2,\mathrm{norm}}(K-3)\·\frac{\mathrm{Re}\left\{P_{S2}(K-3)\right\}}{\left|P_{S2}(K-3)\right|},$

其中，函数arg(.)表示对一个复数进行提取相位操作，函数cos(.)表示求余弦运算，函数Re(.)表示对一个复数进行取实部操作；

所说的S18中判断Ds2(K-3)是否满足门限的要求是指四个门限的值为区间(2.5，4.5)中的任一值，满足Ds2(K-3)＜Threshold(Kmod(4)+1)；其中Threshold(K mod(4)+1)是门限值；或

所说的S18中判断Ds2(K-3)是否满足门限的要求是指四个门限的值为区间(0.0，4.0)中的任一值，满足Ds2(K-3)＞Threshold(K mod(4)+1)；其中Threshold(K mod(4)+1)是门限值；

所说的S21之动态调节第1至第4四个门限值是利用了Ds1(K-6)至Ds1(K-3)的信息分别调节第1至第4四个门限的值；方式1、将Ds1(K-6)至Ds1(K-3)分别与一固定值比较，依照各自的大小关系调节相应的门限，所说的门限调节为

其中Threshold为一门限值，如3.5或2.0；α为一调整值，如0.3或-0.3；方式2、通过Ds1(K-6)至Ds1(K-3)寻找与S1四相位最相似的位置，并且只将与最相似位置相对应的门限要求放宽，而将其它的门限要求加大；方式3、按无限冲击响应滤波器调节相应的门限，即

Threshold(i)＝(1+λ(K+i-7))*Threshold(i)-λ(K+i-7)·Ds1(K+i-7)

式中λ(i)为无限冲击响应滤波器的遗忘因子，所说的无限冲击响应滤波器的遗忘因子λ(i)均取相同的固定值，所说的λ(i)值可为0.1或0.2；在实施中，门限值Threshold(i)限制在(2.0，5.0)的区间内；

另外，所说的S21之动态调节第1至第4四个门限值是利用P_S1，norm(K-6)至P_S1，norm(K-3)的信息分别调节第1至第4四个门限的值，所说的利用P_S1，norm(K-6)至P_S1，norm(K-3)的信息来调节第1至第4四个门限值是按公式

S1_pattern(i)＝(1-λ(K+i-7))*S1_pattern(i)+λ(K+i-7)*D_S1(K+i-7)

Threshold(i)＝C-S1_pattern(i)进行门限值的更新，

式中i＝1，2，3，4，且(K-3)为4的倍数，所说的遗忘因子λ(K+i-7)的取值为[0.0，1.0]之间的一个实数，所有的遗忘因子λ(K+i-7)的均取可为0.90。

其中，P_S1，norm(K-3)表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位与S1的“距离”或“相关性”经过归一化后的幅度，P_S1，norm(K-6)表示K-6、K-5、K-4、K-3四个帧的调制相位与S1的“距离”或“相关性”经过归一化后的幅度。

根据本发明的一种LCR移动通信***中获取广播信息位置的方法，包括如下步骤：

S11′、初始化四个门限值和令帧数K＝0，

S12′、接收下一帧数据，K＝K+1，

S13′、利用训练序列进行信道估计，取信道估计窗的第一条路径、功率最大的若干径和/或设定噪声门限来获取信道估计值，

S14′、对SYNC-DL部分进行多径信息合并，

S15′、估计单帧SYNC-DL的调制相位，

S16′、判断帧数是否大于3，若不大于3，便返回执行S12′；若帧数大于3，则执行S17′，

S17′、计算K-3、K-2、K-1、K四个帧的四个调制相位分别与四个相位之间的“距离”或“相关性”，

S18′、判断Ds1(K-3)是否满足门限的要求？若满足要求，便执行S19′，获取BCCH数据块的位置；否则，执行S20′，

S20′、判断(K-3)是否为4的倍数？若不是4的倍数，便返回执行S12′；否则，执行S21′，

S21′、利用Ds2(K-6)至Ds2(K-3)的信息分别动态调节第1至第4四个门限的值，然后返回执行S12′；

所说S11′的四个门限值之区间为(2.5，4.5)，该四个门限值均取值3.5或

所说的S11′中四个门限值的区间为(0.0，4.0)，该所说的S11′中的四个门限值均取值2.0；

所说S13′中的信道估计是指由路径***或路径搜索器所指定的多径参数，并采用相关或快速傅利叶变换的方法进行信道估计；所说的后处理是取第一径、功率最大的若干径和/或设定噪声门限来获取信道估计值；

所说S14′对SYNC-DL部分多径信息合并是采用最大比合并或等增益合并的方式来获取SYNC-DL部分的估计值r′_n；

所说的S15′，其利用合并后的SYNC-DL信息进行调制相位，并获得一个单一的SYNC-DL调制相位值的估计值：

其中，调制相位相关序列

式中，n＝1，2，…64，r′_n是接收端SYNC-DL部分的估计值，是未经相位调制的SYNC-DL部分原始序列；符号“|.|”表示对一个复数进行的求模值运算，或

所说的S15′，其中的相位估计：

$S_k=\underset{n=1}{\overset{64}{\mathrm{\Σ}}}{t}_n,$ 其中 $t_n=c_n^{*}\×r_n^{\′},$

式中，n＝1，2，L 64，r′_n是接收端SYNC-DL部分的估计值，

是未经相位调制的SYNC-DL部分原始序列；

所说的S17′的计算K-3、K-2、K-1、K四个帧的四个调制相位与四相位间的“距离”或“相关性”是采用S1和S2间的2范数距离的平方：

Ds1(K-3)和Ds2(K-3)，

$\mathrm{Ds}1(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{|S_{K-4+i}-S1\left(i\right)|}^2;$

$\mathrm{Ds}2(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{|S_{K-4+i}-S2\left(i\right)|}^2;$

