CN1533110A - 正交分频多任务信号的信道估测方法、接收方法及接收器 - Google Patents

正交分频多任务信号的信道估测方法、接收方法及接收器 Download PDF

Info

Publication number
CN1533110A
CN1533110A CNA2004100392447A CN200410039244A CN1533110A CN 1533110 A CN1533110 A CN 1533110A CN A2004100392447 A CNA2004100392447 A CN A2004100392447A CN 200410039244 A CN200410039244 A CN 200410039244A CN 1533110 A CN1533110 A CN 1533110A
Authority
CN
China
Prior art keywords
channel
response
pilot
data
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CNA2004100392447A
Other languages
English (en)
Inventor
邱荣梁
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Silicon Integrated Systems Corp
Original Assignee
Silicon Integrated Systems Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Silicon Integrated Systems Corp filed Critical Silicon Integrated Systems Corp
Publication of CN1533110A publication Critical patent/CN1533110A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
    • H04L25/0228—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals
    • H04L25/023—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols
    • H04L25/0232—Channel estimation using sounding signals with direct estimation from sounding signals with extension to other symbols by interpolation between sounding signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Abstract

本发明提供一种正交分频多任务信号的信道估测方法，包括以下步骤：取得复数向导信道(pilot channel)的响应值。使用该些向导信道的响应值经由时域及频域混合线性内插法取得复数第一数据信道的响应值。使用一最接近的向导信道及该些第一数据信道的响应值经由频域内插法取得复数边界信道的响应值。使用该些向导信道及该些第一数据信道的响应值经由频域外插法取得复数第二数据信道的响应值。

Description

正交分频多任务信号的信道估测方法、接收方法及接收器
技术领域
本发明是有关于一种正交分频多任务(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)信号的处理方法，特别有关于一种使用二维内插信道估测器的正交分频多任务接收器。
背景技术
正交分频多任务***是一多信道的调变***，使用了相互正交子载波的分频多任务技术，每一个子载波承载了一低数据率的数字数据流。
