CN1585391B - 经改良的检测 - Google Patents

Abstract

经改良的检测，本发明涉及一种用于检测信号中的消息的方法与装置，其中所述消息以一个由固定符号序列组成的前同步码开始，每一符号的符号时间为T，其由一个在滞后不等于0时自相关较低的更高速率的码的重复来调制，其中所述重复码和所述固定符号序列在所述检测器中为已知。所述方法包括以下步骤：求信号与重复码的相关；求信号与该信号的副本的自相关，该副本大体上被延迟了一个符号时间；求信号与前同步码的相关；以及当所述信号中的一个数值大于一个门限值时，指示检测到一个消息。

Description

经改良的检测

技术领域

本发明涉及一种用于对低自相关序列调制信号的检测进行改良的装置及其方法。更具体而言，本发明涉及接收器设备，其中，以一种由固定序列组成的前同步码开始传输，所述序列由一种更高速率的重复“扩频码”调制，在滞后不等于零时，所选择的码具有很低的自相关。一个示例***就是802.11b无线LAN(局域网)接收器，其使用一个长度为11的巴克码来调制1 Msymbols/s PSK(相移键控)序列中的每个符号。 

背景技术

当有噪声和信道失真时，数字信号接收中的一个重要任务就是检测一次传输的开端在什么时候到达接收器。对于随机存取通信***，即例如基于IEEE 802.11标准的无线LAN(局域网)的事先不知道传输时间的***而言，这一点尤为重要。在设计这样一个***的检测过程时，一个主要任务就是在自信号开始后的特定时间内，以较高概率检测到一个到达信号，同时，给出一个低虚警概率，也就是在没有信号时，因为噪声和干扰信号而指示存在一个信号。 

一类重要的通信***就是所谓的“直接序列扩频”***，在这种***中，用一种“扩频码”对被传输序列进行扰频，这种“扩频码”是一种更高速率的序列，其导致被传输信号占用更宽的带宽，从而可以更好地抵抗诸如可由多径干扰所导致频率选择性衰落。 

这种信号的一个子类应用于IEEE 802.11和IEEE802.11b标准中。这些标准定义了一个长度为11的巴克序列的使用，所述序列定义为+1、-1、+1、+1、-1、+1、+1、+1、-1、-1、-1，其中，首先输出最左边的数值，或者说“码片”。此码用于以高于被传输信号11倍的速率与被传输信号相乘；对于IEEE 802.11 DSSS/IEEE 802.11b中前同步码的情况，前同步码期间的被传输信号由采用差分BPSK调制的两个已知伪随机序列中的一个构成，即输出载波被乘以+1或-1。 

在实际设计中，传输器和接收器中的采样速率经常为码片速率的倍数，例如22MHz，在此情况下，每个码片值被输出两次。为简便起 见而同时又不失一般性，以下讨论仅研究和码片速率相等的采样速率。 

从接收器的角度来看，巴克码的一个主要好处在于：当输出为11时，只要滞后不为零，则其自相关很低，为-1或者0。在这里，一个采样信号x(n)在滞后为τ时的自相关定义为： 

$R_{\mathrm{xx}}\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}x\left(n\right)x^{*}(n-\mathrm{\τ})$

低自相关特性意味着：可以在接收器上将输入信号与传输器中所用巴克序列的相关。因此，以巴克序列调制的信号可以在相关器的输出上产生一个很强的峰值，但是其它信号则不会产生强峰值。 

当在时间m开始在一个加性白高斯信道上传输一个单一巴克序列时，会增加噪声，所导致的接收到的复信号由下式给出： 

y(n)＝Aexp(iφ)x(n-m)+e(n) 

即，所接收采样信号为原始信号经比例放缩、相位旋转后，再加上高斯白噪声。 

当将所述巴克序列叠加在一系列BPSK符号时，可以利用自相关的线性性质确定其结果为各个单独脉冲响应之和。因此，在每个被传输BPSK符号的末尾将产生一个脉冲序列，而脉冲的正负符号取决于被传输符号的正负符号。 

在实际***中，还存在简单高斯噪声之外的其它恶化。一个重要的恶化源就是传输装置与接收装置之间的频率偏移。在802.11b标准中，在每个装置中的频率偏移可达25ppm，而导致总可能失配达到50ppm或120kHz。这导致接收信号中的相移随时间变化，并导致巴克相关器结果具有一个变化的相位，并会稍微降低输出信号的振幅。然而，在频率偏移为120kHz时，振幅降低的数值很小，如-0.2dB。 

无线电传输器与接收器之间可以反射无线电能量的物体，在传输器与接收器之间提供了一些直接路径之外的不同路径，在某些情况下，甚至可能不存在直接路径。这些路径中的每一个都具有不同的延迟，以及不同数量衰减信号。在接收器上的结果就是，每个接收到的采样都是所述信号的一些具有不同相位、振幅的不同延迟副本与噪声之和： 

$y\left(n\right)=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{A}_m\exp \left(i{\mathrm{\φ}}_m\right)x(n-m)+e\left(n\right)$

