CN1565076A - 多相位压控振荡器 - Google Patents

Abstract

一种包括多相位压控跨导驱动器(102，104，106，108)的多相位压控振荡器(VCO，100)。每个驱动器(102，104，106，108)的输出提供4个振荡相位中的一个并且接收4个相位中的2个作为输入。每个驱动器(102，104，106，108)与一对反相放大器(132，134，136，138)相对应。放大器(132，134，136，138)可以是包括N型场效应管(NFET，152)和P型场效应管(PFET，154)的简单反相器(150)。通过提高或者降低供给电压(V_dd)控制跨导。

Description

多相位压控振荡器

技术领域

本发明一般涉及压控振荡器，并且具体涉及形成子集成电路芯片上的正交压控振荡器。

背景技术

压控振荡器(VCO)是公知的。一个典型的现有技术VCO是可调储能电路，也就是说，电容(C)与电感(L)并联以驱动一个缓冲器，例如一个反相器，振荡器以一个基本频率(T₀)振荡并且拥有电压可调工作范围。理想地，所述VCO输出频率直接线性地正比于加在振荡器上的控制电压。振荡器工作频率可以通过改变L或C而变化。通常，可调储能电路VCO是最可靠的VCO。

完整地集成LC储能VCO通常需要频带切换技术或连续的多VCO来实现很宽的调整范围。分离元件，例如电感和电容，是昂贵而笨重的。进一步地，把这些分离元件贴到集成电路上使集成电路变得复杂。因此，典型的集成电路芯片VCO是基于简单振荡器或者其他可以搭建并容纳在片上的电路完成的，例如，环形振荡器。然而，环形振荡器并不十分稳定并且对芯片环境和工作条件非常敏感。

进一步地，这种基于环形振荡器的集成VCO的电压输出振荡并不恒定，而且线性相关于输出频率。为了获得大可调范围，设计者必须在VCO工作频谱的低频端接受较小的输出信号。这样的低输出信号电平使振荡器的性能变差并且加大了噪声敏感性。

这样，需要拥有大可调范围和在调节范围内输出大信号电平的完整集成的正交VCO。

附图说明

为了使前述的和其他的对象、方面和优点更容易理解，现在将结合附图来参考引用优选实施例，其中：

图1为优选实施例正交VCO的功能框图；

图2为用于构建图1中VCO的压控跨导相位驱动器基本结构；

图3A-B为提供给跨导放大器的输入向量V₁、V₂和电流求和输出节点的输出电流向量V₁gm₁、V₂gm₂之间的关系；

图4A-B为对阻抗求和的单一极点的幅度和相位分量的伯德图(Bode plot)；

图4C是单独压控跨导相位驱动器的阻抗求和用极坐标表示的转移函数；

图5A-B是用于压控跨导相位驱动器、由图4C的求和阻抗极坐标图形叠加在如图3A-B的相位图之上的向量转移函数；

图6是优选实施例正交VCO的进一步细节框图；

图7A-C是压控跨导反相器的例子；和

图8A-D是分别示出在4、5、6和9相位的多相位压控振荡器的简单示意例。

具体实施方式

本发明是不包括电感的多相位压控振荡器(VCO)，优选是称为正交VCO的类型，其可完整集成在单独集成电路芯片上。特别地，本发明的正交VCO可以由通常称为CMOS的互补绝缘栅极场效应管(FET)技术来实现。正交VCO典型地产生至少两个相差90度相位的输出信号，即，正弦相位和余弦相位。

这样，本发明的VCO是低噪、宽频范围、可完整集成、在整个频率范围都拥有大输出电压摆动的CMOS正交VCO。VCO的优选可调范围从1200MHz延伸到2000MHz并且输出电压摆动在整个范围中足够大，从而可以驱动数字电路。另外VCO包括双调谐端口来支持唯一的合成器环路。

图1为包括压控跨导相位驱动器102、104、106和108的优选实施例正交VCO 100的框图。在这个实施例中，每个压控跨导相位驱动器102、104、106和108的输出提供4个振荡相位之一。每个压控跨导相位驱动器102、104、106和108接收4个相位中的两个作为模块输入。本明不局限应用于正交VCO，还可以应用于实现N相位的振荡器，其中每个相位由可控跨导功能模块产生，如下所述适当地从输出相位中选择模块输入。