在较早使用了分频多任务技术的多信道***中，整个可使用的频宽是被分割成N个频率不重迭的子信道。每一个子信道均使用分别的数据流进行调变，且共同在频率上进行多任务处理。虽然各个子载波间在频谱上不重迭而减低了信道间的相互干扰，但却使得频宽的使用效率较低。在每一个子信道两侧的防护带(guard band)占去了有限的频宽资源。为了避免这种频宽的浪费，取而代之的是，使用N个重迭但相互正交的子信道，每一个子信道的包德率(baud rate)为1/T，且频率间距为1/T。由于这种特殊的频率间距，所有的子信道在数学上成相互正交的关系。如此，可使得接收端仍然可以对所接收的信号进行解调，而不一定要使用非重迭的子信道。另一种让子信道间成相互正交关系的方法是使每一个子载波在时间间距T之中具有整数个循环。这些正交子载波的调变事实上可视为是反傅立叶转换(Inverse Fourier Transform)。另外，藉由不连续傅立叶转换(Discrete Fourier Transform)后再经过低通过滤亦可以产生正交分频多任务信号。由上述可知，正交分频多任务处理可以是一种调变技术亦或是多任务处理技术。
在分频多任务处理的并行传输数据中使用不连续傅立叶转换是由怀恩斯坦(Weinstein)及艾伯特(Ebert)在1971年提出的。在一个资料序列d0、d1、...、dN-1中(每一个dN是一复数符号(symbol)，可以是由一个复数数字调变器所产生，如QAM、PSK等等)，当对2dN的资料序列(2仅做为调整大小比例之用)进行反向不连续傅立叶转换(IDFT)时，会产生N个复数值Sm(m＝0、1、...、N-1)：
S m = 2 Σ n = 0 N - 1 d n exp ( j 2 π nm N ) = 2 Σ n = 0 N - 1 d n exp ( j 2 π f n t m ) [ m = 0,1 , . . . N - 1 ] . . . ( 2.1 )
其中， f n = n NT s 且tm＝mTs……………………………………(2.2)
Ts代表在原始符号中的符号间隔。将(2.1)式中的实数部分送入一低通过滤器后，可以得到信号y(t)：
y ( t ) = 2 Re { Σ n = 0 N - 1 d n exp ( j 2 π n T t ) } , for 0 ≤ t ≤ T . . . . . . . . . . . . . . ( 2.3 )
T等于NTs。信号y(t)即为此正交分频多任务信号的基频信号。
在(2.3)式中可以注意到，正交分频多任务信号的长度为T，且子载波的频率间隔为1/T，正交分频多任务处理的符号率为N倍的原始包德率，在此***中使用了N个正交子载波，且在(2.3)中定义的信号即为基频的正交分频多任务信号。
正交分频多任务处理的主要优点之一是其能有效地对抗常见于行动通讯***中所发生的多路径(Multi-path)信号延迟扩散现象。将符号率降低N倍可以等比例地亦降低多路径信号延迟扩散现象。为了能完全地消除由多路径信号延迟扩散所造成的符号间干扰(Inter-Symbol Interference，ISI)，每一个正交分频多任务符号中都会增加一段「防护时区」(guard time interval)。这个防护时区之长度必需大于可能的多路径信号延迟扩散的长度，以使得在一个符号中之多路径信号成份不会对下一个符号产生干扰。若将此防护时区内的数据位留白将会使各个载波间不再具有相互正交的关系，导致载波间干扰(Inter-Carier Interference，ICI)的产生。因此，为了避免这种子载波间的干扰，正交分频多任务符号中都会在这个防护时区里循环性地增加一段重复位。如此可以确保只要在多路径信号延迟扩散长度小于防护时区的条件下，这些重复位永远在一个快速傅立叶转换间距中具有整数个循环。