再次指出，可以利用叠加原理来求相关器响应。每个多径辐射m都会产成一个由振幅为Am的波纹所围绕的不同峰值，这个峰值的振幅为11Am。这就意味着可以用相关器的输出有效地分离各个多径辐射，因为相较而言，由相邻多径产生的波纹很小。 

接收器中的可用信号能量被分散在所有不同多径上。这意味着，对于一个给定的信号能量，相关器的峰值输出相对于没有频散信道中的顶点通常要低一个“峰值”。 

对巴克前同步码检测问题最简单的解决方法就是将检测判决建立在巴克相关器的输出在有无巴克调制输入信号时的差别上。在有巴克前同步码时，平均输出信号(每符号峰值)给出如下： 

$c{\left(n\right)}_{\mathrm{barker}}=11\mathrm{Aexp}\left(\mathrm{i\φ}\right)+\underset{k=0}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}e(n-k)$

在没有信号时，相关器的输出信号给出如下： 

$c{\left(n\right)}_{\mathrm{notse}}=\underset{k=0}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}e(n-k)$

这一过程的主要困难在于不知道给定符号的相位和振幅。在一给定时刻，取相关器输出大小的平方，可以消除相位分量。其结果给出如下： 

$c\left(n\right)c^{*}\left(n\right)=(11\mathrm{Aexp}\left(\mathrm{i\φ}\right)+\underset{k=0}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}e(n-k))(11\mathrm{Aexp}(-\mathrm{i\φ})+\underset{k=0}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{*}(n-k))$

$=121A^2+22\mathrm{ARe}\left(\underset{k=0}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}e(n-k)\right)+\underset{k=0}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}e(n-k)e^{*}(n-k)$

可以看出，这一表达式由三个主要分量组成：一个与信号功率成比例的常数分量，一个与噪声功率成比例的分量，一个均值为零，但方差与信号电平和噪声电平成比例的矢量积。在没有信号时，此结果与噪声功率成比例。 

如果将此结果根据下式对S个符号求和： 

$d\left(n\right)=\underset{s=0}{\overset{S}{\mathrm{\Σ}}}c(n-11s).c^{*}(n-11s)$

那么就可以减小结果中的方差，得到一个较低的虚警概率。 

这一求和的结果仍然与所接收信号的振幅成比例。在存在可变化的振幅时，一种设定判决门限的方法就是测量输入信号的平均振幅，并利用其对检测门限进行归一化。 

对于以巴克相关大小为基础的解决方案，其主要弱点在于检测判决是基于噪声电平和信号加噪声电平之间的差别。当信噪比很低时，所期望的输出在有无信号之间的差别就很低，而结果的方差很高，从而导致检测器性能很差。此外，此方法并没有解决多径问题。 

上述方法仅仅以对几个符号求平均的巴克相关输出功率为基础。然而，对于一个802.11b前同步码而言，也是利用两个可能序列中的一个来对信号进行BPSK调制。可以利用这一附加信息来提高检测器的增益。不是在逐个符号的基础上进行相关，而是根据整个已知被传输序列对所接收的信号求相关，并将结果的大小用于判决。其结果给出如下： 

$d\left(n\right)=\underset{s=0}{\overset{S}{\mathrm{\Σ}}}b\left(s\right)c(n-11s)$

其中b(s)为每个符号s的BPSK信号值。此信号具有一个方差，已经根据求和长度降低了所述方差，但是与上述设计相反的是，仅有纯噪声时，平均输出为零。因为在IEEE 802.11b中有两种可能序列，所以必须使用相对应的b(s)值计算两个结果，并选择最大值。这样会增大虚警概率。 

乍看起来，由于第二种方法在没有信号时的期望输出为零，所以具有更好的性能。事实上，在纯粹的白高斯信道中，人们已经熟知这一结构为数学最优检测器。然而，未知频率偏移的存在意味着在几个符号内会失去与被传输BPSK序列的相位对准，这妨碍了这一方法的应用。即使没有频率偏移，这一方法也不能消除多径分量。 

发明内容

本发明的一个主要目的就是提供一种至少缓解以上问题的装置与 方法。 

在这一方面，本发明一个特殊目的就是提供这种装置和方法：其提供一种方式，可以以这种方式，通过消除累进性的相位旋转，使具有对噪声为零均值响应的检测过程能够在有频率偏移时正常工作。 

本发明的另一目的是提供可以消除多径分量的装置和方法。 

根据本发明的一个第一方面，由一种用于检测信号中的消息的方法来达到这些目的，其中所述消息以一个由固定符号序列组成的前同步码开始，每一符号的符号时间为T，其通过一个在滞后不等于0时自相关很低的更高速率的重复码来调制，，其中所述重复码和所述固定符号序列在所述检测器中为已知。该方法包括以下步骤：求该信号与该重复码的相关；求该信号与该信号一个副本的自相关，所述副本大体上被延迟一个符号时间；求该信号与该前同步码的相关；以及，当所述信号中的一个数值大于一个门限值时，指示检测到一个消息。 

