CN103283198B - 用于以加宽的捕获范围来估计频调信号的频率误差的方法和装置 - Google Patents

Abstract

估计频调信号的未知频率误差可包括：在误差带宽内对占用误差带宽的包括频调信号的无线信号进行采样（1704）以生成信号采样；以及对不同频率偏移重复地（1720）：向这些信号采样应用频率偏移以产生经偏移值，这些经偏移值表示占用等于偏移了一偏移频率的该误差带宽的偏移带宽的这些信号（1708）；使用这些经偏移值在小于该误差带宽的频率估计范围内估计频调频率误差（1712）；以及使用这些信号采样以及所估计频调频率误差来测量该频调信号的信噪比（1716）。在特定频率偏移导致特定的所估计频调频率误差和高于阈值的测得信噪比时，可确定该特定的所估计频调频率误差等于该频调信号的未知频率误差（1724）。

Description

用于以加宽的捕获范围来估计频调信号的频率误差的方法和装置

相关申请的交叉引用及优先权要求

本专利申请要求(a)于2010年12月28日提交的题为“APPARATUS ANDMETHODS FOR DETECTING AND ESTIMATING A FREQUENCY ERROROF A TONE IN A STREAM OF DATA SYMBOLS(用于检测和估计数据码元流中的频调的频率误差的装置和方法)”的临时申请No.61/427,774、以及(b)于2011年1月19日提交的题为“APPARATUS AND METHODS FORESTIMATING AN UNKNOWN FREQUENCY ERROR OF A TONE SIGNAL(用于估计频调信号的未知频率误差的装置和方法)”的临时申请No.61/434,361的权益和优先权。上述两篇申请皆转让给本申请受让人并因此通过援引明确纳入于此，就像其全部在下文阐述一样。

技术领域

本公开一般涉及通信***。本公开尤其涉及估计频调信号的未知频率误差。

背景

无线通信***已成为全世界许多人藉以通信的重要手段。无线通信***可为数个订户站提供通信，其中每个订户站可由基站来服务。订户站可经由上行链路和下行链路上的传输与一个或更多个基站通信。上行链路(或即反向链路)一般是指从订户站至基站的通信链路，而下行链路(或即前向链路)一般是指从基站至订户站的通信链路。

无线通信***的资源(例如，带宽和发射功率)可以在多个订户站之间被共享。已知有各种多址技术，包括码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)等。

涉及无线通信***操作的改进型方法和装置可以实现诸多益处。

简要概述

本发明的示例性实施例涉及估计频调信号的未知频率误差。以下概述示例方面和实施例。

在一个方面，提供了一种用于估计频调信号的未知频率误差的方法。该方法可包括例如：在误差带宽内对占用该误差带宽的包括频调信号的无线信号进行采样以生成信号采样；向这些信号采样应用频率偏移以产生经偏移值，这些经偏移值表示占用等于偏移了一偏移频率的该误差带宽的偏移带宽的这些信号；使用这些经偏移值在小于该误差带宽的频率估计范围内估计频调频率误差；使用这些信号采样以及所估计频调频率误差来测量该频调信号的信噪比；对不同频率偏移重复该应用、估计和测量；以及在已应用导致特定的所估计频调频率误差和高于阈值的测得信噪比的特定频率偏移时，确定该特定的所估计频调频率误差等于该频调信号的未知频率误差。

在另一方面，提供了一种用于估计频调信号的未知频率误差的装置。该装置可包括例如：采样器，用于在误差带宽内对占用该误差带宽的包括频调信号的无线信号进行采样以生成信号采样；以及各种信号处理电路。该信号处理电路可被配置成例如：向这些信号采样应用频率偏移以产生经偏移值，这些经偏移值表示占用等于偏移了一偏移频率的该误差带宽的偏移带宽的这些信号；使用这些经偏移值在小于该误差带宽的频率估计范围内估计频调频率误差；使用这些信号采样以及所估计频调频率误差来测量该频调信号的信噪比；对不同频率偏移重复该应用、估计和测量；以及在已应用导致特定的所估计频调频率误差和高于阈值的测得信噪比的特定频率偏移时，确定该特定的所估计频调频率误差等于该频调信号的未知频率误差。

在又一方面，提供了一种用于估计频调信号的未知频率误差的另一设备。该设备可包括例如：用于在误差带宽内对占用该误差带宽的包括频调信号的无线信号进行采样以生成信号采样的装置；用于向这些信号采样应用频率偏移以产生经偏移值的装置，这些经偏移值表示占用等于偏移了一偏移频率的该误差带宽的偏移带宽的这些信号；用于使用这些经偏移值在小于该误差带宽的频率估计范围内估计频调频率误差的装置；用于使用这些信号采样以及所估计频调频率误差来测量该频调信号的信噪比的装置；用于对不同频率偏移重复该应用、估计和测量的装置；以及用于在已应用导致特定的所估计频调频率误差和高于阈值的测得信噪比的特定频率偏移时，确定该特定的所估计频调频率误差等于该频调信号的未知频率误差的装置。

在又一方面，提供了一种包括代码的计算机可读介质，该代码在由处理器执行时使该处理器执行用于估计频调信号的未知频率误差的操作。该计算机可读介质可包括例如：用于在误差带宽内对占用该误差带宽的包括频调信号的无线信号进行采样以生成信号采样的代码；用于向这些信号采样应用频率偏移以产生经偏移值的代码，这些经偏移值表示占用等于偏移了一偏移频率的该误差带宽的偏移带宽的这些信号；用于使用这些经偏移值在小于该误差带宽的频率估计范围内估计频调频率误差的代码；用于使用这些信号采样以及所估计频调频率误差来测量该频调信号的信噪比的代码；用于对不同频率偏移重复该应用、估计和测量的代码；以及用于在已应用导致特定的所估计频调频率误差和高于阈值的测得信噪比的特定频率偏移时，确定该特定的所估计频调频率误差等于该频调信号的未知频率误差的代码。

附图简述

给出附图以帮助对本发明实施例进行描述，且提供附图仅用于解说实施例而非对其进行限定。

图1示出了其中可利用本文所公开的方法和装置的无线通信***的示例。

图2示出了无线通信***中的发射机和接收机的框图。

图3示出了接收机处的接收机单元和解调器的设计的框图。

图4A示出了GSM中的示例帧和突发格式。

图4B示出了GSM中的示例FCCH突发格式。

图5解说了用于根据FCCH来校正移动站的振荡器的示例过程。

图6示出了接收机处用于改善捕捉范围的接收机单元和解调器设计的经修改框图。

图7解说了低通滤波器对各种收到频调频率的影响。

图8解说了根据一实施例的使用LPC滤波的FCCH检测器的操作。

图9解说了对于常规实现在偏移频率范围上扩展的ρ_相干，其中每块使用的采样数目N为N＝7。

图10解说了FCCH检测器使用每块N＝3个采样来加宽可检测的频调偏移范围。

图11解说了对应若干P值的经修改频率偏移。

图12解说了对应若干相位偏移φ_n的频率偏移。

图13示出捕获增强频率估计***的框图。

图14是解说根据示例实施例的用于以下述方式确定频率估计的算法的流程图。

图15是用于执行SNR计算的信号处理子***的图示。

图16解说了关于所选ρ值在计算出的SNR与所估计频率误差中的误差之间的示例关系。

图17解说了根据一个或更多个实施例的用于估计频调信号的未知频率误差的示例方法的流程图。

示例性实施例的详细描述

本发明的各方面在以下涉及本发明具体实施例的描述和有关附图中被公开。可以设计替换实施例而不会脱离本发明的范围。另外，本发明中众所周知的元素将不被详细描述或将被省去以免湮没本发明中切题的详情。

图1示出了其中可利用本文所公开的方法和装置的无线通信***100的示例。无线通信***100包括多个基站(BS)102和多个无线通信设备104。每一基站102提供对特定地理区域106的通信覆盖。术语“蜂窝小区”取决于使用该术语的上下文可以指基站102和/或其覆盖区106。

如本文中所使用的，术语“无线通信设备”是指可用于在无线通信***上进行语音和/或数据通信的电子设备。无线通信设备的示例包括蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、手持式设备、无线调制解调器、膝上型计算机、个人计算机等。无线通信设备可替换地被称为接入终端、移动终端、移动站、远程站、用户终端、终端、订户单元、订户站、移动设备、无线设备、用户装备(UE)、或者某个其他类似术语。术语“基站”是指安装在固定位置处并用来与订户站通信的无线通信站。基站可替换地被称为接入点、B节点、演进型B节点或者某个其他类似术语。