若正交分频多任务符号是依据(2.3)式来产生，这个信号的能量频谱密度会与图4所示的十分类似。由时相调变所造成的快速时相切换会在能量频谱密度中导致非常大的边波(side-lobes)，使得频谱衰减得非常慢。若增加子载波的数量，频谱能量便会在一开始快速衰减，但却更向3-dB临限频率之外延伸。为了克服频谱衰减缓慢的问题，可以使用窗型滤波(windowing)技术来降低边波的大小。最常使用的窗型滤波函数是「突起余弦窗」(Raised Cosine Window)函数：
此处，Tr是符号间距，由于在突起余弦窗函数的下降区域中，符号被允许可以有部分重迭，因此Tr被设定得较真正的正交分频多任务信号的符号周期还短。在加入窗型滤波的作用后，正交分频多任务信号可以以下列式子表示：
y ( t ) = 2 Re { w ( t ) Σ n = 0 N - 1 d n exp ( j 2 π n T t ) } , for 0 ≤ t ≤ T
值得注意的是，窗型滤波亦可以使用一般的滤波技术来取代用以裁去频谱边波。但由于其具有较佳的可控性，窗型滤波还是最佳的选择。如果使用一般的滤波技术，就还必需额外考虑波动(Ripple)效应的问题。波动效应会使正交分频多任务信号产生失真，造成对于信号延迟扩散效应的耐受度降低。
基于上述的理论，以下将说明正交分频多任务符号的产生方法。
首先，将「零」充填至Ns个输入复数符号中，以取得N个符号进行反向快速傅立叶转换。经过反向快速傅立叶转换后所得到的信号即为基频正交分频多任务信号。
依据多路径信号延迟扩散特性来决定所使用之防护时区长度(Tg)。自符号的起始位开始将一段防护时区长度的位复制而附加在符号之后。同样地，自符号的末端取一段防护时区长度的位复制而增加在符号之前。
将正交分频多任务信号乘上突起余弦窗函数以消除在频宽之外的子载波能量。
经过窗型过滤的正交分频多任务信号在延迟一个Tr之后加入原先的信号中，使得每一个符号间均有βTr的重迭时区。
正交分频多任务处理***的设计与其它一般的***设计一样，都存在着有相互冲突而不可兼得的性能要求。以下将说明正交分频多任务处理***中最主要的几个设计参数，这些参数构成了一般正交分频多任务处理***的主要规格：***要求的位率、可用频宽、BER要求(位错误率)以及信道的RMS延迟扩散。
防护时区
由于防护时区中的位并不带有数据的意义，因此在正交分频多任务处理***中的防护时区通常会造成信号-噪声比(SNR)的损失。在多路径延迟扩散特性已知的情况下，防护时区便可直接被决定。一般来说，防护时区的长度必需是多路径延迟扩散长度的2到4倍。此外，高阶的调变方法(如32或64QAM)远较低阶的调变方法(如QPSK)容易受到载波间干扰的影响。这个因素也必需在决定防护时区长度时做考量。
符号长度
为了减少因防护时区造成的信号-噪声比损失，符号长度必需设定得远较防护时区来得长。但增加符号长度却又使得子载波数量增加而使整个***更复杂。一般来说，会折衷选择一个至少5倍防护时区长的符号长度，其所造成的信号-噪声比损失是在可接受的范围内。
子载波数量
在符号长度决定之后，子载波数便可由计算符号长度的倒数而求得子载波之频率间距，再依据可用频宽的大小求得子载波数量。
调变及编码的决定
决定调变及编码方法的第一步就是要决定一个正交分频多任务符号中需要加载多少个位。之后，依据能够适用于此正交分频多任务符号的输入数据率、位错误率来选择一组调变及编码方法。由于每一个信道均在被假设为是加法性白色高斯噪声(AWGN)信道，且忽略多路径延迟扩散的影响，如此简化了调变及编码方法的决定。
因此，正交分频多任务处理***便极适用于无线通讯中。
如前所述，符号长度的增加将造成子载波间干扰耐受力的降低。但经过循环前辍(cyclic prefix)的处理以及适当的设计后，子载波间干扰将可以被完全消除。
除了在信道中的延迟扩散现象外，数字通讯***中子载波间干扰亦可能由信道响应曲线的不平整而引起。最典型的例子是用于电话线的双绞(twister-pair)缆线。这些传输线是用以传输声音且其高频的频率响应极差。在使用单一载波进行传输的***中，必需使用一均衡器(equalizer)以缓和信道失真的效应。均衡器的电路复杂度是由信道失真的严重程度来决定，且通常还会有均衡器非线性表现及误传导等问题，而造成额外的麻烦。