根据本发明的一个第二方面，由一种用于检测信号中的消息的装置来达到这些目的，其中所述消息以一个由固定符号序列组成的前同步码开始，每一符号的符号时间为T，其通过一个当滞后不等于0时自相关很低的更高速率的码的重复调制，其中所述重复码在该检测器中为已知，并且所述固定符号序列在所述检测器中为已知。此装置包括一个第一相关器，安排其用于求所述信号与所述重复码的相关；一个自相关器，安排其用于求所述信号与所述信号一个副本的自相关，所述副本大体上延迟一个符号时间；一个第二相关器，安排其用于求所述信号与所述已知前同步码的相关，并且，其中当所述信号中的一个数值大于一个门限值时，安排所述装置指示检测到一个消息。 

本发明利用信号的重复性质，以及被传输波形的低自相关性：因为被传输信号是同一波形的一系列正负副本，所以所接收到的序列也由一个重复波形组成，只是其被多径分散，并且由于频率偏移而具有相位旋转。巴克序列的低相关性意味着相邻符号相互之间的干扰较低，可以使此近似成立而不管被传输脉冲的正负符号。 

在时间上的重复意味着可以将以前传输的符号用作测量当前符号的“模板”，其方法是，求所述信号与一个恰好被延迟一个符号周期的副本的自相关。可以将一个由于BPSK符号b(s)∈{-1，+1}而具有多径，并具有频率偏移ω₀的接收信号脉冲表示为： 

$y\left(n\right)=b\left(s\right)\exp \left(i{\mathrm{\ω}}_{0}n\right)\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{A}_m\exp \left(i{\mathrm{\φ}}_m\right)x(n-m_s)+e\left(n\right)$

假定，归因于巴克序列的低自相关性，相邻多径之间的干扰很小，那么相关器的输出可以近似表示为： 

其中是通过巴克相关器的相移，定义数字迪拉克函数

(k)当k＝0时为1，其它情况下为零，并将这个函数用于定义每个多径辐射的采样位置。当每个多径响应11Am大于来自其它多径辐射的干扰时，即环绕峰值时，此近似成立。 

在忽略噪声时，可以将符号s和符号s-1的复共轭之间一个符号的间隔自相关的峰值结果写为： 

$a\left(s\right)\≈b\left(s\right)b(s-1)\exp \left(i{\mathrm{\ω}}_{0}T\right)\underset{n}{\mathrm{\Σ}}11A_m\exp \left(i{\mathrm{\φ}}_m\right)11A_m\exp (-i{\mathrm{\φ}}_m)$

$=b\left(s\right)b(s-1)\exp \left(i{\mathrm{\ω}}_{0}T\right)\underset{m}{\mathrm{\Σ}}121{A_m}^2......\left(1\right)$

可以看到，所述结果由所有多径分量的能量组成，其具有在单个符号周期内由频率偏移所产生的相位旋转，整个表达式的正负符号由两个BPSK符号b(s)和b(s-1)的正负符号决定。 

根据本发明的一个优选实施例，安排所述方法或装置接收所述信号来作为一个第一信号，其中通过求所述第一信号与重复码的相关来执行第一相关以构成一个第二信号。通过求所述第二信号与所述第二信号一个大体上被延迟一个符号时间的副本的自相关来执行自相关以构成一个第三信号。通过求所述第三信号与所述前同步码的相关来执行第二相关以构成一个第四信号，并且当所述第四信号中的一个数值大于一个门限值时，通过指示检测到一个消息来执行所述指示。 

根据本发明的一个优选实施例，第一、第二、第三和第四信号分别由各自的第一、第二、第三和第四数据流y、c、x和d表示，其中y(n)、c(n)、x(n)和d(n)各代表时刻n的相应信号值。 

根据本发明的一个优选实施例，通过将取自所述第三信号的数值 求和来求所述第三信号与所述前同步码的相关以构成所述第四信号，其中取自所述第三信号的所述数值相互之间的间隔为所述符号时间T。 

根据本发明的一个优选实施例，对于第二数据流中的每个数据项c(n)，求所述数据项中的第一个c(n)与所述数据项的第二个c(n-T)(其延迟所述符号时间T)的自相关，由此求得所述第二数据流的自相关，从而得到所述自相关后数据项的第三数据流x(n)，然后求所述第三信号与所述前同步码的相关，其方法为：将所述第三数据流x(n)一个子集中的每个数据项x(n₁)、x(n₁-T)、x(n₁-2*T)...x(n₁-S*T)(其中S为所述前同步码中所需要的符号数)乘以相应符号和先前符号的BPSK值b(s)，并对所述相乘后数据项的每一个求和，以构成所述第四数据流d(n)。 

根据本发明的一个优选实施例，所述消息是各具有一特定前同步码的多个消息中的任意一个。求所述第三数据流与每一消息前同步码的相关值以构成所述第四数据流，每一相关具有数值d₁(n)，其中i表示第i个第四数据流，通过将所述第四个数据流中每个数据流的数值d₁(n)与各自门限对比，如果所述数据d₁(n)大于所述相应门限，则指示检测到所述任一消息，以此指示一个特定消息的检测。 