图2为用于组建对应与图1中压控跨导相位驱动器102、104、106和108的VCO 100的基本相位驱动器110。每个基本相位驱动器110包括双跨导反相放大器112、114。在电流求和输出节点120，电阻116和电容118形成单极和相位偏移阻抗。跨导放大器112、114产生电流V₁gm₁、V₂gm₂作为输入控制电压V₁、V₂的响应。

如图3A-B所示，提供给跨导放大器112、114的输入电压V₁、V₂可以被视为是带有相位和幅度的向量。电流向量V₁gm₁、V₂gm₂从此产生并且在电流求和节点120相加，成为相位驱动的输出。简便起见，选择电容118为0，因此X_c＝4，电流向量在输出阻抗(R)处求和，产生输出电压向量(V₁gm₁+V₂gm₂)R。如图3A所示，如果输入电压向量拥有相同的幅度并且正交，则输出电压结果向量是不正交的45度并且反相输出。另外，如图3B所示，可以通过控制跨导放大增益gm₁和gm₂来可控地变化输出向量的幅度和相位。

图4A-B分别为单极求和阻抗以极坐标形式表示的幅度和相位。在零(0)弧度上相位偏移为零(0)并且在频率接近无限的时候接近负90度(-90°)或者-B/2弧度。在0弧度时幅度最大、等于R，当频率增加趋向无限时幅度降低到0。3db点发生在T＝1/RC处，同时对应与45度相位偏移。图4C为求和阻抗(包括电容118)对于单独可控跨导功能模块的极坐标转换函数。任意频率的向量阻抗始于原点、终于弧线122上对应特定频率的点。

图5A-B为用于压控跨导相位驱动器102、104、106、108的向量转移函数，把图4C的求和阻抗极坐标图形叠加在图3A-B的相位图上而形成。0°的求和阻抗相位偏移向量利用根据弧线122的弧线124和126映射到输出电压向量(V₁gm₁+V₂gm₂)R的幅度和相位。对于任意特定的正交输入向量和gm₁、gm₂值的组合，在求和阻抗的极坐标图形中存在唯一的频率与正交输出向量对应。因此，如上面所指出的gm₁＝gm₂，45度相位偏移所对应的正交输出向量位于Tc＝1/RC处，如图5A所示。这样通过控制gm₁和gm₂的值来控制相位驱动的正交频率，正交频率从0到无穷变化。因此，对于图1例中的每个相位驱动器102、104、106、108，相对于输出结果向量，输入向量V₁相位超前180度，输入V₂相位落后90度。从这个分析可以得出，选择哪个模块输出信号到哪个模块输入是很容易的事情。

图6是根据并且进一步细化图1中框图100的优选实施例正交VCO 130的框图。每个压控跨导相位驱动器102、104、106和108分别对应于一对可控跨导反相放大器132、134、136和138。进一步地，每对可控跨导反相放大器132’，132”，134’，134”，136’，136”和138’，138”，对应于图2中反相跨导放大器112、114对中的一个，下标表示对应关系(Correspondence)。这样，如上图2所示，每个对132，134，136，138提供了各自的电流和相位用来在各自独立的输出140、142、144或146处求和。

图7A-C为可控跨导反相放大器的例子。图7A为包括N型场效应管(NFET)152和P型场效应管(PFET)154的简单反相器150。NFET 152的源极连接到低或负供给电压上，例如，地，V_low或者V_ss。PFET 154的源极连接到高或正供给电压V_hi或V_dd上。NFET 152的漏极连接到PFET 154的漏极并与反相器输出156相连接。反相器的输入连接到的NFET 152栅极和PFET 154的栅极的公共连接上。这个反相器150的跨导可以通过变化供给电压(特别地，V_dd)而变化。