其中，S_K-4+i，i＝1、2、3、4，分别表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位值；

$S1=\frac{1}{\sqrt{2}}\{-1+j,1+j,-1-j,-1+j\};$

$S2=\frac{1}{\sqrt{2}}\{1-j,-1-j,1-j,1+j\};$ 或

所说的S17′中的计算K-3、K-2、K-1、K四个帧的四个调制相位与既定四相位间的“距离”或“相关性”是采用相关方式来获得，其步骤包括：

a、计算最近连续四个检测相位与S1和S2之间的相关值：

$P_{S1}(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K-4+i}\·{\left(S1\left(i\right)\right)}^{*},$

$P_{S2}(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K-4+i}\·{\left(S2\left(i\right)\right)}^{*};$

其中，S_K-4+i，i＝1、2、3、4，分别表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位值。

b、计算最近连续四个检测相位的功率值和P_avg(K-3)：

$P_{\mathrm{avg}}(K-3)=\underset{I=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_{K-4+i}\right|}^2;$

P_avg(K-3)表示K-3、K-2、K-1、K四个检测相位的功率值和；

c、进行归一化：

$P_{S1,\mathrm{norm}}(K-3)=\frac{{\left|P_{S1}(K-3)\right|}^2}{P_{\mathrm{avg}}(K-3)},$

$P_{S2,\mathrm{norm}}(K-3)=\frac{{\left|P_{S2}(K-3)\right|}^2}{P_{\mathrm{avg}}(K-3)};$

d、求出S1和S2的判决量：

D_S1(K-3)＝P_S1，norm(K-3)或

$D_{S1}(K-3)=P_{S1,\mathrm{norm}}(K-3)\·\cos \left(\arg \left(P_{S1}(K-3)\right)\right)$

$=P_{S1,\mathrm{norm}}(K-3)\·\frac{\mathrm{Re}\left\{P_{S1}(K-3)\right\}}{\left|P_{S1}(K-3)\right|},$

$D_{S2}(K-3)=P_{S2,\mathrm{norm}}(K-3)\·\cos \left(\arg \left(P_{S2}(K-3)\right)\right)$

$=P_{S2,\mathrm{norm}}(K-3)\·\frac{\mathrm{Re}\left\{P_{S2}(K-3)\right\}}{\left|P_{S2}(K-3)\right|},$

其中，函数arg(.)表示对一个复数进行提取相位操作，函数cos(.)表示求余弦运算，函数Re(.)表示对一个复数进行取实部操作；

所说的S18′中判断Ds1(K-3)是否满足门限的要求是指四个门限的值为区间(2.5，4.5)中的任一值，满足Ds1(K-3)＜Threshold(Kmod(4)+1)，其中Threshold(K mod(4)+1)是门限值；或

所说的S18′中判断Ds1(K-3)是否满足门限的要求是指四个门限的值为区间(0.0，4.0)中的任一值，满足Ds1(K-3)＞Threshold(Kmod(4)+1)，其中Threshold(K mod(4)+1)是门限值；

所说的S21′之动态调节第1至第4四个门限值是利用了Ds2(K-6)至Ds2(K-3)的信息分别调节第1至第4四个门限的值；方式1、将Ds2(K-6)至Ds2(K-3)分别与固定值比较，依照各自的大小关系调节相应门限，所说的门限调节为

其中Threshold为一门限值，如3.5或2.0；α为一调整值，如0.3和-0.3；方式2、所说的S21′中利用Ds2(K-6)至Ds2(K-3)的信息分别调节第1至4四个门限的值是通过Ds2(K-6)至Ds2(K-3)寻找与S2最相似的位置，并且只将与最相似位置相对应的门限要求放宽，而将其它的门限要求加大；方式3、所说的S21′中利用Ds2(K-6)至Ds2(K-3)的信息分别调节第1至4四个门限的值是按无限冲击响应滤波器调节相应的门限，即

Threshold(i)＝(1+λ(K+i-7))*Threshold(i)-λ(K+i-7)·Ds2(K+i-7)

式中λ(i)为无限冲击响应滤波器的遗忘因子，所说的无限冲击响应滤波器的遗忘因子λ(i)均取相同的固定值，所说的λ(i)值为0.1或0.2；在实践中，上述的门限值Threshold(i)限制在(2.0，5.0)的区间内或

所说的S21′之动态调节第1至第4四个门限值是利用P_S2，norm(K-6)至P_S2，norm(K-3)的信息分别调节第1至第4四个门限的值，其所说的利用P_S2，norm(K-6)至P_S2，norm(K-3)的信息来调节第1至第4四个门限值是按公式

S2_pattern(i)＝(1-λ(K+i-7))*S2_pattern(i)+λ(K+i-7)*D_S2(K+i-7)

Threshold(i)＝C-S2_pattern(i)进行门限值的更新；

式中i＝1，2，3，4，且(K-3)为4的倍数，所说的遗忘因子λ(K+i-7)的取值为[0.0，1.0]之间的一个实数，而且所有的遗忘因子λ(K+i-7)的均取值为0.90。

本发明的优点如下：本发明的TSM和LCR移动通信***中查找BCCH位置的高效方法和装置，从而实现移动台的控制复帧同步和小区搜索过程，即提出了一种利用动态门限值获取四相位匹配的方法，可使终端设备快速而准确地获取BCCH的位置，减小误检概率，并缩短检测时间。通过仿真结果，在临界工作点附近及以上，采用该装置可以获得99.9％的检测概率，最短的搜索时间为4帧，平均搜索时间为27-28帧，同时误检概率低于0.01％。

附图说明

图1是时分同步码多分址移动通信***的一个控制复帧内四相位示意图。

图2是时分同步码多分址移动通信***的相对相位调制示意图。

图3是本发明的获取特定信息位置的装置方块图。

图4是本发明应用于TSM移动通信***中获取BCCH位置的程序流程图。

图5是本发明应用于LCR移动通信***中获取BCCH位置的程序流程图。

具体实施方式

下面根据图3，图4和图5给出本发明的二个较好实施例，进一步说明本发明的技术特征和功能特色，使能更好地说明本发明，但不是用来限制本发明的保护范围。

参见图3，它是一个获取特定信息位置的装置方块图，该装置可以运用于利用一组N长度的相对相位调制信息来反映特定信息位置的TDD通信***。如图3所示，本发明的时分同步码分多址移动通信***终端获取广播信息位置的装置，包括依次成电路联结的基准序列生成器1、信道估计器2、多径合并装置3、调制相位估计器5、以及作为判决相位调制序列的第一判决器6、和动态调节判决门限单元7，该单元7包括依次成电路联结的计算装置71、第二判决器72、和门限调节器73；该调制相位估计器5的输入端与一相位调制承载序列生成器4的输出端连接；该信道估计器2和多径合并装置3分别接受来自移动通信***的相对调制相位序列信号。