相反地，在正交分频多任务处理***中，由于每一个子载波的频宽很小，在一个小频宽范围内的信道响应基本上应是较平整的(当然，至少相位响应在一个小频宽范围中是线性的)。即使出现了极大的信道失真，一个简单的均衡器也足够修正每一个子载波中的失真效应。
子载波调变的使用提高了正交分频多任务处理***对信道衰减及失真的耐受度，也使得这种***能够在使用信道负载技术下以最高容量进行传输。若传输信道在与某个子载波相对的频段上具有一个不良的衰减频率点，藉由信道估测便可以得知此点的频率位置，而在此点的变化速度远低于符号频率的假设下，专门为此子载波改变调变及编码方法是可能的，以使得所有子载波都以最高容量进行传输。然而，这需要藉由一个有效的信道估测算法来取得相关资料。在单载波的***中，没有任何办法可以改善这种不良衰减点所带来的效应，而仅能使用特殊的错误更正编码或均衡器。
脉冲型的噪声通常会在信道中造成爆发性的干扰噪声，像是回程路径的混合光纤同轴线(HFC)、双绞线或无线信道被大气现象(如闪电)所影响时。干扰波的时间长度经常会超过一般数字通讯***的符号长度。举例来说，在一个10MBPS的***中，符号长度是0.1μs，而一个脉冲噪声的时间长度可达数微秒，如此便会造成一连串爆发性的错误，这些错误使用一般的错误更正编码是无法消除的。一般都是用复杂的Reed-Solomon码配合大量的交错(interleaving)位来解决这个问题。由于在正交分频多任务处理***中使用的符号长度远大于在单载波***中所使用的长度，使得脉冲噪声不易造成符号错误，因此正交分频多任务处理***对于脉冲噪声之耐受力极高。如此，在正交分频多任务处理***中，是不需要复杂的错误控制编码电路或是位交错电路，而简化了收发器的设计。
频率分集(frequency diversity)在正交分频多任务处理***中极为适用。事实上，在一种称为MC-CDMA的传输***中(一种正交分频多任务与分码多重存取(CDMA)之组合***)，频率分集是其先天的特性。
近年来已出现了大量使用正交分频多任务处理***的应用，以下将说明其中之一：数字影像广播-电视(DVB-T)***。
数字影像广播(DVB)是数位电视经由卫星、缆线或地面无线传输进行广播的标准规格。DVB-T的标准中定义了两种操作模式，一是使用了1705个子载波的2K模式，另一则是使用了6817个子载波的8K模式。DVB-T采用了QPSK、16-QAM或64-QAM对映法进行调变，并使用了Reed-Solomon外部码及外部回旋交错。此外，亦使用了配合产生器函数的内部回旋码，组合了双层交错法，用以进行错误控制。此种结合编码的正交分频多任务***亦称之为编码正交分频多任务(COFDM)***。最后，其藉由向导子载波(pilot sub-carrier)的使用可以为接下来的解调动作取得参考振幅与相位。使用这些向导子载波进行的二维的信道估测可以帮助正交分频多任务信号的行动接收处理。
2K模式较适用于单发射器及使用有限发射功率的小范围单频网络中。8K模式则同时适用于单发射器及大范围单频网络中。
使用防护时区使得部分的数字信号仅能做为抗回音干扰之用而无法承载有效信息，但却其大大提高了***对于多路径干扰的耐受力。虽然这种长度可以选择的防护时区造成正交分频多任务处理***的传输容量降低，但在一定的最大回音延时量下，使用越多的子载波，传输容量的损失就越小。不过子载波的数量增加还是会带来副作用。使用越多的子载波会提高接收器的电路复杂度。
由于正交分频多任务***具有抗多路径干扰的特性，其可以使一多个发射器重迭的单频率网络依然正常操作。在这个重迭的区域中，当接收到两种同频率信号时，较弱的一个就如同是回音干扰信号。然而，如果两个发射器相距过远，使得两个信号间的时间延迟过长时，就必需使用更长的防护时区来抵抗回音干扰。
在欧洲，数字地面电视的操作环境主要有三种。一是在现有未使用的信道中播放，二是在一小范围单频率的网络中播放，三是在一个大范围单频率的网络中播放。