为提高***容量，可将基站覆盖区106划分成多个较小的区域，例如三个较小的区域108a、108b和108c。每一较小的区域108a、108b、108c可由各自的基收发机站(BTS)来服务。术语“扇区”取决于使用该术语的上下文可以指BTS和/或其覆盖区108。对于扇区化的蜂窝小区，该蜂窝小区中所有扇区的BTS通常共同位于该蜂窝小区的基站102内。

订户站104通常分散在无线通信***100中各处。订户站104可在任何给定时刻在下行链路和/或上行链路上与零个、一个、或多个基站102通信。

对于集中式架构，***控制器110可耦合到各基站102并提供对这些基站102的协调和控制。***控制器110可以是单个网络实体或网络实体的集合。对于分布式架构，基站102可根据需要彼此通信。

图2示出了用在无线通信***(诸如图1中解说的无线通信***)中的发射机218和接收机250的框图。对于下行链路，发射机218可以是基站(例如，基站102之一)的一部分，而接收机250可以是无线设备(例如，无线通信设备104之一)的一部分。对于上行链路，发射机218可以是无线设备(例如，无线通信设备104之一)的一部分，而接收机250可以是基站(例如，基站102之一)的一部分。

在发射机218处，发射(TX)数据处理器220接收并处理(例如，格式化、编码、和交织)数据并且提供已编码数据。调制器230对已编码数据执行调制并提供经调制信号。调制器230在GSM下可以执行高斯最小频移键控(GMSK)，在增强数据率全球演进(EDGE)下可以执行8相移键控(8-PSK)等等。GMSK是连续相位调制协议，而8-PSK是数字调制协议。发射机单元(TMTR)232调理(例如，滤波、放大、以及上变频)经调制信号并生成经由天线234来发射的RF经调制信号。

在接收机250处，天线252接收来自发射机218和其他发射机的RF经调制信号。天线252将收到RF信号提供给接收机单元(RCVR)254。接收机单元254调理(例如，滤波、放大、以及下变频)此收到RF信号，将经调理的信号数字化，并提供采样。解调器260如下描述地处理这些采样并提供经解调数据。接收(RX)数据处理器270处理(例如，解交织和解码)经解调数据并提供已解码数据。一般而言，由解调器260和RX数据处理器270进行的处理分别与在发射机218处由调制器230和TX数据处理器220进行的处理互补。

控制器/处理器240和280分别指导发射机218和接收机250处的操作。存储器242和282分别存储由发射机218和接收机250使用的计算机软件形式的程序代码和数据。

图3示出了接收机250处的接收机单元254和解调器260的设计的框图。在接收机单元254内，接收链340处理收到RF信号并提供I和Q基带信号，其被标示为I_bb和Q_bb。接收链340可执行低噪声放大、模拟滤波、正交下变频等。模数转换器(ADC)342以f_adc的采样率来数字化I和Q基带信号并且提供标示为I_adc和Q_adc的I和Q采样。一般而言，ADC采样率f_adc可以与码元率f_码元成任何整数或非整数倍的关系。来自经采样数据的I和Q采样可用各种方式进行操作以从经采样数据获得有用信息。

在解调器260内，预处理器320对来自ADC 342的I和Q采样执行预处理。例如，预处理器320可以移除直流(DC)偏移、移除频率偏移等。输入滤波器322基于特定的频率响应对来自预处理器320的采样进行滤波并提供标示为I_入和Q_入的输入I和Q采样。滤波器322可以对I和Q采样进行滤波以抑制因由ADC 342进行采样导致的镜频以及扰乱。滤波器322还可以执行采样率转换，例如从24倍过采样降到2倍过采样。数据滤波器324基于另一频率响应对来自输入滤波器322的输入I和Q采样进行滤波并且提供标示为I_出和Q_出的输出I和Q采样。滤波器322和324可以用有限冲激响应(FIR)滤波器、无限冲激响应(IIR)滤波器、或者其他类型的滤波器来实现。可以选择滤波器322和324的频率响应以达成良好的性能。在一种设计中，滤波器322的频率响应是固定的，而滤波器324的频率响应是可配置的。

毗邻信道干扰(ACI)检测器330接收来自滤波器322的输入I和Q采样，在收到的RF信号中检测ACI，并且向滤波器324提供ACI指示符。ACI指示符可以指示是否存在ACI、以及如果存在则该ACI是否归咎于以+200KHz为中心的较高RF信道和/或以–200KHz为中心的较低RF信道。可以如下描述地基于该ACI指示符来调整滤波器324的频率响应以达成良好的性能。

均衡器/检测器326接收来自滤波器324的输出I和Q采样并且对这些采样执行均衡、匹配滤波、检测、和/或其他处理。例如，均衡器/检测器326可以实现最大似然序列估计器(MLSE)，其确定在给定I和Q采样序列和信道估计的前提下最有可能已发射的码元序列。

全球移动通信***(GSM)是蜂窝无线通信中普遍的标准。GSM采用时分多址(TDMA)与频分多址(FDMA)的组合以便共享频谱资源。GSM网络在典型情况下工作在数个频带中。例如，对于上行链路通信，GSM-900通常使用890-915MHz频带中的无线电频谱(移动站至基收发机站)。对于下行链路通信，GSM 900使用935-960MHz频带(基站至移动站)。此外，每个频带被划分成200kHz的载波频率，从而提供间距200kHz的124个RF信道。GSM-1900将1850-1910MHz频带用于上行链路，以及将1930-1990MHz频带用于下行链路。类似于GSM 900，FDMA将用于上行链路和下行链路两者的频谱划分成200kHz宽的载波频率。类似地，GSM-850将824-849MHz频带用于上行链路并将869-894MHz频带用于下行链路，而GSM-1800将1710-1785MHz频带用于上行链路并将1805-1880MHz频带用于下行链路。

现有GSM***的示例在由第三代合作伙伴项目(3GPP)标准设置组织发布的题为“Technical Specification 3rd Generation Partnership Project；TechnicalSpecification Group GSM/EDGE Radio Access Network；Multiplexing andmultiple access on the radio path(Release 4)(第三代合作伙伴项目技术规范；GSM/EDGE无线电接入网技术规范小组；无线电路径上的复用和多址(版本4))”的技术规范文档3GPP TS 45.002V4.8.0(2003-06)中标识出。

GSM中的每一信道由特定的绝对射频信道(ARFCN)标识。例如，ARFCN1-124被指派给GSM 900的信道，而ARFCN 512-810被指派给GSM 1900的信道。类似地，ARFCN 128-251被指派给GSM 850的信道，而ARFCN 512-885被指派给GSM 1800的信道。而且，每个基站被指派一个或更多个载波频率。每个载波频率使用TDMA被划分成8个时隙(标记为时隙0到7)，以使得8个连贯时隙形成历时4.615ms的一个TDMA帧。物理信道占用TDMA帧内的一个时隙。每个活跃无线设备/用户在呼叫持续期间被指派一个或更多个时隙索引。每一无线设备的用户专有数据在指派给该无线设备的时隙里并且在用于话务信道的TDMA帧中发送。

在GSM中，帧内的每个时隙还被称为“突发”。每个突发包括两个尾字段、两个数据字段、训练序列(或者中置码)字段、以及保护期(GP)。突发包括用于尾字段、数据字段、和中置码字段的148个码元。在保护期里没***元被发送。特定载波频率的TDMA帧被编号并形成被称为复帧的有26或51个TDMA帧的群组。

图4A示出了GSM中的示例帧和突发格式。用于传输的时间线被划分成如图所示的复帧，其中每个字段中的码元数目在括号内示出。对于用于发送用户专有数据的话务信道，此示例中的每一复帧包括26个TDMA帧，其被标示为TDMA帧0到25。话务信道在每一复帧的TDMA帧0到11以及TDMA帧13到24中发送。控制信道在TDMA帧12中被发送。在空闲TDMA帧25中没有数据被发送，该空闲TDMA帧25被无线设备用以对邻基站进行测量。

对于GSM中的搜索，无线设备可执行功率扫描以测量频带中每个射频(RF)信道的收到功率并且可标识强RF信道。无线设备随后可通过(i)检测在频率校正信道(FCCH)上发送的频调，(ii)解码在同步信道(SCH)上发送的突发以获得GSM蜂窝小区的BTS身份码(BSIC)，以及(iii)解码广播控制信道(BCCH)以获得***信息来尝试捕获期望信道。