所述的信道估计器2利用基准序列生成器1生成的基准序列(如midamble，训练序列等，其作用是在信道估计中起到参考作用)和接收信号进行信道估计和信道估计后处理，在实施过程中可以运用路径***或者路径搜索器来指定多径参数；所述的多径合并装置3采用信道估计器2的信息对输入信号中的相位调制承载序列部分(如SYNC-DL)进行多径合并；调制相位估计器5根据多径合并装置3和所述的相位调制承载序列生成器4的输入信息进行一帧(子帧)的调制相位估计，输出结果可以为硬判决值或者软判决值；第一判决器6对处理的帧(子帧)数进行统计，并决定是否转入计算装置71，实际上也起到了一个开关作用；计算装置71则计算出最近N帧(子帧)调制相位估计值与既定N长度相位间的“相似程度”，这里所述的“相似程度”可采用两者之间的“距离”或者“相关性”等方式来表示；第二判决器72依据门限对计算装置71的输出结果进行判决，以便确定特定信息(如BCCH数据)的位置；如果尚未找到特定信息的位置，该门限调节器73将依据一定的条件动态调节计算装置71的门限，其原则是依照不同位置上出现特定N相位的不同概率而设计不同的门限值，对于出现特定N相位概率大的地方放松门限要求，反之则加大门限要求。

参见图4，它是以TSM移动通信***为例，说明对图3所示装置的一种算法实现步骤。

图4是本发明应用于TSM移动通信***获取广播信息位置的程序流程图，其运行图3所示的本发明的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的装置，步骤11初始化四个门限，令帧数据K＝0，步骤12，接收下一帧数据K＝K+1，和步骤13，利用进行信道估计并进行后处理训练序列此三个步骤是运行所述的基准序列生成器1和信道估计器2，以获得接收信号的多径参数；

步骤14是对SYNC-DL部分多径信息合并，其运行所述的多径合并装置3，采用信道估计器2的信息对输入信号中的相位调制承载序列部分进行多径合并；

步骤15是估计单帧SYNC-DL的调制相位，其运行所述的相位调制承载序列生成器4和调制相位估计器5，进行一帧(子帧)的相位估计。

步骤16是判断帧数是否大于3？如果大于3，执行步骤17，如果不大于3，则返回步骤12，其运行所述的第一判决器6，实施对处理的帧(子帧)数进行统计，若大于3，则送计算装置71，否则继续处理下一帧数据；

步骤17是计算K-3、K-2、K-1、K四个帧的四个调制相位与四个相位间的“距离”或“相关性”，其运行所述的计算装置71，从而令计算装置71计算出最近N帧(子帧)调制相位估计值与已知N长度相位间的“距离”或“相关性”；

步骤18是判断判断Ds2(K-3)是否满足门限的要求？若满足要求，便执行步骤19，得出BCCH数据块的位置；否则执行步骤20，

步骤18和19是运行所述的第二判决器72，该第二判决器72依据计算装置71的输出进行判决，以便确定特定信息的位置；

步骤20是判断(K-3)是否为4的倍数？如果是4的倍数则执行步骤21；如果不是4的倍数，则返回步骤12，即运行信道估计器2，步骤20运行所述的第二判决器72，而步骤21则运行所述的门限调节器73，即门限调节器73依据一定条件来动态调节计算装置71的设定门限，从而动态调节第1～第4四个门限值。下面给出二个实施例。

实施例一

步骤11，设定四个初始门限Threshold(1)到Threshold(4)为区间(2.5，4.5)中的某一值，例如3.5，，原则上四个初始门限设置为相同，也可以有所差别；同时，在接收一帧(子帧)数据开始之前需设置帧(子帧)数K＝0，

步骤12，接收下一帧数据K＝K+1，

步骤13，首先利用TS0时隙中的训练序列部分进行信道估计，具体实施时可以由路径***或者路径搜索器来指定多径参数，并采用相关或者快速傅立叶变换(FFT)的方法，同时可以利用过采样的技术来进一步提高整个发明的性能；然后要对信道估计的结果进行后处理，具体实施时可取第一径、功率最大的若干径、或者采用最大径和(或)噪声设置门限来获取最终的信道估计值等。

步骤14，利用上述获取径的冲击响应对SYNC-DL部分进行相位旋转和多径信息合并，从而得出SYNC-DL部分的估计值r′_n，具体实施时可采用最大比合并、等增益合并等。

步骤15，利用合并后的SYNC-DL信息进行调制相位的估计，具体实施时可先采用式(1)的算法获取一调制相位相关序列t_n，

$t_n=c_n^{*}\×r_n^{\′}---\left(1\right)$

其中n＝1，2，L 64，r′_n是接收端SYNC-DL部分的估计值，是未经相位调制的SYNC-DL部分原始序列。由于t_n是一长度为64的序列，因而必须获取一个单一的SYNC-DL调制相位值的估计值，具体实施时可采用软判决或者硬判决的方法，例如公式(2)所示的一种软判决方法，

$S_k=\underset{n=1}{\overset{64}{\mathrm{\Σ}}}{t}_n/\left|\underset{n=1}{\overset{64}{\mathrm{\Σ}}}{t}_n\right|---\left(2\right)$