利用图7A中的简单反相器150作为小信号的跨导放大器，输出电流如下所示

$I=\frac{{(u\×c_0)}_p}{2}\×\frac{z_p\×k}{l}\×{(V_{\mathrm{in}}-V_{\mathrm{DD}}+V_t)}^2-\frac{{(u-c_0)}_n}{2}\×\frac{z_n}{l}\×{(V_{\mathrm{in}}-V_t)}^2$

这里k是PFET 154和NFET 152之间的氧化电容迁移比率的乘积。归一化这些乘积如下

$\frac{{(u\×c_0)}_p}{2}\×\frac{z_p\×k}{l}=\frac{{(u\×c_0)}_n}{2}\×\frac{z_n}{l}=\frac{(u\×c_0)}{2}\×\frac{z}{l}$

反相器150的跨导增益如下

$\mathrm{gm}=\frac{(u\×c_0)}{2}\×\frac{z}{l}\×(-V_{\mathrm{DD}}+2V_t)$

这样，反相器150的跨导增益线性正比于归一化的反相器器件152、154的宽长比。必须注意为了防止VCO的输出在干线电压(V_ss和V_dd)达到饱和，拓扑限制(gm₂/gm₁)#2是不能违反的。这通过选择gm₂和gm₁反相器的不同器件尺寸来实现，选择gm₂反相器器件两倍大小(也就是说，宽为两倍或者长为一半)于gm₁反相器并且限定gm₁的供给电压为V_dd。然后，通过限制gm₂反相器的供给电压为干线电压或更低，所得到的VCO就是稳定的。每个反相器所看到的输出阻抗就是在输出处并联反相器的输出跨导的寄生电容，如下所示

$Z\left(s\right)=\frac{1}{(g_n+g_p)+\mathrm{sC}}$

因此，对于本例，四个反相器132’，134’，136’和138’，拥有固定的gm为gm₁，然而剩下的四个反相器132”，134”，136”和138”，拥有变化的gm为gm₂，通过调整它们的供给电压来控制。利用简单反相器150设计gm₂反相器132”，134”，136”和138”，连接V_hi和V_lo有好处也有缺点。好处是VCO输出电压振荡保持较大，也就是说，提供给gm₂反相器增益的全范围供给电压电平不会过驱动输出信号。缺点是特别在低频，gm₂反相器输出处的大信号振荡超出gm₁反相器输入处的信号相位。当提供给gm₂反相器的PFET 154的源极(控制)电压V_hi低于V_dd时，gm₁反相器的输出可能超过V_hi使得输出信号电流流入gm₂反相器的输出并且从PFET 154的漏极流到源极，固定了输出电压。为了避免这种情况，gm₁反相器的最小供给电压必须有所限制。另外一个把这种简单反相器150应用到正交VCO的缺点是控制电压同时也是供给电压。因此，控制电压必须能够提供振荡器电流，因为振荡器能量供给是必需的。这可以通过把gm₂反相器132”，134”，136”和138”替换为图7B中的反相器160来解决。

图7B为第二可控跨导反相放大器160，与图7A类似，包括对应于NFET 152和PFET 154的NFET 162和PFET 164。另外，在PFET 164的源极和高供给电压V_dd之间，PFET 166与PFET 164串连地连接漏极和源极。PFET 166的栅极由偏置控制电压V_CON控制。对这个可控跨导反相放大器160，供给电压可以保持恒定并且跨导可以通过改变PFET 166的电流而变化，也就是说通过改变V_CON而变化。PFET 164的源极电压是PFET 166提供电流的函数，并且，相应地，也是PFET 166的栅极处的偏置控制电压V_CON的函数。

上述低频限制可以利用每个功能模块求和节点处的可变换电容(未画出)克服。由于每个求和节点的相位偏移是该节点整体电容的函数，加大电容会使相位偏移发生在较低频率，并因此降低振荡频率。