例如在IEEE 802.11b中，可能以两种由不同前同步码分离的格式发送信息。在检测前同步码时需要将这些消息进行分离，因此可能实施两个并行检测。 

根据本发明的一个优选实施例，将取自所述第三数据流x(n)中的K+1个数据项x(n-k)乘以一个窗口函数w(k)，并求和，以根据式 

执行一个窗口操作，其中k选自0到K中的不同连续整数。 

根据本发明的一个优选实施例，对于k的K+1个不同值，将复数值c(n-k)同复共轭c*(n-k-T)和窗口函数w(k)相乘，并将所述相乘值求和，以此执行所述自相关，其中k选自0到K中的不同连续整数。 

所述窗口函数对来自不同多径的分量的基值进行求和。 

在实践中，事先不知道多径分量的数目，而且一个典型实施将仅仅在一个固定延迟窗口上进行求和。应选择这一窗口的持续时间，使其与多径频散的期望长度相匹配，并且可以使用一个窗口函数w(k)来更好地匹配期望的多径振幅特征：这些措施可以提供对噪声的最佳抑制。根据巴克相关器输出c(n)所计算的自相关函数给出如下： 

$a\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}w\left(k\right)c(n-k)c^{*}(n-k-T)$

用星号所表示的复共轭操作，可以同样很好地应用于所述符号的非延迟版本。此外，也可能以性能为代价简化实施，其方法是为窗口函数选择一个常数数值，并对复数乘法的输入数据使用降低的分辨率，例如将输入限制为+/-1+/-i，即将连续输入强制改为一系列所选数值中最接近的数值。 

这一自相关的符号间隔峰值由一个恒定相位分量组成，所述分量被乘以BPSK输入b(s)和b(s-1)的正负符号之积。在固定前同步码序列中，这些数据为已知，所以可以将所需数目的峰值求和，并调整其正负符号，以给出一个其最大振幅可以用于提供检测判决的输出。 

根据本发明的一个优选实施例，在N个符号上对所述第二信号求平均或求和以减少噪声，其中N大于2。 

根据本发明之另一优选实施例，求所述信号与所述前同步码的相关过程包括以下步骤：将所述第二数据流中以符号间隔时间的数据项c(n)同相应符号的BPSK值相乘；将M(M大于1)个所述相乘后的符号间隔数据项c(n)、c(n-T)、c(n-2*T)、...、c(n-(M-1)*T)求和，给出第一总和，表示第一平均符号值；将与所述M个数据项相邻的L(L大于1)个所述相乘后的符号间隔数据项c(n-M*T)、c(n-(M+1)*T)、c(n-(M+2)*T)、...、c(n-(M+L-1)*T)求和，给出一个第二总和，表示一个第二平均符号值；其中通过求所述第一和第二平均符号值的自相关来执行所述自相关，并且对所述前同步码中所需数目的符号重复以上的相乘、求和及自相关步骤。 

通过对两个或多个符号求自相关中所用数值的平均值，有可能降低根据本发明的方法和装置对输入信号中噪声的敏感性。但是，这样会增加处理过程中乘法的个数。 

根据本发明的一个优选实施例，此自相关为预先计算的。 

根据本发明的一个优选实施例，对所述第二数据流中的每个数值执行以下步骤：对BPSK值的每个可能组合求符号间隔数值之和，以得 到M个相邻符号的平均符号数值的所有组合，从而形成第一平均符号数值集合；对于BPSK数值的每个可能组合，对与所述M个符号相邻的符号间隔数值求和，以得到L个相邻符号的平均符号数值的所有可能组合，从而形成第二平均符号数值集合；其中，通过将所述第一、第二平均符号数值集合中的平均符号值的所有可能组合进行自相关，以执行所述自相关，从而构成数据流的第一集合；将所述数据流集合中所述数据流的每一个馈送到一个分离并行延迟线；并且，在所述前同步码中相应符号处抽取所述延迟线的相应线，并将抽取的数值求和，从而形成所述第四数据流。 

根据本发明的一个优选实施例，通过删除那些仅有正负符号不同的数值，从而减少所述数据流集合中所述数据流的数目，由此减少所述第一、第二集合中平均符号数值的个数，相应符号的正负符号在相应延迟线的抽头处校正。 

通过以上安排，在对符号进行平均时，实质上可以减少乘法数目并换得内存空间。 

在输入端仅有噪声(无信号)时，巴克相关的结果为白高斯噪声。自相关的结果也是白色的，并且具有零均值；后续的符号间隔求和接着在保持零均值的同时减小了结果的方差，给出了在有与无信号情况下检测器输出之间的最大分离。 

检测器的输出与信号电平成比例，所以有必要根据所测得的信号功率对检测判决门限进行归一化，所述信号功率应在执行检测算法大体相同的周期内测得。 

根据本发明的方法的主要好处在于提高了检测器输出在“有信号”和“无信号”情况之间的差别，这是通过将所传输BPSK序列的知识运用于检测判决之中而获得的。这在给定门限设置时降低了虚警概率，或者在给定虚警概率情况下给出较高的检测概率。本方法还提供了一种在有多径频散时提高检测概率的方法。 

根据具有噪声抑制的优先实施例的方法，在低信号噪声比的情况下以增加硬件复杂性为代价提供了改良了的性能。 

巴克序列具有几个非理想特性：正弦干扰信号或DC(直流)可以产生显著的相关结果。将被传输BPSK序列的知识带入检测判决的另一个好处是可以在很大程度上消除检测器输出处的恒定正弦信号或DC信 号。 