对于DVB-T***的研发设计者来说，最主要的挑战之一是就是要解决在不同操作环境下有不同的最佳***设计的问题。目前已发展出能够共享于各种不同操作环境下的2K或8K模式的标准规格。
如前所述，由于在宽频行动通讯***中，射频信道的特性会随频率及时间改变，一个正交分频多任务接收器中必需在开始解调正交分频多任务信号之前进行动态的信道估测。
信道估测可以藉由在正交分频多任务符号的所有子载波中***向导信号或是在每一个符号中都***向导信号来达成。在第一个方法中，已经发展出区块型向导信道估测法，适用于衰减性质较缓慢的通讯信道。即使使用精确的回馈均衡器，这个方法仅能在信道的特性函数变动不快的假设下适用。区块型向导信道估测是以最小平方(LS)或最小均方(MMSE)为基础。最小均方估测法在信号-噪声比上，较使用最小平方法有10-15dB的增益值。在第二个方法中，则是发展出了混合型向导信道估测法，用以在信道特性极速变化时进行等化的动作。混合型向导信道估测法估测了在向导频率上的信道，而再以内插的方式估测信道。
美国第6298035号专利揭露了一种可以估测在具有两个发射器的正交分频多任务***中两个信道的不同信道频率响应的方法及装置。信道的频率响应是使用由两个发射器发射出的特殊已知符号(training symbols)来进行估测。这些已知符号是特别选择的，用以提高每一个信道的频率响应估测的正确性，而其数量必需与在估测单一信道频率响应所需的符号数量相同。
美国第6473393号专利揭露了一种正交分频多任务***中可适应发射器的多样性的信道估测方法。在一具有多天线的接收器中，该些天线分别将信号送至相对的接收模块，这些接收模块再输出信号至一侦测器，除了依据已知的向导符号进行估测外，正确侦测动作所需的信道参数值是在***正常运作时进行估测。在计算该些不同发射器天线与一个接收器天线间信号信道的脉冲响应估测时，使用了一个nK0×nK0的矩阵项。这个矩阵项的倒数亦被计算出来，并乘上一向量以求得nK0个取样数据的信道脉冲响应估测向量。
美国第6487253号专利揭露了在干扰存在的环境下进行信道响应估测的方法与***。在所接收的已知符号中的噪声干扰亦被估测出来。依据这些被估测出的噪声值，可以求得这些已知符号间的比重值。然后再使用这些比重值进行最小平方法的信道响应估测。
然而，上述的信道估测法均为一维的估测方法。意即，信道响应的估测仅在频域上使用向导信道进行。这些信道特性不但会随着频率变化，也会随着时间改变。一维的信道响应估测无法反应出信道响应随时间改变的特性。一个仅使用一维信道响应估测器的正交分频多任务接收器是不适用于行动接收中的。
发明内容
有鉴于此，本发明的首要目的，是在于提供一低成本、大容量的存储装置。
为了解决上述问题，本发明提供一种正交分频多任务接收器、一种处理正交分频多任务信号的方法，以及特别是一种在正交分频多任务接收器中所使用的信道估测方法，适用于行动接收中。
本发明的第一目的在于提供一种正交分频多任务信号的接收方法，用以处理一来自一正交分频多任务发射器的射频信号，包括以下步骤：接收该射频信号并将该射频信号转换为中频信号；将该中频信号转换为一数字信号；对该数字信号进行同步化及降频，而转换为一基频数字信号；将该基频数字信号中的循环前辍(cyclic prefix)部分去除；对该已移除循环前辍的基频数字信号进行傅立叶转换(FFT)；对该进行傅立叶转换后的信号进行信道估测及等化，包括以下步骤：取得复数向导信道(pilot channel)的响应值；使用该些向导信道的响应值经由时域及频域混合线性内插法取得复数第一数据信道的响应值；使用一最接近的向导信道及该些第一数据信道的响应值经由频域内插法取得复数边界信道的响应值；使用该些向导信道及该些第一数据信道的响应值经由频域外插法取得复数第二数据信道的响应值；以及藉由该些取得的响应值对复数子载波进行等化；对该些等化后的信号进行信道译码(channel decoding)；以及将信道译码后信号中的能量扩散(energydispersal)移除。