图7C为第三种可控跨导反相放大器170。NFET 172对应于NFET152，162。图7C中的可控跨导反相放大器170与图7B中的可控跨导反相放大器160类似，每个都把串联PFET 164，166替换为并联PFET对。PFET 164对应于并联PFET 174，176，PFET 166对应于并联PFET178，180。PFET 174，178串行连接在V_dd和输出之间。PFET 176，180也串行连接在V_dd和由两个分别连接到PFET 178，180栅极的分离跨导控制偏置电压V_CON1和V_CON2控制的输出跨导之间。可选地，PFET 174和178之间的连接点可以连接到PFET 176和180之间的连接点182。利用可选连接，PFET 174和176可以用单个PFET替换(未画出)。

多控制电压，图7C中的可控跨导反相放大器170对于需要VCO多端口控制(steering)的实际应用是有用的。如前所述，特定反相器的gm是器件尺寸和产生作为结果的反相器电流的供给电压联合起来的函数。从以上的振荡器分析，利用重叠和并联PFET 174，176和178，180的电流向量，可以通过对并联器件单独跨导的求和来发现有效的跨导。通过保持并联PFET 174，176和PFET 178，180的有效器件尺寸比例与反相器160的PFET 164，166一致：

z_p164＝z_p174+z_p176且z_p166＝z_p178+z_p180

这样，通过控制PFET 174，176相对于PFET 178，180的器件尺寸比例，每个端口的相对敏感性就得到了控制。附加的敏感性控制可以通过有选择地连接PFET 174，178到PFET 176，180的公共漏/源极在182的连接而实现。

需要注意上述实例，虽然每个相位驱动器的正交输出可以本质上从0到无穷输出，振荡器拓扑位置限制了正交VCO的频率范围。这些频率范围限制在更加严格的VCO数学分析下将更加明显。归一化的、每个功能模块的频率相关转移函数、输入向量和输出向量可以用指数形式描述如下：

$V_{(n+2)}\left(e^{-j\left(\frac{2\mathrm{\π}(n+2)}{N}\right)}\right)=V_{\left(n\right)}\left(e^{-j\left(\frac{2\mathrm{\πn}}{N}\right)}\right)\left({\mathrm{gm}}_{\left(n\right)}\left(\right|z\left(\mathrm{\ω}\right)\left|e^{-j\left(\arg z\left(\mathrm{\ω}\right)\right)}\right)\right)$

$+V_{(n+1)}\left(e^{-j\left(\frac{2\mathrm{\π}(n+1)}{N}\right)}\right)\left({\mathrm{gm}}_{(n+1)}\left(\right|z\left(\mathrm{\ω}\right)\left|e^{-j\left(\arg z\left(\mathrm{\ω}\right)\right)}\right)\right)$

这里N是振荡器相位的个数并且n＝1，2，3，...，N。

对于上述优选正交振荡器N＝4并且所需相位偏移是B/2弧度。由于所有功能模块是相同的，描述n＝1的情况。相位要求可以简化如下：

$-\frac{\mathrm{\π}}{2}=-a\tan \left(\frac{{\mathrm{gm}}_1}{{\mathrm{gm}}_2}\right)+\arg Z\left({\mathrm{\ω}}_0\right)$

反正切项

是由于gm的变化产生的相位偏移而第二项(argZ(ω₀))是由于求和阻抗极点产生的相位偏移。后一项相位偏移可以如下得出

argZ(ω₀)＝atan(-ωRC)

带入满足振荡器条件的频率

${\mathrm{\ω}}_0={\mathrm{\ω}}_c\×\left(\frac{{\mathrm{gm}}_2}{{\mathrm{gm}}_1}\right),$ 其中 ${\mathrm{\ω}}_c=\frac{1}{\mathrm{RC}}$

所以， $\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{{\mathrm{\ω}}_c}=\left(\frac{{\mathrm{gm}}_2}{{\mathrm{gm}}_1}\right)$

对于正交振荡器，输入和输出电压向量具有相同的幅度，并且增益要求可以如下确定：

1≤((gm₁)²+(gm₂)²)×|z(ω₀)|²

这样，角求和阻抗频率条件

$1\≤({\left({\mathrm{gm}}_1\right)}^2+{\left({\mathrm{gm}}_2\right)}^2)\×R^2\×\left(\frac{1}{{({\mathrm{\ω}}_0/{\mathrm{\ω}}_c)}^2+1}\right)$