其中，符号“|.|”表示对一个复数进行的求模值运算。

步骤16，判断帧数是否大于3？如果不大于3，返回执行步骤12；如果帧数大于3，则执行步骤17，

步骤17，这一步骤的目的是为步骤18的判决和步骤21的动态门限调整做准备，其实现方式可以是多样的，只要能够反映检测四相位与既定四相位间的“距离”或“相关性”即可。例如，可以计算出最近4帧(子帧)SYNC-DL调制相位的估计值与S1和S2之间的2范数距离的平方Ds1(K-3)和Ds2(K-3)。根据表1的信息，可将S1和S2用复数表示如下：

$S1=\frac{1}{\sqrt{2}}\{-1+j,1+j,-1-j,-1+j\}---\left(3\right)$

$S2=\frac{1}{\sqrt{2}}\{1-j,-1-j,1-j,1+j\}---\left(4\right)$

利用公式(5)和公式(6)分别求出Ds1(K-3)和Ds2(K-3)：

$\mathrm{Ds}1(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{|S_{K-4+i}-S1\left(i\right)|}^2---\left(5\right)$

$\mathrm{Ds}2(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{|S_{K-4+i}-S2\left(i\right)|}^2---\left(6\right)$

其中，S_K-4+i，i＝1、2、3、4，分别表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位值。

步骤18，对于TSM移动通信***，利用第N个门限对Ds2(K-3)进行判决，其中N等于K除以4的余数再加1，即判决不等式(7)是否成立：

Ds2(K-3)＜Threshold(Kmod(4)+1)                        (7)

其中Threshold(K mod(4)+1)是门限值

对于LCR移动通信***，利用第N个门限对Ds1(K-3进行判决，其中N等于K除以4的余数再加1，即判决不等式(7′)是否成立：

Ds1(K-3)＜Threshold(Kmod(4)+1)                        (7′)

其中Threshold(K mod(4)+1)是门限值

实际上，门限值Threshold(i)(i＝1，2，3，4)的四个初始值是非常重要的，在步骤17所示方法的前提下，四个初始门限的值可为区间(2.5，4.5)中的某一值，例如3.5。

步骤19，如果判决不等式(7)成立，则在下一帧(子帧)的TS0时隙将存在BCCH数据。

步骤20，判断(K-3)是否为4的倍数？如果是4的倍数，执行步骤21；否则返回步骤12接收下一帧数据K＝K+1；

步骤21，对于TSM移动通信***，当K-3为4的倍数时，利用了Ds1(K-6)至Ds1(K-3)的信息分别调节第1至4个门限的值。对于LCR移动通信***，当K-3为4的倍数时，利用了Ds2(K-6)至Ds2(K-3)的信息分别调节第1至4个门限的值该步骤是本发明的关键之一。具体实施时可以有多种实现方式。例如在TSM移动通信***中：

实现方式一为将Ds1(K-6)至Ds1(K-3)分别与一固定值比较，依照各自的大小关系调节相应的门限，如公式(8)所述，其中Threshold为一门限值，例如3.5；α为一调整值，例如0.3。

实现方式二为寻找Ds1(K-6)至Ds1(K-3)中的最小值的位置，并且只将与最小值位置相对应的门限增加，而将其它的门限减小。

实现方式三为利用公式(9)所述的无限冲击响应滤波器调节相应的门限，其中λ(i)为无限冲击响应滤波器的遗忘因子，为了简化实施方案，一般情况下λ(i)均取为相同的固定值，例如0.1或者0.2等等。

Threshold(i)＝(1+λ(K+i-7))*Threshold(i)-λ(K+i-7)·Ds1(K+i-7)           (9)

此外，在实施过程当中还可以限制Threshold(i)的取值范围，例如可以将Threshold(i)限制在(2.0，5.0)的区间。

对于所有的实施方案，还可以比较与S1最相似的四相位出现的位置是否存在着周期性，以便决定门限调整方案。对于LCR移动通信***，只须将实现方式一、实现方式二和实现方式三中的Ds1换成Ds2即可。

实施例二

这里介绍另一种根据本发明在TSM移动通信***中获取广播信息位置的另一个实施例。

对于TSM移动通信***，步骤11-16与上述优选实施例一中基本相同，只是在步骤11中，初始化四个门限值为区间(0.0，4.0)中的某一值，例如，2.0，和在步骤15中，计算所得的调制相位估计并不进行归一化处理，而是直接按公式(10)来计算：

$S_k=\underset{n=1}{\overset{64}{\mathrm{\Σ}}}{t}_n---\left(10\right)$

步骤17中，检测四相位与既定四相位间的“距离”或“相关性”采用相关(correlation)的方法获得，即按如下公式(11)和(12)分别计算最近连续四个检测相位与S1和S2之间的相关值P_S1(K-3)和P_S2(K-3)：

$P_{S1}(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K-4+i}\·{\left(S1\left(i\right)\right)}^{*}---\left(11\right)$

$P_{S2}(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K-4+i}\·{\left(S2\left(i\right)\right)}^{*}---\left(12\right)$

其中，S_K-4+i，i＝1、2、3、4，分别表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位值。

然后，计算最近连续四个检测相位的功率值和P_avg(K-3)：

$P_{\mathrm{avg}}(K-3)=\underset{I=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_{K-4+i}\right|}^2$

P_avg(K-3)表示K-3、K-2、K-1、K四个检测相位的功率值和；

并分别按如下公式(13)和(14)，将P_S1(K-3)和P_S2(K-3)按P_avg(K-3)进行归一化处理后得到另两个变量P_S1，norm(K-3)和P_S2，norm(K-3)：

$P_{S1,\mathrm{norm}}(K-3)=\frac{{\left|P_{S1}(K-3)\right|}^2}{P_{\mathrm{avg}}(K-3)}---\left(13\right)$

$P_{S2,\mathrm{norm}}(K-3)=\frac{{\left|P_{S2}(K-3)\right|}^2}{P_{\mathrm{avg}}(K-3)}---\left(14\right)$

同时，按如下公式(15)，计算针对S2的判决变量D_S2(K-3)：

$D_{S2}(K-3)=P_{S2,\mathrm{norm}}(K-3)\·\cos \left(\arg \left(P_{S2}(K-3)\right)\right)$