从以下对本发明实施例的详细说明可以明了本发明的其它特征及其优势。 

附图说明

图1展示了重叠有一个巴克序列的BPSK信号，以及根据已知技术的相应输出信号。 

图2展示根据背景技术的一个巴克相关器。 

图3是根据本发明的一个优选实施例，其中实施了两个并行前同步码相关器。请注意，本发明也可以用一个前同步码相关器工作。 

图4是根据本发明的一个优选实施例，其中在进行自相关之前将符号一起求均值。 

图5和图6是根据本发明的一个优选实施例，其中自相关为预先计算的。 

具体实施方式

出于解释而非限制的目的，在以下说明中罗列了特定的细节，如特定的技术和应用，以提供对本发明的透彻理解。但是，所属技术领域的技术人员应明白，可以在脱离这些特殊细节的其它实施例中实施本发明。在其它例子中，省略了熟知方法和装置的详细描述，以避免用不必要的细节来混淆本发明的说明。 

图1示意性地展示了根据已知技术使用一个11MHz巴克码序列102进行传输以产生一个11MHz的输出信号103的1MHz BPSK信号101。 

在接收器接收到所传输的信号，并使用一个相关器200求其与被传输巴克序列的相关，以匹配所传输的码片序列，所述相关器由11个单个采样延迟级201和由+1/-1组成的抽头202组成，如图2所示。考虑在某一时间开始传输的一个序列，给出所述相关器的输出如下： 

$c\left(n\right)=\underset{k=0}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}x(n-k)y(n-k)$

$=\mathrm{Aexp}\left(\mathrm{i\φ}\right)\underset{k=0}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}x(n-k)x(n-m-k)+\underset{k=0}{\overset{10}{\mathrm{\Σ}}}x(n-k)e(n-k)$

这一结果中的第二项是11个高斯噪声采样与+1/-1相乘后的和。 记n′＝n-m-k，并重新排列所述总和，第一项可以写为： 

$c\left(n\right)=\mathrm{Aexp}\left(\mathrm{i\φ}\right)\underset{n^{\′}=n-m-10}{\overset{n-m}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n^{\′}\right)x(n^{\′}+m)$

可以看出，其与自相关表达式相类似：仅有的区别在于求和范围被限制于11个采样值。由于除当0≤n′≤10时之外，巴克序列均为零，所以最大值发生于m＝n-10时，即在传输开始后的10个采样。 

根据图2中的相关器电路，这对应于记录于延迟线中的整个数据符号：只有在这一点，所有的+1/-1抽头202与数据对准，导致在输出上产生一个脉冲。 

图3示出根据本发明的一个优选实施例。设计此实施例以用于接收IEEE802.11b格式的巴克码消息。然而应当清楚，本发明也可应用于其它传输协议，而不限于IEEE802.11b。对于802.11b情况，使用两种可能的BPSK序列，相对应的检测器输出D1和D2与一个或多个归一化判决门限相比较，这是因为不同的门限可能用于两种不同的前同步码类型。如果D₁或D₂大于门限，就指示检测到信号。在非802.11b***中，只允许单个前同步码序列，只需要使用一个输出，从而给出改良的虚警性能。 

也有可能通过重新定时产生多个等价结构，其中自相关操作，或者甚至是巴克相关，被移至延迟线的抽头。但是这种解决方案将增加所需的硬件。 

参考图3，更详细地，根据如图2所示的结构接收一个由数据流y(n)组成的信号301，并进行巴克相关302，由此获得一个相关第二数据流c(n)。在一个延迟函数304中将所述数据流的一个副本延迟一个符号时间，在乘法器305进行复共轭并与原信号流相乘，从而得到第三数据流x(n)。将一个窗口函数306应用于所述数据流x(n)，对多径分量求和，然后将得到的数据流馈送至一个延迟抽头函数307。 

延迟抽头函数307以符号时间距离抽取数据流x(n)。即，延迟抽头函数307包括一个第一抽头308和一个第一延迟函数309，其为每个和尽需要多的符号将数据流x(n)延迟一个符号时间T，以获得可靠检测。这一安排的效果为，以符号时间抽取数据流x(n)，从而在每个抽头收集符号数据值。 

根据前面的公式1，接着将每个抽头308与所抽取特殊符号相对应的BPSK正负符号，以及所抽取符号之前符号的BPSK正负符号相乘310，以校正所抽取数值的符号。即b′(s)＝b(s)b(s-1)。然后在加法器311对校正正负符号后的抽取数值求和。计算绝对值312，并输出数值流D(n)，每个对应于一个y(n)。可以接着将这一数值与一个门限相比较，以检测消息的存在。 

在本实施例中，图3中的检测器被用于识别802.11b消息，其可能具有两个不同的前同步码。因此，复制307′延迟抽头函数307，而且所复制支路中所复制的延迟抽头函数307′具有不同的BPSK数值集合。 