图4B示出了示例FCCH突发。一般而言，FCCH是下行链路GSM广播信道，并且包括全‘0’或‘1’比特的频率校正突发。FCCH由给定基站传送以提供信令信息供移动站建立蜂窝小区载波频率并使得移动站在需要的情况下能校正其工作频率。移动站和基站各自根据其自己的本机振荡器(LO)进行操作，这些LO经历频移并且可能需要不时地重新同步以进行恰当的通信。

由基站传送的FCCH携带允许移动站获得传送蜂窝小区的频率和粗略定时信息的“频调”。更具体地，FCCH携带从基站发送的频率校正突发。频率校正突发包括具有用码元率四分之一或大约67.7KHz的单个频率进行频率调制的载波频率的信号。所传送的67.7kHz频调的频率是基于基站的本机振荡器的。移动站使用该移动站自己的本机振荡器作为参考来导出其自己的67.7kHz标称频率。因此，由于基站和移动站的本机振荡器频率之间的差异，移动站的67.7kHz标称频率与所传送的67.7kHz频调之间将存在频率误差。当移动站接收到频率校正突发时，移动站检测收到频率校正突发内包含的频调并估计检出频调相对于该移动站自己的标称频率67.7kHz的频率偏移。该估计的频率偏移被用于校正移动站的LO。

图5解说了用于根据FCCH来校正移动站的振荡器的示例过程。如图所示，移动站对在FCCH上接收到的信号进行采样(框502)并尝试检测其中包含的上述频调(框504)。若未恰当地检测到该频调，则移动站简单地再次尝试下一采样。若检测到该频调，则移动站前进至确定粗略频率估计(f_粗略)(框506)、精细频率估计(f_精细)(框508)、以及信噪比估计(SNR)(框510)以获得该频调与标称频率的偏移。精细频率估计可在粗略频率估计之后执行以在不利信号状况下进一步精炼频率估计。例如，该估计可取粗略频率估计作为中心点，并在+/-250Hz的窗内执行基于离散时间傅里叶变换(DTFT)的搜索以生成频率偏移的精细估计f_精细。只要所估计的SNR超过可接受阈值(例如，0dB)(框512)，就可应用精细频率估计f_精细作为对移动站的LO的校正(框514)。若f_精细较大(例如，高于250Hz)，则移动站使用收到信号的第二采样尝试第二校正迭代(框516)。否则，移动站前进至处理SCH(框518)并且时钟同步被认为完成。

目前，载波频率的可接受频率偏移被指定为在百万分之±0.1(ppm)以内。对于1.9GHz的载波频率，该频率偏移对应于±190Hz，其可导致该频调的频率偏离标称67.7KHz达190Hz的频率误差。然而，在实践中已观察到多个移动网络经常达到或超过±10.0ppm的偏离，至少在回到±0.1ppm范围内之前临时如此。这些大偏离可能是断电、雷击或其他因素的结果。出于多种原因，它们是成问题的并且可能阻碍移动站恰当地宿营在给定蜂窝小区上。目前用于解码FCCH的算法可检测和估计具有大到±22.6kHz的频率误差的FCCH频率校正频调。该范围有时被称为FCCH的“捕捉(pull-in)”范围，且被指定为允许LO晶体的老化(例如，9.7ppm)且是在BTS频率源不应偏离超过±0.1ppm的假设下指定的。

在图5的框506所示的粗略频率估计步骤期间，频率检测算法(诸如Luise-Regiannini(L-R)算法)被用于检测频率误差。在逐突发基础上重复地处理收到码元的采样。通常，从突发的中间部分取大约100个采样。最初不使用突发的末尾部分，因为末尾部分更多地经受信道畸变。用于估计粗略频率估计的100个采样仍是相同采样，但在该情形中使用的相关(correlation)的索引是不同的。频率误差的灰色地带是靠近检测能力边界的频率偏移范围，且因此引入了关于其是否将被频率检测算法检测到的不确定度。为了容适限制所谓的捕获捕捉范围的灰色地带，本文提供了三轮技术来在捕获过程期间参数化地检查三种不同可能性。

相应地，通过对以不同方式设置的采样进行工作从而导致更宽的频率捕捉范围，粗略频率估计的范围可得到改善，这将最终导致整个捕获范围的加宽。用于估计粗略频率估计的采样数目(例如，100)保持相同，但在该情形中使用的相关的索引(或滞后)是不同的。为了应对限制目标捕获捕捉范围的灰色地带，提供了三轮技术来在捕获过程期间参数化地检查三种不同可能性。所有三个检查是互斥的，且虚警的概率被极大地减小。

相应地，本文的实施例通过改善物理层性能提供了改善的捕捉范围。例如，参照图5，可通过加宽可检测频调范围(在框504)以及相应的粗略频率估计(在框506)来改善捕捉范围。

图6示出了根据示例实施例的用于改善捕捉范围的解调器260的设计的经修改框图。如图所示，解调器260是从图3中所示的解调器260修改而来的，用于检测和解码FCCH上更宽范围的频率偏移f_o。在这方面，在前端接收机硬件620之后提供加宽基带滤波器624，其馈送给频调检测器626和粗略频率估计器628。

在常规情况下，收到FCCH信号被传递通过具有大约83KHz的截止频率或3dB带宽衰减的相对窄的基带滤波器，其被选择成关于标称频率67.7KHz满足±22.6KHz的标准GSM频率偏移f_o规范。然而，常规的前端滤波不能处理如上所讨论的在真实世界中常见的更大频率误差，因为这些频率被常规固件滤波器衰减到变得不可用的点。对于较大且为正的偏移尤其如此。由于所采用的低通滤波器的本质，FCCH频调检测和解码在低SNR下对于较大频率偏移f_o是不对称的。例如，+20KHz的频率偏移(即，87.7KHz处的频调)将比-20KHz的频率偏移(即，47.7KHz处的频调)被衰减更多(例如，4-5dB)，因为通过的信号能量在较高频率处滚降。

图7解说了低通滤波器对各种收到频调频率的影响。具体而言，示出了67.08KHz的近理想频调连同±40KHz的偏移频调(即，一个频调在27.08KHz处而另一个频调在107.08KHz)。向这三个频调应用两个滤波器，根据一个实施例包括关于常规固件滤波器的曲线710和关于中间滤波器的曲线720。如所解说的，常规固件滤波器显著地衰减正偏移频调，而中间滤波器允许该频调基本上通过并随后被处理。在这里所示的具体设计中，具有124KHz的3dB衰减带宽的中间滤波器被选择用于加宽基带滤波器624。在该设计中，加宽基带滤波器624在频率偏移的大约+43KHz的正侧提供了加宽的捕捉范围，这在感兴趣的频率范围上提供了相对低的不对称性，同时仍滤除了该范围以外的不想要的信号和噪声。

将领会，加宽基带滤波器624可以是数字滤波器，其可基于要执行的处理类型而改变。对于FCCH检测，出于本文讨论的原因，加宽基带滤波器624可能是有利的。然而，一旦已检测到FCCH，该滤波器就可被替换成较窄的滤波器(诸如图3的配置中的滤波器或类似滤波器)以进行后续通信信道处理。

如以上讨论的，FCCH频调是通过采样和分析在FCCH上接收的包含该频调的信号来检测的。例如，给定采样k处的收到信号r可由信号模型表示为：

r_k＝h ^T s _k+n_k，    (1)

其中r_k是第k个收到采样，h是信道矢量，s _k是所传送数据矢量，以及n_k是第k个收到采样的噪声因子。

用于FCCH的数据在常规情况下由全“1”或“0”序列表示，其在进行高斯最小频移键控(GMSK)调制时转换成67.7KHz处的频调。相应地，所传送数据s可被近似如下：

s_l＝exp(jlπ/2+φ)，    (2)

其中l是介于0和用于采样的窗大小L之间的整数，以及φ是初始相位偏移。

因此，对于FCCH频调上的给定频率偏移f_o，在式(1)中使用式(2)，收到采样r_k可表达为：

$\underset{-}{r}={\underset{-}{h}}^T\left[\begin{array}{cccc}{e}^{j(k(\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\θ})+\mathrm{\φ})}& e^{j((k+1)(\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\θ})+\mathrm{\φ})}& ...& e^{j((k+L)(\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\θ})+\mathrm{\φ})}\\ e^{j((k-1)(\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\θ})+\mathrm{\φ})}& e^{j(k(\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\θ})+\mathrm{\φ})}& ...& e^{j((k+L-1)(\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\θ})+\mathrm{\φ})}\\ .& .& .& .\\ .& .& .& .\\ .& .& .& .\\ e^{j((k-v)(\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\θ})+\mathrm{\φ})}& e^{j((k-v+1)(\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\θ})+\mathrm{\φ})}& ...& e^{j((k+L-v)(\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\θ})+\mathrm{\φ})}\end{array}\right]+\underset{-}{n}$