$=P_{S2,\mathrm{norm}}(K-3)\·\frac{\mathrm{Re}\left\{P_{S2}(K-3)\right\}}{\left|P_{S2}(K-3)\right|}$

其中，函数arg(.)表示对一个复数进行提取相位操作，函数cos(.)表示求余弦运算，函数Re(.)表示对一个复数进行取实部操作。

而针对S1的判决变量D_S1(K-3)可直接取为P_S1，norm(K-3)；或者，也可与D_S2(K-3)类似地按如下公式(15)来计算：

$D_{S1}(K-3)=P_{S1,\mathrm{norm}}(K-3)\·\cos \left(\arg \left(P_{S1}(K-3)\right)\right)$

$=P_{S1,\mathrm{norm}}(K-3)\·\frac{\mathrm{Re}\left\{P_{S1}(K-3)\right\}}{\left|P_{S1}(K-3)\right|}---\left(15\right)$

步骤18，判断以下不等式(16)是否成立：

D_S2(K-3)＞Threshold(Kmod(4)+1)                            (16)

其中，这里门限值Threshold(i)(i＝1，2，3，4)的四个初始值门限值的取值应在[0.0，4.0]之间的一个实数，推荐的取值为均设为2.0。

步骤19，如果判决不等式(16)成立，则在下一帧(子帧)的TS0时隙将存在BCCH数据。

步骤20与上述实施例一相同。

步骤21，利用P_S1，norm(K-6)至P_S1，norm(K-3)的信息分别调节第1至4个门限的值。例如，可按以下公式(17)和(18)进行门限值的更新：

S1_pattern(i)＝(1-λ(K+i-7))*S1_pattern(i)+λ(K+i-7)*D_S1(K+i-7)   (17)

Threshold(i)＝C-S1_pattern(i)                                     (18)

(i＝1，2，3，4，且当K-3为4的倍数时)。

其中，遗忘因子λ(K+i-7)的取值为[0.0，1.0]之间的一个实数，推荐取值为所有λ(K+i-7)均取为0.90；数组{S1_pattern(i)}(i＝1，2，3，4)的推荐初始取值为均取为2.0(亦即对应了门限值Threshold(i)的初始取值也均为2.0)；而式(18)中的常数C则用于进行S1_pattern(i)与门限Threshold(i)之间的转换，推荐取值为C＝4.0。

最后，请参见图5，它是本发明应用于LCR移动通信***获取广播信息位置的程序流程图，其与图4一样，运行图3所示的时分同步码分多址移动通信***中的终端设备获取广播信息位置的装置，其所包括的步骤S11′～S21则与图4中的步骤S11～S21一一对应，实际上，针对LCR移动通信***的情况，只需将上述有关描述、公式和符号中的Si和S2进行互换即可。

通过本发明的实施，TSM和LCR移动通信***中终端设备UE在进行小区搜索时能够在较短的时间内准确地获取BCCH的位置。

Claims (41)

1.一种时分同步码多分址移动通信***终端获取广播信息位置的装置；其包括：

一基准序列生成器(1)，其输出参照序列信号；

一信道估计器(2)，其根据接收信号和该基准序列生成器(1)的输出信号进行信道估计并输出信道估计后处理信号；

一多径合并装置(3)，其根据接收信号和该信道估计器(2)输出信号而输出相位承载序列部分的多径合并信号；

一相位调制承载序列生成器(4)，其输出相位调制承载序列信号；

一调制相位估计器(5)，其根据该多径合并装置(3)和该相位调制承载序列生成器(4)的输出信号而输出一帧的调制相位估计信号：其特征在于，还有依次后接该调制相位估计器(5)的一用来判决相位调制序列的第一判决器(6)和动态调节判决门限单元(7)；

该第一判决器(6)根据该调制相位估计器(5)的输出信号统计帧数是否大于3，并将满足帧数大于3的结果信号输入该动态调节判决门限单元(7)，否则继续处理下一帧信号；

该动态调节判决门限单元(7)则根据内设门限和该第一判决器(6)的输出信号判决，确定输出广播信息位置信号，否则重新调节门限；

所述的动态调节判决门限单元(7)包括依次成电路联结的计算装置(71)、第二判决器(72)和门限调节器(73)；其中：

该计算装置(71)计算最近连续四帧调制相位估计值与已知N长度相位间的“距离”或“相关性”；该第二判决器(72)依据门限对计算装置(71)的输出信号进行比较，输出确定广播信息位置信号或将未找到广播信息位置信号送给门限调节器(73)，该门限调节器(73)依据条件动态调节计算装置(71)的门限。

2.一种时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其步骤包括：

S11、初始化四个门限值和令帧数K＝0，

S12、接收下一帧数据，K＝K+1，

S13、利用训练序列进行信道估计，取信道估计窗的第一条路径、功率最大的若干径和/或设定噪声门限来获取信道估计值，

S14、利用获取径的冲击响应对SYNC-DL部分进行相位旋转和多径信息合并，从而得出SYNC-DL部分的估计值r′_n，其中对SYNC-DL部分多径信息合并是采用最大比合并或等增益合并的方式来获取SYNC-DL部分的估计值r′_n，

S15、利用合并后的SYNC-DL信息进行调制相位估计，

其中利用合并后的SYNC-DL信息进行调制相位估计，并获得一个单一的SYNC-DL调制相位值的估计值：

$S_k=\underset{n=1}{\overset{64}{\mathrm{\Σ}}}{t}_n/\left|\underset{n=1}{\overset{64}{\mathrm{\Σ}}}{t}_n\right|,$ 其中，调制相位相关序列 $t_n=c_n^{*}\×r_n^{\′},$

式中，n＝1，2，L 64，r′_n是接收端SYNC-DL部分的估计值，是未经相位调制的SYNC-DL部分原始序列；符号“|·|”表示对一个复数进行的求模值运算，