因此，使用由BPSK校正的正负符号将每个符号自相关至以前的相邻符号。 

结合图2所说明的方法可能对噪声敏感。如果噪声电平太高，则会失去周期信号的结构，就不可能解决多径问题。在这种情况下，自相关过程仅向检测结果提供噪声，所得信号的相位也可能被扰动。而且，在采用AGC(自动增益控制)的***中，其情况可能是在接收器增益转换过程中，一个符号周期内的大部分时间被“删除”为零。 

为了提高设计性能，可对相邻符号求平均值，以降低噪声电平。 

由于频率偏移，在每个符号相关器输出之间存在有相位旋转；但是只要总的累积相移很小，就不会显著减小两个求和中的每一个的输出。如果此过程所引入的延迟时间不限制可以在一起求和的符号个数的话，那么相位旋转显著影响了求和结果的大小处的点限制了可以求和在一起的符号的个数。 

在数学上，对自相关中每个支路上求和的L和M个符号的自相关的输出给出如下： 

$a(s,n)=\underset{k=0}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}w\left(k\right)\left(\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}b(s-l)c(n-\mathrm{lT}-k)\right){\left(\underset{m=L}{\overset{M+L-1}{\mathrm{\Σ}}}b(s-m)c(n-\mathrm{mT}-k)\right)}^{*}$

这些“求均值后的自相关”可以接着根据下式用于产生总结果： 

$d\left(n\right)=\underset{s=M+L-1}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}a(s,n)$

并且这一结果的大小可以与已经用平均信号功率归一化的门限进行对比。 

与信号分量相比较，这一最终总和降低了所述结果的噪声方差。如在图2的实施例中，在没有信号时，此结果具有零均值。 

图4示意性地展示了在每一支路中对两个符号求均值的结构。但是应当清楚，可以使用两个以上的符号来求均值。由接收一个来自巴克相关器(未示出)的数据流c(n)。分别用401、402、403和404表示的第一、第二、第三和第四抽头抽取这一数据流，所述抽头的间隔为通过延迟405、406和407的符号时间。在分别由408、409、410和411表示的第一、第二、第三和第四乘法器中乘以相应抽头的BPSK正负符号。即，来自抽头401的数据被乘以符号s的BPSK数值，来自抽头402的数据被乘以符号s-1的BPSK数值。然后在加法器412中对这两个数据求和以得到数据流x(n)。与此类似，来自抽头403的数据被乘以符号s-2的BPSK数值，来自抽头404的数据被乘以符号s-3的BPSK数值。然后在加法器413中对这两个数据求和以得到数据流x_D(n)。由于实际上没有计算均值，所以需要适当调整相对应的门限值。 

然后在窗口函数414中将所述数据流x(n)乘以x_D(n)的复共轭，并进行窗口化以对多径分量求和。窗口函数414的输出表示一个经过平均的自相关符号数值。对延迟线中的所有符号重复此结构。即，对于根据本发明的检测器中所使用的各个附加符号而言，必须使用图4中所揭示结构的一个副本。 

依照所需乘法器数目来说，直接实施根据以上所述对求和的每个抽头重复以上结构是非常昂贵的。而相对于额外存储元件来处理乘法器的个数是有可能的。其原理在于：在计算过程中预先为所有可能的BPSK符号b(s)、b(s-1)、b(s-2)和b(s-3)计算a(s，n)的数值。例如，在自相关的每个支路中对两个符号求平均时，每一对中b(s)和b(s-1)的可能数值为：{+1，+1}、{+1，-1}、{-1，+1}和{-1，-1}。这些可能对中的两对只不过是另两对数值乘以-1，利用这一事实，只需要为八个组合中的四个计算结果，例如{+1，+1；+1，+1}、{+1，+1； +1，-1}、{+1，-1；+1，-1}、{+1，-1；+1，+1}。只需要将这些结果的正负符号反转就可以得到所有其它组合。应清楚，可以使用两个以上的符号计算均值，如果优选使用两个以上的符号，那么可以执行类似的计算。 

但是，当每个自相关中一起求均值的符号数目很小，并且自相关的两个支路使用相同数目的符号时，最重要的问题是最佳化。否则，保存所有可能序列所需要的存储元件个数就会过多。 

图5和图6示意性地揭示了一种实施方式，其利用了以上所述的在每个支路中对两个符号求均值。 

从一个巴克相关器(未示出)接收到一个数据流c(n)，并将其馈送至一个延迟线，其中所述数据流是以符号时间间隔进行抽取。以501a、501b、502a、502b、503a、503b、504a和504b表示的八个抽头被分别馈送至第一、第二、第三和第四加法器505、506、507和508。即抽头501a和抽头502a被馈送至第一加法器505，所述加法器以正号对他们进行求和。 

抽头503a和抽头504a被馈送至第三加法器507，所述加法器以正号对他们进行求和。抽头501b和抽头502b被馈送至第二加法器506，所述加法器对其进行求和时，抽头502b的符号为负。最后，抽头503b和抽头504b被馈送至第四加法器508，所述加法器对其进行求和时，抽头503b的符号为负。 

来自第三加法器507和第一加法器505的输出被馈送至第一乘法器509，所述乘法器将所述延迟符号的复共轭与非延迟符号相乘。来自第一乘法器509的输出被馈送至第一窗口函数510，其输出又被进一步馈送至图6中的第一延迟线601。来自第一乘法器509的输出表示BPSK数值{+1，+1；+1，+1}。 