其中θ＝2πf_oT，T为码元周期，r＝[r_k,r_k+1,...,r_k+L],，且n＝[n_k,n_k+1,...,n_k+L]。

根据式(3)，可观察到：

$\begin{array}{c}{r}_l=e^{(\mathrm{jl}(\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\θ})+\mathrm{\φ})}(h_0+h_1{e}^{-j(\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\θ})}+...+h_v{e}^{-\mathrm{jv}(\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\θ})})+n_l\\ =e^{(\mathrm{jl}(\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\θ})+\mathrm{\φ})}({\tilde{h}}_0+{\tilde{h}}_1+...+{\tilde{h}}_v)+n_l,\\ r_l={\widetilde{\mathrm{\α}}}^{(\mathrm{jl}(\frac{\mathrm{\π}}{2}+\mathrm{\θ})+\mathrm{\φ})}+n_l,\end{array}---\left(4\right)$

其中 $\widetilde{\mathrm{\α}}=({\tilde{h}}_0+{\tilde{h}}_1+...+{\tilde{h}}_v).$

在接收机处旋转π/2以转换成二进制相移键控(BPSK)信号之后，收到信号可简化为以下：

${\tilde{r}}_l={\widetilde{\mathrm{\α}}e}^{(\mathrm{hl\θ}+\mathrm{\φ})}+{\tilde{n}}_l.---\left(5\right)$

回到图6，频调检测器626被配置成从经滤波的收到信号检测单个频调或谐波。例如，频调检测器626可使用一阶线性预测编码(LPC)滤波器诸如根据以下函数来形成传入数据的相干总和：

$G\left(z\right)=1+\left(\frac{R^{*}\left(1\right)}{R\left(0\right)}\right)z^{-1},---\left(6\right)$

其中R(1)和R(0)是相关值。R(0)表示将收到码元序列乘以其自身得到的自相关值。该序列的每个码元乘以其自身，且所得乘积被加总以产生相干总和。R(1)表示将收到码元序列乘以该序列的经移位版本以产生乘积得到的互相关值。这些乘积随后被加总以产生相干总和。在逐突发基础上重复地执行相关。比率R^*(1)/R(0)被用于宣告频调“标志”(即，对是否存在该频调的指示)。该比率开始非常小或者接近0，随后穿过指示该频调开始的所确定相关阈值(例如，0.40)，并回落到该相关阈值以下以指示该频调结束。

图8解说了根据示例实施例的使用以上LPC滤波的频调检测器626的操作。如图所示，传入数据被划分成与给定采样大小的数据窗相对应的多个块(810)(在常规情况下，每块使用的经采样数据码元的数目N为N＝7)。每个块的采样一起被加总(820)以产生第一相干总和z(1)、第二相干总和z(2)、和第三相干总和z(3)。随后，第一和第二相干总和z(1)和z(2)被相关(830)以产生第一相关结果x(1)。第二和第三相干总和z(2)和z(3)也被相关以产生第二相关结果x(2)。

包含FCCH频调的信号也可指数地表示如下：

$\begin{array}{c}{y}_k=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{r}}_{l+\mathrm{Nk}}=\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}({\widetilde{\mathrm{\α}}e}^{(j(l+\mathrm{kN})\mathrm{\θ}+\mathrm{\φ})}+{\tilde{n}}_{l+\mathrm{kN}})\\ =\widetilde{\mathrm{\α}}{e}^{(\mathrm{jkN\θ}+\mathrm{\φ})}\underset{l=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{\mathrm{jl\θ}}+v_k\\ =\widetilde{\mathrm{\α}}{e}^{(\mathrm{jkN\θ}+\mathrm{\φ})}{e}^{j(N-1)\mathrm{\θ}/2}\frac{\sin \left(\frac{\mathrm{N\θ}}{2}\right)}{\sin \left(\frac{\mathrm{\θ}}{2}\right)}+v_k\end{array}---\left(7\right)$

其中且其中v_k是加性高斯白噪声Ν(0,Nσ²)。

据此可以看出，相干总和在SNR(ρ)中提供取决于每块的采样数目N的增益：

其中 $\mathrm{\ρ}=\frac{{\left|\right|\widetilde{\mathrm{\α}}\left|\right|}^2}{{\mathrm{\σ}}^2}.$

图9解说了对于常规实现在偏移频率范围上扩展的ρ_相干，其中每块使用的采样数目N为N＝7。该图形示出了当频调频率偏移(横轴)为0时(左侧纵轴)，SNR具有与每块的码元采样数目相对应的相对值7(即，SNR增益为7)。该增益随频调频率偏移增大而减小。在频率偏移为27KHz时，增益为1，即比率(ρ_相干/ρ)为单位一。在频调频率偏移为38.7KHz时，增益为0。这里可以看出，对于38.7KHz偏移，将检测不到频调。从该图还可以看出，频调检测对于低SNR在超过27KHz之处衰退。

相反，图10解说了FCCH频调检测器626使用例如每块N＝3个采样来加宽可检测频调偏移范围。每块使用较小数目的采样通过使更多块能用在计算中而增大了较大频率偏移的相关增益。如与图9相比可以看出，该增益以牺牲较低频率偏移的增益而减小，但该减小还达不到阻碍检测那么严重。N＝3的相干SNR与N＝7相比的损失通过被相干加总的采样数目的增加以及因此更好的相关和更好的索引而被过补偿。更好的索引意味着寻找正确的频调开始和结束中的较少模糊性。

在检测频调的存在性并估计其频率的同时，移动站还可估计该频调的起始或结束时间以提供对该频率突发的粗略定时。该粗略定时被用于定位同步突发(被称为SCH突发)，其跟随在被检测频调之后。同步突发被用于推导细调定时以调度随后的正常突发处理。SCH还提供基站ID。

在常规的粗略频率估计中，可使用这些常规技术检测的频率偏移f₀根据下式受相关数目M限制：

$f_0\≤\frac{F_s}{(M+1)},---\left(9\right)$ 其中F_s是采样频率。在常规GSM***中，M＝11且F_s＝270.833KHz，这导致如上所讨论的大约22.6KHz的最大目前可检测f₀。

粗略频率估计可根据本文公开的各种实施例通过如下修改所估计频率偏移等式以在总和中跳过采样(例如，仅取奇编号采样)来扩展：

$\begin{array}{c}\hat{f}=\frac{1}{2\mathrm{\πT}}\arg \left(\underset{k=-P}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}R(2k+1)\right)\\ =\frac{1}{2\mathrm{\πT}}\arg \left(\underset{k=-P}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}\left({\left|\right|\widetilde{\mathrm{\α}}\left|\right|}^2{e}^{j(2k+1)\mathrm{\θ}}\right)\right)\\ =\frac{1}{2\mathrm{\πT}}\arg \left({\left|\right|\widetilde{\mathrm{\α}}\left|\right|}^2{e}^{\mathrm{j\θ}}\frac{\sin \left((2P+1)\mathrm{\θ}\right)}{\sin \left(\mathrm{\θ}\right)}\right).\end{array}---\left(10\right)$

给定和为避免sinc函数的符号翻转，并且通过输入虚部与实部之比来使用反正切函数，可以看出f₀现在被界定如下：

$-\frac{F_s}{4}\≤f_0\≤\frac{F_s}{4},$ 且    (11)

以此方式，所估计频率偏移避免了使用对应于索引0的噪声项，从所估计频率偏移等式完全移除了对采样数目M的依赖性，并且提供了更宽范围的可检测频率偏移。

图11解说了对应若干P值的经修改频率偏移等式(10)。如图所示，在f_空周围存在不确定的“灰色地带”，该算法在此处可能对于适度和低SNR要努力进行捕获。相应地，存在SNR折衷以在期望的较宽范围上维持足够的平均。

为了从期望偏移范围(例如，+/-50KHz)中移除此类灰色地带并跨变化的SNR为较大频率偏移提供更一致和准确的FCCH频率估计，本文提供了根据下式进一步使用“多轮”算法来帮助使不同频率集上的上述波形的中心彼此偏移相位φ_n的技术：