本发明的第二目的在于提供一种正交分频多任务信号的信道估测方法，包括以下步骤：取得复数向导信道(pilot channel)的响应值；使用该些向导信道的响应值经由时域及频域混合线性内插法取得复数第一数据信道的响应值；使用一最接近的向导信道及该些第一数据信道的响应值经由频域内插法取得复数边界信道的响应值；以及使用该些向导信道及该些第一数据信道的响应值经由频域外插法取得复数第二数据信道的响应值。
本发明的第三目的在于提供一种正交分频多任务信号的接收器，包括：一天线，接收一正交分频多任务射频信号；一射频谐调器，将该射频信号转换为中频信号；一模拟-数字转换器，将该中频信号转换为一数字信号；一数字混合器，对该数字信号进行降频，而转换为一基频数字信号；一循环前辍移除器，将该基频数字信号中的循环前辍(cyclic prefix)部分去除；一粗调同步器，连接于该循环前辍移除器与数字混合器之间；一傅立叶转换器，对该已移除循环前辍的基频数字信号进行傅立叶转换(FFT)；一细调同步器，连接于该傅立叶转换器与该数字混合器之间；一信道估测及均衡器，对该进行傅立叶转换后的信号进行信道估测及等化，包括：一第一装置，取得复数向导信道(pilot channel)的响应值；一第二装置，使用该些向导信道的响应值经由时域及频域混合线性内插法取得复数第一数据信道的响应值；一第三装置，使用一最接近的向导信道及该些第一数据信道的响应值经由频域内插法取得复数边界信道的响应值；一第四装置，使用该些向导信道及该些第一数据信道的响应值经由频域外插法取得复数第二数据信道的响应值；以及一第五装置，藉由该些取得的响应值对复数子载波进行等化；一信道译码器，对该些等化后的信号进行信道译码(channel decoding)；以及一能量扩散消除器，将信道译码后信号中的能量扩散(energy dispersal)移除。
藉此，二维之信道估测同时考量了信道在频域及时域上的变化。具有此种信道估测器的正交分频多任务接收器同时适用于室内及室外的行动通讯中。
附图说明
图1是本发明一实施例中的正交分频多任务接收器的电路方块图；
图2显示了在DVB-T***中分散型向导信号的位置图；
图3是本发明一实施例中的正交分频多任务信号接收方法的流程图；
图4显示了正交分频多任务信号的能量频谱密度。
符号说明：
1-正交分频多任务接收器；
11-天线；
12-射频调谐器；
13-模拟-数字转换器；
14-数字混合器；
15-低通过滤器；
16-内插过滤器；
17-循环前辍移除器；
18-粗调同步器；
19-微调同步器；
20-快速傅立叶转换器；
21-信道估测及均衡器；
22-信道译码器；
23-能量扩散消除器。
具体实施方式
为让本发明的上述目的、特征及优点能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下：
以下，就图式说明本发明的一种正交分频多任务信号的信道估测方法、接收方法及接收器的实施例。
图1是本发明一实施例中的正交分频多任务接收器的电路方块图。正交分频多任务接收器1具有一天线11、射频调谐器12、模拟-数字转换器13、数字混合器14、低通过滤器15、内插过滤器16、循环前辍移除器17、粗调同步器18、微调同步器19、快速傅立叶转换器20、信道估测及均衡器21、信道译码器22以及能量扩散消除器23。正交分频多任务接收器1可输出一解码后的正交分频多任务信号数据流。
天线11自一正交分频多任务发射器(图未显示)接收一射频信号。被天线11接收的射频信号是一经过正交分频多任务调变后而载有正交分频多任务符号的信号。正交分频多任务接收器1则执行一连串正交分频多任务信号的接收处理程序。举例来说，其中的正交分频多任务符号可以是一个同步符号、一个延迟时间估测符号、一个信道响应计算符号、以及数据符号。
射频调谐器12将所接收的射频信号转换成一中频(IF band)信号并将其放大后送至模拟-数字转换器13。自模拟-数字转换器13输出的数字信号被送至数字混合器14，而将此数字信号与一来自区域振荡电路(图未显示)的频率信号而再降频为基频信号。
由数字混合器14输出的信号中具有在频率零及两倍载波频率的信号成份，因此，必需经由低通过滤器15将高频的信号成份移除。