来自第三加法器507和第二加法器506的输出被馈送至第二乘法器511，所述乘法器将所述延迟符号的复共轭与非延迟符号相乘。来自第二乘法器511的输出被馈送至第二窗口函数512，其输出又被进一步馈送至图6中的第二延迟线602。来自第二乘法器511的输出表示BPSK数值{+1，+1；+1，-1}。 

来自第一加法器505和第二加法器506的输出被馈送至第三乘法器513，所述乘法器将所述延迟符号的复共轭与非延迟符号相乘。来自 第三乘法器512的输出被馈送至第三窗口函数514，其输出又被进一步馈送至图6中的第三延迟线603。来自第三乘法器513的输出表示BPSK数值{+1，-1；+1，+1}。 

最后，来自第四加法器508和第二加法器506的输出被馈送至第四乘法器515，所述乘法器将所述延迟符号的复共轭与非延迟符号相乘。来自第四乘法器515的输出被馈送至第四窗口函数516，其输出又被进一步馈送至图6中的第四延迟线604。来自第四乘法器515的输出表示BPSK数值{+1，-1；+1，-1}。 

因此形成四个并行的数据流，各表示一个不同的BPSK数值集合。 

安排图5和图6中的检测器使其用于检测一个前同步码，其至少由数据流{+1，-1，+1，+1，-1，-1，-1，-1，+1，+1，-1}的一部分组成。应当清楚，这只是一个示例前同步码，现实世界中检测器要检测的前同步码可能非常长。当这一前同步码出现于数据流c(n)中时，检测器将输出d(n)一个最大值，将所输出的最大值与门限对比，所述检测器指示传输媒介中有消息存在。 

待检测前同步码中的前四个BPSK数值为{+1，-1，+1，+1}，其对应于第三延迟线603，所以由第一抽头605对此线进行抽取，并将其馈送至加法器606。接下来的四个BPSK数值为{-1，+1，+1，-1}，其对应于第四延迟线604，并且与第一对BPSK数值的正负符号相反。因此，由第二抽头607对第四延迟线进行抽取，接着在乘法器608反转其符号，并将其馈送至加法器606。接下来用于求平均和自相关的四个BPSK数值为{+1，+1，-1，-1}，其对应于第一延迟线，并且符号与第二对BPSK数值相反。因此，在两个符号时间延迟之后抽取第一延迟线601，反转符号，并将结果馈送至加法器606。接下来的四个BPSK数值为{+1，-1，-1，-1}，其对应于第三延迟线603，并且与第二对BPSK数值的正负符号相反。接下来的四个BPSK数值为{-1，-1，-1，-1}，它对应于第一延迟线601，并且与两对BPSK数值的正负符号都相反。由于两对具有相反的正负符号，所以不需要对所抽取数值变化符号((-1)*(-1)＝1)))。对所需要检测数目的符号重复以上操作以检测所述前同步码。 

应用以上安排，极大地减少了所需要的乘法器个数。 

很明显，可以采用多种方式变化本发明。这些变化不应被看作为 脱离本发明的范围。所属技术领域的技术人员应明白，所有这些变化将包含于所附权利要求的范围之中。 

Claims (14)

1.一种用于检测信号中消息的方法，其中：

所述消息以一个由固定符号序列组成的前同步码开始，每个符号具有一个符号时间T，由一个当滞后不等于0时自相关很低的形成重复码的更高速率的码的重复来调制，其中所述重复码和所述固定符号序列在检测器为已知，

其特征在于以下步骤：

接收所述信号作为一个第一信号；

求所述第一信号与所述重复码的相关以得到一个第二信号，

求所述第二信号与所述第二信号的副本的自相关以得到一个第三信号，所述副本大体上被延迟一个符号时间，

求所述第三信号与所述前同步码的相关以得到一个第四信号，以及

如果所述第四信号中的一个数值大于一个门限值，那么指示检测到一个消息。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述第一、第二、第三和第四信号分别由各自的第一、第二、第三和第四数据流表示，且其中y(n)、c(n)、x(n)和d(n)各代表在时刻n的相应信号值。

3.根据权利要求1所述的方法，其包括以下步骤：

通过对取自所述第三信号中的数值求和来求所述第三信号与所述前同步码的相关，以形成所述第四信号，其中取自所述第三信号的数值相互之间的间隔为所述符号时间T。

4.根据权利要求2所述的方法，其包括以下步骤：

对于所述第二数据流中的每个数据项c(n)，求所述数据项中的第一个c(n)与所述被延迟所述符号时间T的数据项中的第二个c(n-T)的自相关，由此对所述第二数据流求自相关，从而得到自相关数据项的所述第三数据流x(n)，

对于所述前同步码所需的符号个数S，将所述第三数据流x(n)的一个子集中的每个数据项x(n₁)、x(n₁-T)、x(n₁-2*T)...x(n₁-S*T)乘以相应符号的BPSK值b(s)和先前符号的BPSK数值b(s-1)的乘积，并对各个相乘后的数据项求和，由此进行所述第三信号与所述前同步码的相关，以形成所述第四数据流d(n)。