$\hat{f}\left({\mathrm{\φ}}_n\right)=\frac{1}{2\mathrm{\πT}}(\arg \left({\left|\right|\widetilde{\mathrm{\α}}\left|\right|}^2{e}^{j\left({\mathrm{\θ}-\mathrm{\φ}}_n\right)}\frac{\sin \left((2P+1)\left({\mathrm{\θ}-\mathrm{\φ}}_n\right)\right)}{\sin \left({\mathrm{\θ}-\mathrm{\φ}}_n\right)}\right)+{\mathrm{\φ}}_n),---\left(13\right)$

其中 ${\mathrm{\φ}}_n=\frac{\mathrm{n\π}}{(2P+1)},n\∈\{\mathrm{0,1},-1\}.$

该多轮算法不要求原始采样被旋转φ_n，仅最后相关被旋转φ_n以使得：

$R(2k+1,{\mathrm{\φ}}_n)=R(2k+1)e^{-j(2k+1){\mathrm{\φ}}_n}.---\left(14\right)$

图12解说了对应若干相位φ_n偏移值的以上频率偏移等式(13)。具体而言，偏移+π/5(1220)使函数的中心波瓣向无相位偏移的中心波瓣(1210)右边移位，而偏移-π/5(1230)使中心波瓣向无相位偏移的中心波瓣(1210)左边移位。将领会，该移位加宽了频率误差估计的范围。此外将领会，各种实施例不限于具体的相位偏移值。然而，已发现在P＝2时，φ₁和φ₂分别正负π/5的偏移值是有利的。对于给定的P值，已发现正负π/(2P+1)的偏移值是有利的。在选取这些偏移值时，函数在不应用偏移时的中心波瓣的峰值位于与函数在应用π/(2P+1)的偏移时的空或零交叉频率相同的频率处，且该函数对应所有偏移的组合振幅在感兴趣频率范围(即，误差带宽)上相对较高。这由对应不同偏移的相交的中心波瓣下方的组合频率区域表示(在图12中所解说的示例中，每条曲线有一个中心波瓣)。

图13示出了捕获增强频率估计***的框图，包括图6中所示的用于估计数据码元流中的频调的频率误差的粗略频率估计器628的更详细视图。信号采样1301形式的数据码元流被提供给频调检测器626和相关器1310。这些信号采样表示包括占用该频调频率可能位于其中的误差带宽的频调信号的信号。

在频调检测器626检测到频调时，相关器1310将这些信号采样进行自相关以产生多个复相关值L(示为R₁到R_M+1)，并选择这L个复相关值中对应于奇相关滞后范围的一部分(例如，1、3、5)。相位旋转器1320向所选复相关值应用相位偏移φ_n以产生经偏移复相关值，这些经偏移复相关值表示占用等于偏移了一偏移频率的误差带宽的带宽的信号。智能加总器1330加总这些经偏移复相关值以产生复数总和。

频率误差估计器1340被配置成使用该复数总和来确定频率误差。频率误差估计器1340可包括用于计算该复数总和的辐角的角度估计器1350、用于移除先前在相位旋转器1320处应用的相位偏移φ_n并产生表示该频调的频率误差的计算出的相位的相位加法器1360、以及用于将计算出的相位转换成该频调的频率误差的估计的相位至频率转换器1370。

图14是解说根据示例实施例的具有用于以上述方式确定频率估计的三次或更多次迭代的潜能的多轮频率估计算法的流程图。如图所示，在检测到频调时，生成关于码元采样流(例如，100个采样)的多个相关R(k)(框1402)。索引k表示最高达k＝M+1的滞后值。相关的子集(在该示例中为奇相关滞后R(1)、R(3)和R(5)或者简单地为相关R(1)、R(3)和R(5))被保存用于将来迭代(框1404)。这些相关值在所有k(1到M+1)上被加总以产生复数总和u(框1406)。随后(例如，使用atan函数)计算该复数总和的幅角以确定其相位(框1408)。该相位被转换成频率值并通过将这些采样旋转所确定的相位值来计算SNR(框1410)。若计算出的SNR高于给定阈值(例如，0dB)，则对该频调的频率估计被认为是成功的(框1412)。否则，使用所保存的相关R(1)、R(3)和R(5)以及相位偏移φ_n来执行一次或更多次后续迭代。

例如，在图14中所示的实施例中，通过向所保存的相关R(1)、R(3)和R(5)应用相位偏移或旋转φ_n＝φ₁来发起第二次迭代(框1416)。类似于第一次迭代的相应操作，经旋转的相关值随后被加总(框1418)，针对人为偏移φ_n来计算和调整相位(框1420)，并计算相应的SNR(框1422)。若计算出的SNR高于该阈值，则对该频调的频率估计现在被认为是成功的(框1424)。否则，用相位偏移φ_n＝φ₂发起第三次迭代(框1426)，经旋转的相关值被加总(框1428)，针对人为偏移φ_n来计算和调整相位(框1430)，并计算相应的SNR(框1432)。

若计算出的SNR高于该阈值，则对该频调的频率估计现在被认为是成功的(框1434)。否则，处理可结束。在某些实施例中，诸如在使用多线程处理器时，对应不同偏移φ_n＝0、φ₁和φ₂的处理可并行地执行，如图14中由虚线1440、1441指示的。可执行三次以上迭代，诸如判决框1434右侧的断线1443所指示的。每次迭代对应于不同的相位偏移φ_n值。

图15是用于执行以上描述的信噪比计算的信号处理子***1500的图示。表示包括频调信号加噪声的收到信号的收到输入采样被输入总功率测量块1501和相位旋转器1503。每个输入采样表示复函数i+jq。

参照上式(4)和(5)，表示频调信号加噪声的输入采样可由等式表示。这些输入采样中仅表示频调信号而无噪声分量的频调分量为 $\widetilde{\mathrm{\α}}{e}^{(\mathrm{jl\θ}+\mathrm{\φ})}.$

该频调分量的振幅为且该频调分量的功率为该值的平方。这些信号采样的功率可通过将这些信号采样的同相和正交(实和虚)笛卡尔坐标(i和q)进行平方并加总所得平方以获得表示频调信号加噪声的功率(即，总功率)的总和来获得。

总功率测量块1501因此作用于对每个收到输入采样的i和q(实和虚)分量进行平方以产生平方乘积并随后将这些平方乘积相加以产生对应该采样的功率值。总功率测量块1501随后加总所有输入采样的功率值以产生对应该频调信号加噪声的计算出的总功率。

输入信号采样还被输入频调重构子***1502，频调重构子***1502包括相位旋转器1503、功率计算块1504和正弦波生成器1505。

相位旋转器1503以与图13中解说的相位旋转器1320相似的方式进行操作。相位旋转器1503接收输入信号采样和表示(例如，由图13中解说的频率误差估计器1340估计的)所估计频调频率误差的相位值相位旋转器1503将具有相位φ的第一输入采样递增以产生具有相位的第一经相位旋转采样。该相位旋转器将具有相位2φ的第二输入采样递增以产生具有相位的第二经相位旋转采样，依此类推。该相位递增具有增加等于的频率偏移的效果，其中T是采样区间且是采样频率F_s的倒数。

该相位旋转器因此作用于使用相位值来旋转输入信号采样的相位以产生经相位旋转的采样。经相位旋转的采样表示包括频调信号和噪声、被偏移了与例如由图13中解说的频率误差估计器1340计算出的相位值相对应的所估计频调频率误差的信号。

功率计算块1504以与上述总功率测量块1501执行的总功率计算相似的方式计算并加总经相位旋转的采样的功率以产生对应经旋转采样的加总功率值功率计算块1504使用该加总功率值通过计算该加总功率值的平方根来计算要重构的正弦波的相应振幅。

正弦波生成器1505通过使用正弦波生成算法基于计算出的振幅和表示所估计频调频率误差的相位值来产生表示正弦波形式的经重构频调信号的采样。从正弦波生成器1505输出的采样表示经重构频调信号，其频率等于输入信号的实际频调频率加测量误差。

测量误差是输入信号中的噪声以及与由频率估计器(例如，频率估计器628、1340)执行的频率估计相关联的误差的函数。测量误差包括(i)‘AC’项，其具有平均误差0以及非零且有限的标准偏差；以及(ii)‘DC’项，其表示可为负或为正且具有标准偏差0的固定误差。‘DC’项通常主要取决于频率估计的准确度。‘AC’项通常主要取决于输入信号中的噪声。