S16、判断帧数是否大于3，若不大于3，便返回步骤S12；若帧数大于3，则跳转到步骤S17，

S17、计算K-3、K-2、K-1、K四个帧的四个调制相位分别与下四帧不含有BCCH信息的S1、下四帧含有BCCH信息的S2之间的“距离”或“相关性”，

S18、判断Ds2(K-3)是否满足门限的要求，若满足要求，便执行S19，获取BCCH数据块的位置；否则，执行S20，其中，Ds2(K-3)表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位与S2的“距离”或“相关性”，

S20、判断K-3是否为4的倍数，若不是4的倍数，便返回步骤S12；否则，执行步骤S21，

S21、利用Ds1(K-6)至Ds1(K-3)的信息分别动态调节第1至第4四个门限的值，并返回步骤S12，或四个门限不经过S20的判断而单独进行调节，Ds1(K-6)表示K-6、K-5、K-4、K-3四个帧的调制相位与S1的“距离”或“相关性”，Ds1(K-3)表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位与S1的“距离”或“相关性”。

3.根据权利要求2所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说S11中，初始化四个门限值可取区间(2.5，4.5)中的任一值。

4.根据权利要求2所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S11中，初始化四个门限值可取区间(0.0，4.0)中的任一值。

5.根据权利要求2所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说S13中的信道估计是指由路径***或路径搜索器所指定的多径参数，并采用相关或快速傅利叶变换的方法进行信道估计。

6.根据权利要求2或5所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S15，其中的调制相位估计：

$S_k=\underset{n=1}{\overset{64}{\mathrm{\Σ}}}{t}_n,$

其中

式中，n＝1，2，L 64，r′_n是接收端SYNC-DL部分的估计值，

是未经相位调制的SYNC-DL部分原始序列。

7.根据权利要求2或3所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S17中的计算K-3、K-2、K-1、K四个帧的四个调制相位与下四帧不含有BCCH信息S1、下四帧含有BCCH信息S2间的“距离”或“相关性”是采用S1和S2间的2范数距离的平方Ds1(K-3)和Ds2(K-3)，

$\mathrm{Ds}1(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{|S_{K-4+i}-S1\left(i\right)|}^2;$

$\mathrm{Ds}2(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{|S_{K-4+i}-S2\left(i\right)|}^2,$ 其中，S_K-4+i，i＝1、2、3、4，分别表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位值；

$S1=\frac{1}{\sqrt{2}}\{-1+j,1+j,-1-j,-1+j\};$

$S2=\frac{1}{\sqrt{2}}\{1-j,-1-j,1-j,1+j\}.$

8.根据权利要求2或4所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S17中的计算K-3、K-2、K-1、K四个帧的四个调制相位与下四帧不含有BCCH信息的S1、下四帧含有BCCH信息的S2间的“距离”或“相关性”是采用相关方式来获得，其步骤包括：

a、计算最近连续四个检测相位与S1和S2之间的相关值：

$P_{S1}(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K-4+i}\·{\left(S1\left(i\right)\right)}^{*},$

$P_{S2}(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K-4+i}\·{\left(S2\left(i\right)\right)}^{*};$

其中，S_K-4+i，i＝1、2、3、4，分别表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位值；

b、计算最近连续四个检测相位的功率值和P_avg(K-3)：

$P_{\mathrm{avg}}(K-3)=\underset{I=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_{K-4+i}\right|}^2;$

P_avg(K-3)表示K-3、K-2、K-1、K四个检测相位的功率值和；

c、进行归一化：

$P_{S1,\mathrm{norm}}(K-3)=\frac{{\left|P_{S1}(K-3)\right|}^2}{P_{\mathrm{avg}}(K-3)},$

$P_{S2,\mathrm{norm}}(K-3)=\frac{{\left|P_{S2}(K-3)\right|}^2}{P_{\mathrm{avg}}(K-3)};$

d、求出S1和S2的判决量：

D_S1(K-3)＝P_S1，norm(K-3)或

$D_{S1}(K-3)=P_{S1,\mathrm{norm}}(K-3)\·\cos \left(\arg \left(P_{S1}(K-3)\right)\right)$

$=P_{S1,\mathrm{norm}}(K-3)\·\frac{\mathrm{Re}\left\{P_{S1}(K-3)\right\}}{\left|P_{S1}(K-3)\right|},$

$D_{S2}(K-3)=P_{S2,\mathrm{norm}}(K-3)\·\cos \left(\arg \left(P_{S2}(K-3)\right)\right)$

$=P_{S2,\mathrm{norm}}(K-3)\·\frac{\mathrm{Re}\left\{P_{S2}(K-3)\right\}}{\left|P_{S2}(K-3)\right|},$

其中，函数arg(·)表示对一个复数进行提取相位操作，函数cos(·)表示求余弦运算，函数Re(·)表示对一个复数进行取实部操作。

9.根据权利要求2或3所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S18中判断Ds2(K-3)是否满足门限的要求是指四个门限的值为区间(2.5，4.5)中的任一值，满足Ds2(K-3)＜Threshold(K mod(4)+1)，其中Threshold(K mod(4)+1)是门限值。

10.根据权利要求2或4所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S18中判断Ds2(K-3)是否满足门限的要求，是指四个门限的值为区间(0.0，4.0)中的任一值，满足Ds2(K-3)＞Threshold(K mod(4)+1)，其中Threshold(K mod(4)+1)是门限值。

11.根据权利要求3所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S21之动态调节第1至第4四个门限值是利用了Ds1(K-6)至Ds1(K-3)的信息分别调节第1至第4四个门限的值。

12.根据权利要求11所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的利用了Ds1(K-6)至Ds1(K-3)的信息分别调节第1至第4四个门限的值是将Ds1(K-6)至Ds1(K-3)分别与一固定值比较，依照各自的大小关系调节相应的门限。

13.根据权利要求12所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的门限调节为

其中Threshold为一门限值，取3.5或2.0；α为一调整值，取0.3或-0.3。

14.根据权利要求11所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S21中利用Ds1(K-6)至Ds1(K-3)的信息分别调节第1至4四个门限的值是通过Ds1(K-6)至Ds1(K-3)寻找与S1四相位最相似的位置，并且只将与最相似位置相对应的门限要求放宽，而将其它的门限要求加大。