然后，利用上述gm比和频率比相等，振荡器的要求可以如下给出

$1\≤{\mathrm{gm}}_1\×\mathrm{R\; and}{\mathrm{\ω}}_0=\frac{g{m}_2}{C}$

下面分析振荡器环路，每个基本功能模块输入的转移函数为

$H\left(s\right)={\mathrm{gm}}_{\left(n\right)}\left(\right|Z\left(s\right)\left|e^{-j\left(\arg \left(Z\left(s\right)\right)\right)}\right)={\mathrm{gm}}_{\left(n\right)}\×\left(\frac{R}{\frac{s}{{\mathrm{\ω}}_c}+1}\right)$

两个模块输入的唯一不同是由比例M＝gm₁/gm₂描述的gm₁和gm₂。模块的转移函数可以用通用转移函数H(s)，正交输入I(s)和Q(s)和它们的补(complement)来描述。这样，振荡器函数可以用如下4个联合等式描述：

I(s)＝-H(s)×( I(s)+M× Q(s))

Q(s)＝-H(s)×( Q(s)+M×I(s))

I(s)＝-H(s)×(I(s)+M×Q(s))

Q(s)＝-H(s)×(Q(s)+M× I(s))

输出模式转移函数可以通过在Q(s)的补中加入输入信号X(s)来确定

$\frac{I\left(s\right)}{X\left(s\right)}=\frac{-\mathrm{MH}\left(s\right)(M^2{H}^3\left(s\right)-H^2\left(s\right)+1)}{H^4\left(s\right)(1-M^4)+4M^2{H}^3\left(s\right)-2H^2\left(s\right)+1}$

替换上述H(s)并且化简，转移函数极点可以如下给出：

s＝ω_c(gm_(n)R×(M-1)-1)

s＝-ω_c(gm_(n)R×(M+1)+1)

s＝ω_c((gm_(n)R-1)+(±j)Mgm_(n)R)

因此，由稳定振荡的增益需要，1＝gm₁R，上述确定的极点发生在：

s＝ω_c(M-2)

s＝-ω_c(M+2)

s＝ω_c((±j)M)

当简单实极点存在于当(gm₂/gm₁)＞2时的右半s-平面，优选拓扑存在另外一个限制。为了避免右半s-平面拥有极点所带来的不稳定性，限制gm₂/gm₁，#2必须满足高端振荡频率2/RC的限制。

优选正交VCO的Q值可以从开放环路的3dB带宽决定。因此，把如图1的VCO 100的拓扑看作2-阶段差分反馈电路，上述正交等式，I(s)和 I(s)可以用来决定每个阶段的开放环路转移函数。

用Q(s)和它的补( Q(s))作为差分输入并且I(s)和补 I(s)作为输出的一个单独阶段转移函数：

$\frac{I\left(s\right)-\stackrel{\‾}{I\left(s\right)}}{Q\left(s\right)-\stackrel{\‾}{Q\left(s\right)}}=\frac{M\×H\left(s\right)}{(1-H\left(s\right))}$

用上面的等式替换H(s)形成：

$\frac{I\left(s\right)-\stackrel{\‾}{I\left(s\right)}}{Q\left(s\right)-\stackrel{\‾}{Q\left(s\right)}}=\frac{\left({\mathrm{\ω}}_0{\mathrm{gm}}_{2}R\right)}{(s+{\mathrm{\ω}}_c(1-{\mathrm{gm}}_{1}R))}$

因此，2个级连差分模块的开放环路转移函数是

$\mathrm{OL}\left(s\right)=\frac{{\left({\mathrm{\ω}}_c{\mathrm{gm}}_{2}R\right)}^2}{(s^2+s\left(2{\mathrm{\ω}}_c(1-{\mathrm{gm}}_{1}R)\right))+{\left({\mathrm{\ω}}_c(1-{\mathrm{gm}}_{1}R)\right)}^2}$