图16解说了关于所选ρ值在计算出的SNR与所估计频率误差中的误差之间的示例关系。再次参照图15，若输入信号中的噪声以及与频率估计相关联的误差皆为0，则测量误差将为0并且由正弦波生成器1505生成的采样将仅表示频调信号而无噪声也无频调频率误差。如以上关于图6解释的，仅在所估计频调频率误差中的误差在相对窄的频率范围(例如，在2KHz的数量级上)内时，所估计频调的测得SNR才是高的(例如，0dB或以上)。该相对窄的频率范围显著窄于用于频率误差的每个假言的频调频率范围，每个假言与由不同φ_n值表示的不同偏移频率相关联。

第一减法器1506在逐采样基础上从输入采样减去表示经重构频调信号的采样以产生噪声采样。由于输入采样表示频调信号加噪声并且表示经重构频调信号的采样表示频调信号而无增加的噪声(假定无测量误差)，因此这些噪声采样表示经采样输入信号中存在的噪声。噪声功率测量块1507以与总功率测量块1501的操作相似的方式进行操作，通过计算这些噪声采样的功率并加总这些计算出的功率来计算噪声功率P_N。第二减法器1508从计算出的总功率P_T减去计算出的噪声功率P_N以产生计算出的频调信号功率P_S＝P_T-P_N。除法器1509将计算出的频调信号功率P_S除以计算出的噪声功率P_N以产生计算出的SNR。

以上描述的多轮技术的每个不同假言对应于不同的频调频率范围。所有三次检查(每次对应于不同的假言)是互斥的，其原因在于若一次检查产生肯定结果，则其他检查产生否定结果。这些检查是互斥的，因为仅在所估计频调频率在相对窄的频率范围(例如，在2KHz的数量级上)内时，所估计频调的测得SNR才是高的(例如，0dB或以上)。该相对窄的频率范围显著窄于每个假言的频调频率范围。虚警的概率因此得到极大减小。

再次参照图11和12，已发现在P＝2时，φ₁和φ₂分别正负π/5的偏移值是有利的，其中P是用在上式(10)和(12)中的参数，且(2P+1)是通过旋转(2P+1)个所选相关值来创建的偏移值的数目。对于给定的P值，已发现正负π/(2P+1)的偏移值是有利的。参照图12，函数的中心波瓣在应用偏移π/(2P+1)时向右移位，且该波瓣在应用偏移π/(2P+1)时向左移位。对于P＝2，这些偏移对应于正负π/5。

在选取这些偏移值时，函数在不应用偏移时的中心波瓣的峰值位于与函数在应用π/(2P+1)的偏移时的空或零交叉频率相同的频率处。类似地，函数在应用偏移π/(2P+1)时的中心波瓣的峰值位于与函数在不应用偏移时的空或零交叉频率相同的频率处，如图12中解说的。对于偏移φ_n的至少一个值，函数的振幅总是足够高，如图12中的三个相交的中心最大波瓣下方的组合频率区域所表示的。这些偏移值间隔近似等于频率估计范围的频率差。

根据上述多轮技术，图13的粗略频率估计器628内的信号处理电路和信号处理子***1500可针对不同频率偏移分别执行频率估计并测量信噪比，从而频率偏移间隔大约频率估计范围。每个频率偏移作用于使得能估计位于居中于偏移带宽中部且具有与频率估计范围相同的宽度的频率估计带宽内的频率误差。

因此可选取和应用不同频率偏移，从而居中于这些偏移频率且具有等于频率估计范围的宽度的各频率范围合起来基本上覆盖了误差带宽。不同频率偏移之间的间距因此基本上大于可简单地用于精炼对频调频率误差的估计的间距。在不应用频率偏移(对应于频率偏移0)且频调频率误差在频率估计范围外时，不能估计出频调频率误差，直到应用特定频率偏移。

应用这些频率偏移，从而特定频率偏移的应用有效地用于使频调频率偏移到频率估计范围内。这是通过向信号采样的一部分应用该特定频率偏移以产生表示占用等于偏移了该特定偏移频率的误差带宽的偏移带宽的信号(包括频调信号)的经偏移值来达成的。

该多轮技术具有以下优点：可检测和估计频调频率误差的带宽具有比由(诸如上述频率误差估计器1340所采用的)频率误差估计算法提供的频率估计范围显著更大的频率范围。一个优点在于可在更宽的频率误差范围上使用具有高准确度的频率估计算法。该技术的另一个优点在于：在已使用特定频率偏移估计了频率误差时，所估计频率误差可被当作频调频率误差的准确估计且所估计频率误差无需被精炼。换言之，一旦获得频率估计，就不需要进一步的迭代。这不同于获得较不准确的估计并随后执行迭代以提供相继更准确的估计的迭***法。该多轮技术因此比传统方法更快且更高效，并且提供了估计更大范围的频调频率误差的能力。

再次参照图9和10，从以上描述将回想起信号处理电路可通过将信号采样集划分成各有N个采样的块并相干地加总这些各有N个采样的块以产生复数个相干总和、随后对这复数个相干总和进行相关并基于这复数个相干总和执行频调检测来检测频调。已发现在频调频率误差高达40到50kHz(真实网络中在基站和移动站的本机振荡器之间可能存在的最大误差)时，等于3的N值是有利的。N的该值3对于频调检测是有利的，因为其对于高达40到50kHz的频调频率误差在相干SNR中提供了大于单位一的增益，同时仍为较小频调频率误差提供足够的增益。通过检查图10中解说的图形化函数对应于频率偏移0kHz和50kHz(横轴)的值、以及通过注意表示该图形化函数的单位一值的虚水平线可以看到该优点。

图17解说了根据一个或更多个实施例的用于估计频调信号的未知频率误差的示例方法的流程图。

如图所示，可在误差带宽内对占用该误差带宽的包括频调信号的无线信号进行采样以生成信号采样(框1704)。可向这些信号采样应用频率偏移以产生经偏移值，经偏移值表示占用等于偏移了一偏移频率的误差带宽的偏移带宽的这些信号(框1708)。可使用这些经偏移值在小于误差带宽的频率估计范围内估计频调频率误差(框1712)。可使用这些信号采样以及所估计频调频率误差来测量频调信号的信噪比(框1716)。可对不同频率偏移重复该应用(框1708)、估计(框1712)、和测量(框1716)(框1720)。在已应用导致特定的所估计频调频率误差和高于阈值的测得信噪比的特定频率偏移时，可确定该特定的所估计频调频率误差等于该频调信号的未知频率误差(框1724)。

如以上所讨论的，所估计频率误差可用于调整给定无线通信设备的本机振荡器。相应地，在某些实施例中，可根据频调信号的所确定未知频率误差来调整本机振荡器的操作(框1728)。

如以上更详细地讨论的，在某些实施例中，不同频率偏移可间隔大约该频率估计范围。此外，不同频率偏移可具有居中于这些偏移带宽的相关联频率范围以及等于频率估计范围的合起来基本上覆盖该误差带宽的相关联宽度。经偏移值可通过对信号采样进行自相关以产生相关值并将这些相关值的相位旋转表示频率偏移的相位来生成。

在某些实施例中，可通过加总这些经偏移值以产生复数总和、计算该复数总和的相位并将该复数总和的相位解旋转表示频率偏移的相位以产生表示所估计频调频率误差的相位来估计频调频率误差。在某些实施例中，加总可包括仅加总奇编号经偏移值以产生该复数总和。例如，加总可包括加总奇编号经偏移值中的最大正奇编号经偏移值的实值和虚值，以及仅加总奇编号经偏移值中其余奇编号经偏移值的实值。作为另一示例，加总可包括将奇编号经偏移值中除最大正奇编号经偏移值以外的所有正奇编号经偏移值的实部乘以2以产生加倍值，将这些加倍值相加在一起以产生智能总和，并将最大正奇编号经偏移值加到该智能总和以产生复数总和。奇编号经偏移值可包括少于7个经偏移值，诸如仅编号为1、3和5的经偏移值。

测量频调信号的信噪比可包括测量信号采样的总功率、测量信号采样的噪声功率、以及从测得总功率减去测得噪声功率以获得该频调的信号功率。测量信号采样的噪声功率可包括使用这些信号采样和表示所估计频调频率误差的相位生成表示重新生成的频调的正弦波采样，从这些信号采样减去这些正弦波采样以产生噪声采样，以及测量这些噪声采样的功率。生成正弦波采样可包括将信号采样的相位旋转表示所估计频调频率误差的相位以产生经旋转信号采样，计算并加总经旋转信号采样的功率以产生功率总和，以及基于指定频调频率和该功率总和生成正弦波采样。