15.根据权利要求11所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S21中利用Ds1(K-6)至Ds1(K-3)的信息分别调节第1至4四个门限的值是按无限冲击响应滤波器调节相应的门限，即

Threshold(i)＝(1+λ(K+i-7))*Threshold(i)-λ(K+i-7)·Ds1(K+i-7)

式中λ(i)为无限冲击响应滤波器的遗忘因子。

16.根据权利要求15所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的无限冲击响应滤波器的遗忘因子λ(i)均取相同的固定值，λ(i)值均为0.1或0.2。

17.根据权利要求15至16中任一项所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，门限值Threshold(i)限制在(2.0，5.0)的区间内。

18.根据权利要求2或4所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S21之动态调节第1至第4四个门限值是利用P_S1，norm(K-6)至P_S1，norm(K-3)的信息分别调节第1至第4四个门限的值，其中P_S1，norm(K-3)表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位与S1的“距离”或“相关性”经过归一化后的幅度，P_S1，norm(K-6)表示K-6、K-5、K-4、K-3四个帧的调制相位与S1的“距离”或“相关性”经过归一化后的幅度。

19.根据权利要求18所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的利用P_S1，norm(K-6)至P_S1，norm(K-3)的信息来调节第1至第4四个门限值是按公式

S1_pattern(i)＝(1-λ(K+i-7))*S1_pattern(i)+λ(K+i-7)*D_S1(K+i-7)

Threshold(i)＝C-S1_pattern(i)进行门限值的更新，

式中i＝1，2，3，4，且(K-3)为4的倍数；

遗忘因子λ(K+i-7)的取值为[0.0，1.0]之间的一个实数；

数组{S1_pattern(i)}(i＝1，2，3，4)的初始取值为均取为2.0；而常数C则用于进行S1_pattern(i)与门限Threshold(i)之间的转换，取值为C＝4.0。

20.根据权利要求19所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的遗忘因子λ(K+i-7)的取值为[0.0，1.0]之间的一个实数。

21.根据权利要求20所述的时分同步码分多址移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所有的遗忘因子λ(K+i-7)均取值为0.90。

22.一种低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，包括如下步骤：

S11′、初始化四个门限值和令帧数K＝0，

S12′、接收下一帧数据，K＝K+1，

S13′、利用训练序列进行信道估计，取信道估计窗的第一条路径、功率最大的若干径和/或设定噪声门限来获取信道估计值，

S14′、利用获取径的冲击响应对SYNC-DL部分进行相位旋转和多径信息合并，从而得出SYNC-DL部分的估计值r′_n，其中对SYNC-DL部分多径信息合并是采用最大比合并或等增益合并的方式来获取SYNC-DL部分的估计值r′_n，

S15′、利用合并后的SYNC-DL信息进行调制相位的估计，

其中利用合并后的SYNC-DL信息进行调制相位的估计，并获得一个单一的SYNC-DL调制相位值的估计值：

$S_k=\underset{n=1}{\overset{64}{\mathrm{\Σ}}}{t}_n/\left|\underset{n=1}{\overset{64}{\mathrm{\Σ}}}{t}_n\right|,$ 其中，调制相位相关序列 $t_n=c_n^{*}\×r_n^{\′},$

式中，n＝1，2，L 64，r′_n是接收端SYNC-DL部分的估计值，

是未经相位调制的SYNC-DL部分原始序列；符号“|·|”表示对一个复数进行的求模值运算，

S16′、判断帧数是否大于3，若不大于3，便返回执行S12′；若帧数大于3，则执行S17′，

S17′、计算K-3、K-2、K-1、K四个帧的四个调制相位分别与下四帧不含有BCCH信息的S1、下四帧含有BCCH信息的S2间的“距离”或“相关性”，

S18′、判断Ds1(K-3)是否满足特限的要求，若满足要求，便执行S19′，获取BCCH数据块的位置；否则，执行S20′，Ds1(K-3)表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位与S1的“距离”或“相关性”，

S20′、判断K-3是否为4的倍数，若不是4的倍数，便返回执行S12′；否则，执行S21′，

S21′、利用Ds2(K-6)至Ds2(K-3)的信息分别动态调节第1至第4四个门限的值，然后返回执行S12′，其中Ds2(K-6)表示K-6、K-5、K-4、K-3四个帧的调制相位与S2的“距离”或“相关性”，Ds2(K-3)表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位与S2的“距离”或“相关性”。

23.根据权利要求22所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说S11′的四个门限值之区间为(2.5，4.5)，四个初始门限值均取值3.5。

24.根据权利要求23所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S11′中四个门限值的区间为(0.0，4.0)，四个初始门限值均取值2.0。

25.根据权利要求22所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说S13′中的信道估计是指由路径***或路径搜索器所指定的多径参数，并采用相关或快速傅利叶变换的方法进行信道估计；所说的后处理是取第一径、功率最大的若干径和/或设定噪声门限来获取信道估计值。

26.根据权利要求22或24所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S15′，其中的相位估计：

$S_k=\underset{n=1}{\overset{64}{\mathrm{\Σ}}}{t}_n,$ 其中 $t_n=c_n^{*}\×r_n^{\′},$

式中，n＝1，2，L 64，r′_n是接收端SYNC-DL部分的估计值，是未经相位调制的SYNC-DL部分原始序列。

27.根据权利要求22或23所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S17′的计算K-3、K-2、K-1、K四个帧的四个调制相位与下四帧不含有BCCH信息的S1、下四帧含有BCCH信息的S2间的“距离”或“相关性”是采用S1和S2间的2范数距离的平方：

Ds1(K-3)和Ds2(K-3)，

$\mathrm{Ds}1(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{|S_{K-4+i}-S1\left(i\right)|}^2;$

$\mathrm{Ds}2(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{|S_{K-4+i}-S2\left(i\right)|}^2;$ 其中，S_K-4+i，i＝1、2、3、4，分别表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位值；