这样，当gm₁R＞1时分母中二次项的Q为1/2。然而当本征频率不是VCO的频率时这不是特定的信息。当gm₁R＝1时，电路本质上是下述形式的级连积分器对：

$\mathrm{OL}\left(s\right)={(\frac{1}{s}\×\frac{{\mathrm{gm}}_2}{C})}^2$

通过将微分输出交叉耦合和馈送到输入端，电路以一致的增益频率振荡，这种情况下为gm₂/C弧度。

图8A-D为多相位压控振荡器的简单示意例，分别表示4，5，6和9相位。特别地，图8A的四相位VCO 130直接对应于图6的正交VCO 130。单独跨导放大器用箭头190表示，并且每个可能根据特定应用反相或不反相。进一步地，交叉耦合跨导放大器用双箭头192和其他表示，单独跨导放大器用单箭头194表示。应该注意，对于如图8A和8C所示的提供偶数相位的VCO，包括交叉耦合跨导放大器；而对于如图8B和8D所示的提供奇数相位的VCO，不包括交叉耦合跨导放大器。

正如图8A-D所示，当振荡相位增加时VCO结构也变得更加复杂。进一步地，可能存在多个设置使得每个设置产生特定的相位数目。

通常，每个相位驱动器驱动N个相位中的一个，把相位分为360°/N。这些相位可以从k＝0到N-1中指派k值，其中1₀指定为0°并且 这样，相位驱动器输入/输出空间为集合{0，1，...，N-1}并且设计相位驱动器输入x和y的可能值，x和y限定于下式的解：

M＝x+y Mod N且0＜M＜

对于相位驱动器输出k＝0。求和阻抗造成的相位偏移为例如，在如图6和8A的4相位振荡器例子中为-45度，如图8B所示的5相位振荡器例子中为-36度。相位驱动器可以是反相或者不反相的跨导放大器。这样，对于任意相位驱动输出k，对应输入为

x+k Mod N和y+k Mod N

有利地，优选实施例振荡器不需要电感，因而没有传统可调电路Q值。电路Q值可以简单定义为Q值等于储存的能量除以无源元件(也就是，R和C)消散的能量。对于并联RC电路Q＝T₀RC。T₀＝M/RC，因此，Q＝M或者反相器的跨导比例。

虽然本发明只是利用优选实施例进行说明，本领域技术人员可以认识到，本发明可以在所附权利要求所阐述的精神和范围内进行修改以应用于实际。

Claims (22)

1.一种提供相同振荡器频率的多个相位的压控振荡器(VCO)，所述VCO包括多个相位驱动器，每个相位驱动器驱动一个振荡器相位，每个相位驱动器是电压可控的并且接收至少两个振荡相位。

2.如权利要求1所述的VCO，其中，每个所述相位驱动器包括至少两个独立可控的跨导放大器，每个所述可控跨导放大器接收控制电压和输入相位并且产生输出从而响应所述控制电压和所述输入相位，所述至少两个独立可控跨导放大器的所述输出连接在一起并驱动所述相位驱动器的输出振荡相位。

3.如权利要求2所述的VCO，其中，多个独立可控跨导放大器为反相器对，所述反相器的跨导通过所述控制电压进行调整。

4.如权利要求3所述的VCO，其中，每个所述独立可控跨导放大器包括：

连接在反相器输出和低供给电压之间的第一传导类型的第一晶体管；

连接在高供给电压(V_hi)和所述反相器输出之间的第二传导类型的第二晶体管；和

连接到位于反相器输入的所述第二晶体管控制栅极的所述第一晶体管的控制栅极。

5.如权利要求4所述的VCO，其中，至少一个所述独立可控跨导放大器的所述控制电压为V_hi。

6.如权利要求4所述的VCO，其中，所述晶体管为场效应管(FET)，所述第一传导类型为N型(NFET)，所述第二传导类型为P型(PFET)。

7.如权利要求6所述的VCO，其中，所述VCO为正交VCO并且包括两对交叉耦合的相位驱动器，所述每对中的每个所述相位驱动器从所述的另外一对交叉耦合相位驱动器接收相位，每个接收到的所述相位都与对应相位驱动输出相差90度。