5.根据权利要求2所述的方法，其中所述消息是各具有一个特定前同步码的多个消息中的一个，并且所述方法包括以下步骤：

求所述第三数据流与每一消息前同步码的相关，以构成第四数据流，每个相关具有数据d_i(n)，其中i代表第i个第四数据流，并且

通过将所述第四数据流中每个数据流的数值d_i(n)与各自门限对比，如果所述数据d_i(n)大于所述相应门限，那么指示检测到任一所述消息，以此指示检测到一个特定消息。

6.根据权利要求2所述的方法，其中

所述值c(n)是复数值，通过将复数值c(n)同经过延迟的复共轭数值c^*(n-T)相乘来执行所述自相关。

7.根据权利要求2所述的方法，其中

将取自所述第三数据流x(n)中的K+1个数据项乘以一个窗口函数w(k)，并求和，以根据式执行一个窗口操作。

8.根据权利要求2所述的方法，其中

所述值c(n)是复数值，对于k的K+1个不同值，通过将复数值c(n-k)同复共轭c^*(n-k-T)和一个窗口函数w(k)相乘，并对所述相乘的数值求和，以此执行所述自相关，其中k选自0到K中的不同连续整数。

9.根据权利要求2至4中任一权利要求所述的方法，其包括以下步骤：

对N个符号求第二信号的平均值或总和以降低噪声，其中N大于2。

10.根据权利要求2所述的方法，其中求所述第三信号与所述前同步码的相关来形成第四信号包括以下步骤：

将所述第二数据流中在符号间隔时间内的数据项c(n)乘以相对应符号的BPSK数值，

对M个所述相乘后的符号间隔数据项c(n)、c(n-T)、c(n-2*T)、...、c(n-(M-1)*T)求和，给出一个第一总和，来表示一个第一平均符号值，其中M大于1，

对与所述M个数据项相邻的L个所述相乘后的符号间隔数据项c(n-M*T)、c(n-(M+1)*T)、...、c(n-(M+L-1)*T)求和，给出一个第二总和，来表示一个第二平均符号值，其中L大于1，

其中，所述值c(n)是复数值，将一个平均符号值与另一个平均符号值的复共轭相乘，并对K+1个各乘以一个窗口函数w(k)的数据项求和，从而执行所述自相关，其中k选自0到K中的不同连续整数，并且其中

对所述前同步码中所需数目的符号重复以上的相乘、求和及自相关步骤。

11.根据权利要求2所述的方法，其包括对所述第二数据流中的每个数值执行以下步骤的附加步骤：

对相应符号的BPSK值的每个可能组合的符号间隔数值求和，以形成M个相邻符号的平均符号值的所有组合，从而得到平均符号值的一个第一集合，其中，通过把所述第二数据流中以符号间隔时间的数据项与各自的所述BPSK值中的一个相乘来获得所述符号间隔数值中的每一个，

对BPSK值的每个可能组合中的与所述M个符号相邻的符号间隔数值求和，以形成L个相邻符号的平均符号值的所有可能组合，从而得到平均符号值的一个第二集合，并且其中

通过将所述平均符号值的第一和第二集合中的平均符号值的所有可能组合进行自相关以执行所述自相关，以构成数据流的一个第一集合，

将所述数据流集合中每个所述数据流馈送到一个分离并行延迟线，并且

在所述前同步码中相应符号处对所述延迟线的相应线进行抽取，并对抽取的数值求和，以得到所述第四数据流。

12.根据权利要求11所述的方法，其包括以下步骤：

通过删除那些仅有正负符号不同的数值，减少所述第一和第二集合中平均符号数值的个数，从而减少所述数据流集合中所述数据流的数目，并且

在相应延迟线的所述抽取的数值中校正所述相应符号的正负符号。

13.根据权利要求2至4中任一权利要求所述的方法，其中所述消息是根据标准IEEE802.11的一个消息。

14.一种用于检测一个信号中的一个消息的装置，其中所述消息以一个由固定符号序列组成的前同步码开始，每一符号的符号时间为T，其由一个当滞后不等于0时自相关较低的形成重复码的更高速率的重复码调制，其中所述重复码在检测器中为已知，所述固定符号序列在所述检测器中为已知，其特征在于：

所述信号作为一个第一信号；

提供一个第一相关器，安排其用于求所述第一信号与所述重复码的相关以得到一个第二信号，

提供一个自相关器，安排其用于求所述第二信号与所述第二信号一个副本的自相关以得到一个第三信号，所述副本大体上被延迟一个符号时间，

提供一个第二相关器，安排其用于求所述第三信号与所述前同步码的相关以得到一个第四信号，并且其中

安排所述装置使其用于在所述第四信号中的一个数值大于一个门限值时，指示检测到一个消息，其中

规定所述第一信号由一个被供应到所述第一相关器的第一数据流表示，其产生一个第二数据流，

规定所述第二数据流被供应至所述自相关器，其产生一个第三数据流，

规定所述第三数据流被供应至所述第二相关器，其产生一个第四数据流，并且

规定在所述第四数据流中的一个数值大于所述门限值时完成检测到一个消息的指示。

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