在某些实施例中，可通过将信号采样划分成各有3个采样的块并相干地加总这些各有3个采样的块以产生复数个相干总和、将这复数个相干总和进行相关、以及基于这复数个相干总和执行频调检测来检测频调信号。

本文中所描述的技术可以用于各种通信***，包括基于正交多路复用方案的通信***。此类通信***的示例包括正交频分多址(OFDMA)***、单载波频分多址(SC-FDMA)***、等等。OFDMA***利用正交频分复用(OFDM)，这是一种将整个***带宽划分成多个正交副载波的调制技术。这些副载波也可以被称为频调、频槽等。在OFDM下，每个副载波可以用数据独立地调制。SC-FDMA***可以利用交织式FDMA(IFDMA)在跨***带宽分布的副载波上传送，利用局部式FDMA(LFDMA)在由毗邻副载波构成的块上传送，或者利用增强式FDMA(EFDMA)在多个由毗邻副载波构成的块上传送。一般而言，调制码元在OFDM下是在频域中发送的，而在SC-FDMA下是在时域中发送的。

如本文中所使用的，术语“确定”涵盖各种各样的动作，因此“确定”可包括计算、运算、处理、推导、研究、查找(例如，在表、数据库或其他数据结构中查找)、探知等。另外，“确定”可包括接收(例如，接收信息)、访问(例如，访问存储器中的数据)、和类似动作。另外，“确定”可包括解析、选择、选取、建立、和类似动作。

除非明确另行指出，否则短语“基于”并非意味着“仅基于”。换言之，短语“基于”描述“仅基于”和“至少基于”两者。

术语“处理器”应被宽泛地解读为涵盖通用处理器、中央处理单元(CPU)、微处理器、数字信号处理器(DSP)、控制器、微控制器、状态机，等等。在某些情况下，“处理器”可以是指专用集成电路(ASIC)、可编程逻辑器件(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)等。术语“处理器”可以是指处理设备的组合，例如DSP与微处理器的组合、多个微处理器、与DSP核心协作的一个或更多个微处理器、或任何其他这类配置。

术语“存储器”应被宽泛地解读为涵盖能够存储电子信息的任何电子组件。术语存储器可以是指各种类型的处理器可读介质，诸如随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、非易失性随机存取存储器(NVRAM)、可编程只读存储器(PROM)、可擦式可编程只读存储器(EPROM)、电可擦式PROM(EEPROM)、闪存、磁或光学数据存储、寄存器等等。如果处理器能从和/或向存储器读写信息则称该存储器与该处理器处于电子通信中。整合到处理器的存储器与该处理器处于电子通信中。

术语“指令”和“代码”应被宽泛地解读为包括任何类型的计算机可读语句。例如，术语“指令”和“代码”可以是指一个或更多个程序、例程、子例程、函数、规程等。“指令”和“代码”可包括单条计算机可读语句或许多条计算机可读语句。

本文中所描述的功能可以在硬件、软件、固件、或其任何组合中实现。如果在软件中实现，则各功能可以作为一条或多条指令存储在计算机可读介质上。术语“计算机可读介质”是指能被计算机访问的任何可用介质。作为示例而非限定，计算机可读介质可包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其他光盘储存、磁盘储存或其他磁储存设备、或任何其他能够用于携带或存储指令或数据结构形式的合需程序代码且能由计算机访问的介质。如本文中所使用的盘和碟包括压缩碟(CD)、激光碟、光碟、数字通用碟(DVD)、软盘和蓝碟，其中盘(disk)常常磁性地再现数据而碟(disc)用激光光学地再现数据。

软件或指令还可以在传输介质上传送。例如，如果软件是使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)、或诸如红外、无线电、以及微波等无线技术从web网站、服务器或其它远程源传送而来的，则该同轴电缆、光纤电缆、双绞线、DSL、或诸如红外、无线电、以及微波等无线技术就被包括在传输介质的定义里。

本文所公开的方法包括用于达成所描述的方法的一个或多个步骤或动作。这些方法步骤和/或动作可彼此互换而不会脱离权利要求的范围。换言之，除非所描述的方法的正确操作要求步骤或动作的特定次序，否则便可改动具体步骤和/或动作的次序和/或使用而不会脱离权利要求的范围。

此外，应领会用于执行本文所描述的方法和技术的模块和/或其他恰适装置可以由设备下载和/或以其他方式获得。例如，可以将设备耦合至服务器以便于转送用于执行本文中所描述的方法的装置。或者，本文中所描述的各种方法可经由存储装置(例如，随机存取存储器(RAM)、只读存储器(ROM)、诸如压缩盘(CD)或软盘等物理存储介质)来提供，以使得一旦将该存储装置耦合至或提供给设备，该设备就可获得各种方法。此外，能利用适于向设备提供本文中所描述的方法和技术的任何其他合适的技术。

应该理解的是权利要求并不被限定于以上所解说的精确配置和组件。可在本文中所描述的***、方法、和装置的布局、操作及细节上作出各种改动、更换和变型而不会脱离权利要求的范围。

Claims (43)

1.一种估计频调信号的未知频率误差的方法，所述方法包括：

在误差带宽内对占用所述误差带宽的包括所述频调信号的无线信号进行采样以生成信号采样；

向所述信号采样应用频率偏移以产生经偏移值，所述经偏移值表示占用等于偏移了一偏移频率的所述误差带宽的偏移带宽的所述信号，其中应用所述频率偏移以产生所述经偏移值包括：

对所述信号采样进行自相关以产生相关值；并

将每个相关值的相位旋转表示所述频率偏移的相位；

使用所述经偏移值在小于所述误差带宽的频率估计范围内估计频调频率误差；

使用所述信号采样以及所估计频调频率误差来测量所述频调信号的信噪比；

一旦确定测量到的信噪比不满足阈值，对不同频率偏移重复所述应用、估计和测量；以及

一旦确定所述测量到的信噪比满足所述阈值，确定所述频调信号的所述未知频率误差等于特定的所估计频调频率误差。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括根据所述频调信号的所确定未知频率误差来调整本机振荡器的操作。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述不同频率偏移间隔大约所述频率估计范围。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述不同频率偏移具有居中于所述偏移带宽的相关联频率范围以及等于所述频率估计范围的合起来基本上覆盖所述误差带宽的相关联宽度。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，通过加总所述经偏移值以产生复数总和、计算所述复数总和的相位并将所述复数总和的相位解旋转表示所述频率偏移的所述相位以产生表示所估计频调频率误差的相位来估计所述频调频率误差。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述加总包括仅加总奇编号经偏移值以产生所述复数总和。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述加总包括：

加总所述奇编号经偏移值中的最大正奇编号经偏移值的实值和虚值；以及

仅加总所述奇编号经偏移值中的其余奇编号经偏移值的实值。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述加总包括：

将所述奇编号经偏移值中除最大正奇编号经偏移值以外的所有正奇编号经偏移值的实部乘以2以产生加倍值；

将所述加倍值相加在一起以产生智能总和；以及

将所述最大正奇编号经偏移值加到所述智能总和以产生所述复数总和。

9.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述奇编号经偏移值包括少于7个经偏移值。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述奇编号经偏移值仅包括编号为1、3和5的经偏移值。

11.如权利要求1所述的方法，其特征在于，测量所述频调信号的信噪比包括：

测量所述信号采样的总功率；

测量所述信号采样的噪声功率；以及

从测得总功率减去测得噪声功率以获得所述频调信号的信号功率。

12.如权利要求11所述的方法，其特征在于，测量所述信号采样的噪声功率包括：

使用所述信号采样和表示所估计频调频率误差的相位生成表示重新生成的频调的正弦波采样；

从所述信号采样减去所述正弦波采样以产生噪声采样；以及

测量所述噪声采样的功率。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，生成所述正弦波采样包括：

将所述信号采样的相位旋转表示所估计频调频率误差的所述相位以产生经旋转信号采样；

计算并加总所述经旋转信号采样的功率以产生功率总和；以及

基于指定频调频率和所述功率总和生成正弦波采样。

14.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

通过将所述信号采样划分成各有3个采样的块并相干地加总所述各有3个采样的块以产生复数个相干总和来检测所述频调信号；

将所述复数个相干总和进行相关；以及

基于所述复数个相干总和执行频调检测。

15.一种用于估计频调信号的未知频率误差的装置，所述装置包括：

采样器，用于在误差带宽内对占用所述误差带宽的包括所述频调信号的无线信号进行采样以生成信号采样；以及

信号处理电路，其配置成：

向所述信号采样应用频率偏移以产生经偏移值，所述经偏移值表示占用等于偏移了一偏移频率的所述误差带宽的偏移带宽的所述信号，其中应用所述频率偏移以产生所述经偏移值包括所述信号处理电路被配置成：