8.如权利要求4所述的VCO，其中，至少一个所述独立可控跨导放大器进一步包括：

连接在V_hi和所述第二晶体管之间的所述第二传导类型的第三晶体管；和

连接到所述第三晶体管控制栅极的控制电压。

9.如权利要求8所述的VCO，其中，至少一个独立可控跨导放大器进一步包括：

串联在所述高供给电压和所述反相器输出之间的所述第二传导类型的第四和第五晶体管；

连接到所述第五晶体管控制端的第二控制电压；和

在所述反相器输入，连接到所述第一晶体管、所述第二晶体管和所述第四晶体管的控制栅极的输入相位。

10.一种提供多个振荡器相位的压控振荡器(VCO)，所述VCO包括多个可控跨导反相放大器，每个放大器接收一个振荡相位，每个所述振荡器相位通过至少两个可控跨导反相放大器进行驱动。

11.如权利要求10所述的VCO，其中，所述VCO为正交VCO并且包括两对交叉耦合的和两对串行连接的可控跨导反相放大器，每个串联连接对连接在所述交叉耦合对的对应放大器的输出之间，所述交叉耦合对的每个输出连接在另外一个串联连接对上。

12.如权利要求11所述的正交VCO，其中，每个可控跨导反相放大器对是反相器，通过调整所述反相器的供给电压可对所述反相器的跨导进行控制。

13.如权利要求12所述的正交VCO，其中，每个所述可控跨导反相放大器包括：

连接在输出和低供给电压(V_low)之间的第一传导类型的第一晶体管；和

连接在高供给电压(V_hi)和所述输出之间的第二传导类型的第二晶体管。

14.如权利要求13所述的正交VCO，其中，所述晶体管为场效应管(FET)，所述第一传导类型为N型(NFET)，所述第二传导类型为P型(PFET)。

15.如权利要求14所述的正交VCO，其中，将V_hi调整为所述可控跨导反相放大器的一半。

16.如权利要求14所述的正交VCO，其中，每个所述第二晶体管为第一PFET并且其中至少两个所述可控跨导反相放大器对进一步包括：

连接在V_hi和所述第一PFET之间的第二PFET；和

提供给所述第二PFET控制栅极的控制电压。

17.如权利要求16所述的正交VCO，其中，所述至少两个所述可控跨导反相放大器对进一步包括：

串行连接在V_hi和所述输出之间的第三PFET和第四PFET；

连接到所述第四PFET控制栅极的第二控制电压；和

连接到所述NFET、所述第一PFET和所述第三PFET控制栅极的输入相位。

18.一种正交VCO，包括

交叉耦合并且提供第一对互补输出的第一压控跨导反相放大器对；

交叉耦合并且提供第二对互补输出的第二压控跨导反相放大器对，所述第二对互补输出与第一对互补输出相差90度；

串行连接到所述第一对输出之间的第三压控跨导反相放大器对，所述第二对的输出连接到所述第三对之间；和

串行连接到所述第二对输出之间的第四压控跨导反相放大器对，所述第一对的输出连接到所述第四对之间，所述第一和第二对中的放大器跨导通过第一控制电压进行控制，所述第三和第四对中的放大器跨导通过第二控制电压进行控制。

19.如权利要求18所述的正交VCO，其中，至少两对可控跨导反相放大器为反相器对，所述反相器对的跨导通过调整反相器供给电压进行控制。

20.如权利要求19所述的正交VCO，每个所述可控跨导反相放大器包括：

连接在高供给电压V_hi和反相器输出之间的第一场效应管(FET)，所述第一FET为p型FET(PFET)；和

连接在低供给电压和所述反相器输出之间的n型FET(NFET)。

21.如权利要求19所述的正交VCO，其中，至少两对所述可控跨导反相放大器进一步包括：

连接在V_hi和所述第一PFET之间的第二PFET；和

提供给所述第二PFET控制栅极的跨导控制电压。

22.如权利要求21所述的正交VCO，其中，所述至少两对可控跨导反相放大器进一步包括：

串行连接在V_hi和所述输出之间的第三和第四PFET；

连接到所述第四PFET控制栅极的第二控制电压；和

连接到所述NFET、所述第一PFET和所述第三PFET控制栅极的输入相位。

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