$S1=\frac{1}{\sqrt{2}}\{-1+j,1+j,-1-j,-1+j\};$

$S2=\frac{1}{\sqrt{2}}\{1-j,-1-j,1-j,1+j\}.$

28.根据权利要求22或24所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S17′中的计算K-3、K-2、K-1、K四个帧的四个调制相位与下四帧不含有BCCH信息的S1、下四帧含有BCCH信息的S2间的“距离”或“相关性”是采用相关方式来获得，其步骤包括：

a、计算最近连续四个检测相位与S1和S2之间的相关值：

$P_{S1}(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K-4+i}\·{\left(S1\left(i\right)\right)}^{*},$

$P_{S2}(K-3)=\underset{i=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{K-4+i}\·{\left(S2\left(i\right)\right)}^{*};$

其中，S_K-4+i，i＝1、2、3、4，分别表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位值；

b、计算最近连续四个检测相位的功率值和P_avg(K-3)：

$P_{\mathrm{avg}}(K-3)=\underset{I=1}{\overset{4}{\mathrm{\Σ}}}{\left|S_{K-4+i}\right|}^2;$

P_avg(K-3)表示K-3、K-2、K-1、K四个检测相位的功率值和；

c、进行归一化：

$P_{S1,\mathrm{norm}}(K-3)=\frac{{\left|P_{S1}(K-3)\right|}^2}{P_{\mathrm{avg}}(K-3)},$

$P_{S2,\mathrm{norm}}(K-3)=\frac{{\left|P_{S2}(K-3)\right|}^2}{P_{\mathrm{avg}}(K-3)};$

d、求出S1和S2的判决量：

D_S1(K-3)＝P_S1，norm(K-3)或

$D_{S1}(K-3)=P_{S1,\mathrm{norm}}(K-3)\·\cos \left(\arg \left(P_{S1}(K-3)\right)\right)$

$=P_{S1,\mathrm{norm}}(K-3)\·\frac{\mathrm{Re}\left\{P_{S1}(K-3)\right\}}{\left|P_{S1}(K-3)\right|},$

$D_{S2}(K-3)=P_{S2,\mathrm{norm}}(K-3)\·\cos \left(\arg \left(P_{S2}(K-3)\right)\right)$

$=P_{S2,\mathrm{norm}}(K-3)\·\frac{\mathrm{Re}\left\{P_{S2}(K-3)\right\}}{\left|P_{S2}(K-3)\right|},$

其中，函数arg(·)表示对一个复数进行提取相位操作，函数cos(·)表示求余弦运算，函数Re(·)表示对一个复数进行取实部操作。

29.根据权利要求22或23所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S18′中判断Ds1(K-3)是否满足特定门限的要求是指四个门限的值为区间(2.5，4.5)中的任一值，满足Ds1(K-3)＜Threshold(K mod(4)+1)，其中Threshold(K mod(4)+1)是门限值。

30.根据权利要求22或24所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S18′中判断Ds1(K-3)是否满足特定门限的要求是指四个门限的值为区间(0.0，4.0)中的任一值，满足Ds1(K-3)＞Threshold(K mod(4)+1)，其中Threshold(K mod(4)+1)是门限值。

31.根据权利要求23所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S21′之动态调节第1至第4四个门限值是利用了Ds2(K-6)至Ds2(K-3)的信息分别调节第1至第4四个门限的值。

32.根据权利要求31所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，将Ds2(K-6)至Ds2(K-3)分别与固定值比较，依照各自的大小关系调节相应门限。

33.根据权利要求31所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的门限调节为

其中Threshold为一门限值，取3.5或2.0；α为一调整值，取0.3或-0.3。

34.根据权利要求31所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S21′中利用Ds2(K-6)至Ds2(K-3)的信息分别调节第1至4四个门限的值是通过Ds2(K-6)至Ds2(K-3)寻找与S2最相似的位置，并且只将与最相似位置相对应的门限要求放宽，而将其它的门限要求加大。

35.根据权利要求31所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S21′中利用Ds2(K-6)至Ds2(K-3)的信息分别调节第1至4四个门限的值是按无限冲击响应滤波器调节相应的门限，即

Threshold(i)＝(1+λ(K+i-7))*Threshold(i)-λ(K+i-7)·Ds2(K+i-7)

式中λ(i)为无限冲击响应滤波器的遗忘因子。

36.根据权利要求35所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的无限冲击响应滤波器的遗忘因子λ(i)均取相同的固定值，取0.1或0.2。

37.根据权利要求35至36中任一项所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，门限值Threshold(i)限制在(2.0，5.0)的区间内。

38.根据权利要求22或24所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的S21′之动态调节第1至第4四个门限值是利用P_S2，norm(K-6)至P_S2，norm(K-3)的信息分别调节第1至第4四个门限的值，其中P_S2，norm(K-6)表示K-6、K-5、K-4、K-3四个帧的调制相位与S2的“距离”或“相关性”经过归一化后的幅度值，P_S2，norm(K-3)表示K-3、K-2、K-1、K四个帧的调制相位与S2的“距离”或“相关性”经过归一化后的幅度值。

39.根据权利要求38所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的利用P_S2，norm(K-6)至P_S2，norm(K-3)的信息来调节第1至第4四个门限值是按公式

S2_pattern(i)＝(1-λ(K+i-7))*S2_pattern(i)+λ(K+i-7)*D_S2(K+i-7)

Threshold(i)＝C-S2_pattern(i)进行门限值的更新，

式中i＝1，2，3，4，且(K-3)为4的倍数；

遗忘因子λ(K+i-7)的取值为[0.0，1.0]之间的一个实数；

数组{S2_pattern(i)}(i＝1，2，3，4)的初始取值为均取为2.0；而常数C则用于进行S2_pattern(i)与门限Threshold(i)之间的转换，取值为C＝4.0。

40.根据权利要求39所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所说的遗忘因子λ(K+i-7)的取值为[0.0，1.0]之间的一个实数。

41.根据权利要求40所述的低码率移动通信***中获取广播信息位置的方法，其特征在于，所有的遗忘因子λ(K+i-7)均取值为0.90。

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