对所述信号采样进行自相关以产生相关值；并

将每个相关值的相位旋转表示所述频率偏移的相位；

使用所述经偏移值在小于所述误差带宽的频率估计范围内估计频调频率误差；

使用所述信号采样以及所估计频调频率误差来测量所述频调信号的信噪比；

一旦确定测量到的信噪比不满足阈值，对不同频率偏移重复所述应用、估计和测量；以及

一旦确定所述测量到的信噪比满足所述阈值，确定所述频调信号的所述未知频率误差等于特定的所估计频调频率误差。

16.如权利要求15所述的装置，其特征在于，还包括调整模块，其被配置成根据所述频调信号的所确定未知频率误差来调整本机振荡器的操作。

17.如权利要求15所述的装置，其特征在于，所述不同频率偏移间隔大约所述频率估计范围。

18.如权利要求15所述的装置，其特征在于，所述不同频率偏移具有居中于所述偏移带宽的相关联频率范围以及等于所述频率估计范围的合起来基本上覆盖所述误差带宽的相关联宽度。

19.如权利要求15所述的装置，其特征在于，所述频调频率误差是通过加总所述经偏移值以产生复数总和、计算所述复数总和的相位并将所述复数总和的相位解旋转表示所述频率偏移的所述相位以产生表示所估计频调频率误差的相位来估计的。

20.如权利要求19所述的装置，其特征在于，所述加总包括仅加总奇编号经偏移值以产生所述复数总和。

21.如权利要求20所述的装置，其特征在于，所述加总包括：

加总所述奇编号经偏移值中的最大正奇编号经偏移值的实值和虚值；以及

仅加总所述奇编号经偏移值中的其余奇编号经偏移值的实值。

22.如权利要求21所述的装置，其特征在于，所述加总包括：

将所述奇编号经偏移值中除最大正奇编号经偏移值以外的所有正奇编号经偏移值的实部乘以2以产生加倍值；

将所述加倍值相加在一起以产生智能总和；以及

将所述最大正奇编号经偏移值加到所述智能总和以产生所述复数总和。

23.如权利要求21所述的装置，其特征在于，所述奇编号经偏移值包括少于7个经偏移值。

24.如权利要求21所述的装置，其特征在于，所述奇编号经偏移值仅包括编号为1、3和5的经偏移值。

25.如权利要求15所述的装置，其特征在于，测量所述频调信号的信噪比包括：

测量所述信号采样的总功率；

测量所述信号采样的噪声功率；以及

从测得总功率减去测得噪声功率以获得所述频调的信号功率。

26.如权利要求25所述的装置，其特征在于，测量所述信号采样的噪声功率包括：

使用所述信号采样和表示所估计频调频率误差的相位生成表示重新生成的频调的正弦波采样；

从所述信号采样减去所述正弦波采样以产生噪声采样；以及

测量所述噪声采样的功率。

27.如权利要求26所述的装置，其特征在于，生成所述正弦波采样包括：

将所述信号采样的相位旋转表示所估计频调频率误差的所述相位以产生经旋转信号采样；

计算并加总所述经旋转信号采样的功率以产生功率总和；以及

基于指定频调频率和所述功率总和生成所述正弦波采样。

28.如权利要求15所述的装置，其特征在于，所述信号处理电路还被配置成：

通过将所述信号采样划分成各有3个采样的块并相干地加总所述各有3个采样的块以产生复数个相干总和来检测所述频调信号；

将所述复数个相干总和进行相关；以及

基于所述复数个相干总和执行频调检测。

29.如权利要求15所述的设备，其特征在于，进一步包括：

接收机单元，用于处理包括具有未知频率误差的载波信号和噪声信号的辐射信号，所述载波信号是用频调信号进行频率调制的；以及用于将包括所述频调信号的基带信号以及基带噪声信号提供给所述信号处理电路。

30.一种用于估计频调信号的未知频率误差的设备，所述设备包括：

用于在误差带宽内对占用所述误差带宽的包括所述频调信号的无线信号进行采样以生成信号采样的装置；

用于向所述信号采样应用频率偏移以产生经偏移值的装置，所述经偏移值表示占用等于偏移了一偏移频率的所述误差带宽的偏移带宽的所述信号，其中所述用于应用所述频率偏移以产生所述经偏移值的装置包括：

用于对所述信号采样进行自相关以产生相关值的装置；并

用于将每个相关值的相位旋转表示所述频率偏移的相位的装置；

用于使用所述经偏移值在小于所述误差带宽的频率估计范围内估计频调频率误差的装置；

用于使用所述信号采样以及所估计频调频率误差来测量所述频调信号的信噪比的装置；

用于一旦确定测量到的信噪比不满足阈值，对不同频率偏移重复所述应用、估计和测量的装置；以及

用于一旦确定所述测量到的信噪比满足所述阈值，确定所述频调信号的所述未知频率误差等于特定的所估计频调频率误差的装置。

31.如权利要求30所述的设备，其特征在于，还包括用于根据所述频调信号的所确定未知频率误差来调整本机振荡器的操作的装置。

32.如权利要求30所述的设备，其特征在于，所述不同频率偏移间隔大约所述频率估计范围。

33.如权利要求30所述的设备，其特征在于，所述不同频率偏移具有居中于所述偏移带宽的相关联频率范围以及等于所述频率估计范围的合起来基本上覆盖所述误差带宽的相关联宽度。

34.如权利要求30所述的设备，其特征在于，所述频调频率误差是由用于加总所述经偏移值以产生复数总和的装置、用于计算所述复数总和的相位的装置以及用于将所述复数总和的相位解旋转表示所述频率偏移的所述相位以产生表示所估计频调频率误差的相位的装置来估计的。

35.如权利要求34所述的设备，其特征在于，所述用于加总的装置包括用于仅加总奇编号经偏移值以产生所述复数总和的装置。

36.如权利要求35所述的设备，其特征在于，所述用于仅加总奇编号经偏移值以产生所述复数总和的装置包括：

用于加总所述奇编号经偏移值中的最大正奇编号经偏移值的实值和虚值的装置；以及

用于仅加总所述奇编号经偏移值中的其余奇编号经偏移值的实值的装置。

37.如权利要求35所述的设备，其特征在于，所述用于仅加总奇编号经偏移值以产生所述复数总和的装置包括：

用于将所述奇编号经偏移值中除最大正奇编号经偏移值以外的所有正奇编号经偏移值的实部乘以2以产生加倍值的装置；

用于将所述加倍值相加在一起以产生智能总和的装置；以及

用于将所述最大正奇编号经偏移值加到所述智能总和以产生所述复数总和的装置。

38.如权利要求35所述的设备，其特征在于，所述奇编号经偏移值包括少于7个经偏移值。

39.如权利要求38所述的设备，其特征在于，所述奇编号经偏移值仅包括编号为1、3和5的经偏移值。

40.如权利要求30所述的设备，其特征在于，用于测量所述频调信号的信噪比的装置包括：

用于测量所述信号采样的总功率的装置；

用于测量所述信号采样的噪声功率的装置；以及

用于从测得总功率减去测得噪声功率以获得所述频调的信号功率的装置。

41.如权利要求40所述的设备，其特征在于，用于测量所述信号采样的噪声功率的装置包括：

用于使用所述信号采样和表示所估计频调频率误差的相位生成表示重新生成的频调的正弦波采样的装置；

用于从所述信号采样减去所述正弦波采样以产生噪声采样的装置；以及

用于测量所述噪声采样的功率的装置。

42.如权利要求41所述的设备，其特征在于，用于生成所述正弦波采样的装置包括：

用于将所述信号采样的相位旋转表示所估计频调频率误差的所述相位以产生经旋转信号采样的装置；

用于计算并加总所述经旋转信号采样的功率以产生功率总和的装置；以及

用于基于指定频调频率和所述功率总和生成正弦波采样的装置。

43.如权利要求30所述的设备，其特征在于，进一步包括：

用于通过将所述信号采样划分成各有3个采样的块并相干地加总所述各有3个采样的块以产生复数个相干总和来检测所述频调信号的装置；

用于将所述复数个相干总和进行相关的装置；以及

用于基于所述复数个相干总和执行频调检测的装置。