由于发射器与接收器之间存在有取样频率差值，每一个数据位的时间都会与原来正确的取样时间有些微的差异，而且随着数据位序次的增加，这个时间差会越来越严重。举例来说，如果发射器与接收器振荡电路中使用的石英有100ppm的偏值，每接收10000个数据位，与原来数据位时间的时差会累积达到1个数据位。如果一个符号是由100个数据字节成，在这些符号中最大偏值是1％。虽然这可能减弱子载波间的正交关系，但通常还是可以被忽略。若这样的取样错误有必要进行更正，内插过滤器16便可执行这项功能，重建信号的正确时序。
在正交分频多任务信号的循环前辍是经由循环前辍移除器17移除，之后再进行快速傅立叶转换。循环前辍完全地消除了符号间干扰现象。循环前辍位于防护时区中，防护时区的长度大于多路径信号延迟扩散的长度，使得多路径信号成份不会干扰到下一个符号。在防护时区也可以不加入任何数据位，但这样做会产生载波间干扰。因此，在防护时区中均会以数据位循环的方式向防护时区中延伸。藉由此法，只要多路径延迟长度小于防护时区，在符号中循环复制的数据位在一个傅立叶转换间距中必定会有整数个循环，便可以消除载波间的干扰。
在移除循环前辍之后，信号便被送至粗调同步器18，其在数字混合器14及循环前辍移除器17之间形成一回馈路径。此外，在傅立叶转换之后，信号被送入细调同步器19，其在数字混合器14及快速傅立叶转换器20之间形成一回馈路径。
「同步」在正交分频多任务***中是一大难题。同步的处理通常包含了框侦测(frame detection)、载波频率偏值估测及修正，或是取样错误修正。
框侦测是用以决定符号的界线以正确地取得一个符号框内的数据位。由于发射器与接收器之间有载波频率偏值的存在，每一个数据位均会有一个未知的相位差ΔfCT，其中T是符号周期，ΔfC为载波频率偏值。这个未知的相位差在接收器中必需被估测出来并进行补偿，否则子载波间的正交关系将被破坏。举例来说，当载波频率为5GHz时，振荡器中石英偏值在100ppm时会造成一个500kHz的差值。若符号周期为3.2μs，相位差即为1.6。
自快速傅立叶转换器20输出的已同步信号被送至信道估测及均衡器21中。其中的向导信号(pilot signal)被撷取出来用以估测其它信道的响应值。
位于第k个子载波中第n个符号的向导信道(pilot channel)的期望值Xn，k(pilot)是已知的，在第k个子载波中第n个符号的向导信道中真正接收到的值为Yn，k(pilot)，其值等于Xn，k(pilot)×Hn，k(pilot)+Nn，k，其中Nn，k是在第k个子载波中第n个符号的向导信道中的噪声。因此，首先可以估测出该向导信道的响应值Hn，k(pilot)是等于Yn，k(pilot)/Xn，k(pilot)+N’n，k，其中N’n，k是一由噪声所造成的参数项。
接着进行第二步骤：进行二维的时域与频域组合线性内插。第k个子载波中第n个符号的数据信道(data channel)的响应值Hn，k(data)是使用向导信道的响应值Hn，k1(pilot)、Hn，k2(pilot)、Hn1，k(pilot)及Hn2，k(pilot)经由二维的内插法求得，其中k1及k2是在频域上最接近k的向导信道的信道序次，而n1及n2是在时域上最接近n的向导信道的时间序次。此外，同时在频域及时域上进行内插估测时，亦可给予频域及时域不同的比重值。因此，估测的信道响应值可以从以下式子得到：
H n , k ( data ) = β ( | k - k 2 k 2 - k 1 | H n , k 1 ( pilot ) + | k - k 1 k 2 - k 1 | H n , k 2 ( pilot ) ) + ( 1 - β ) ( | n - n 2 n 2 - n 1 | H n 1 , k ( pilot ) + | n - n 1 n 2 - n 1 | H n 2 , k ( pilot ) )
其中，β是时域与频域间的比重值，范围在0到1之间。在这个步骤之后，只有部分的数据信道(在四个向导信道于时域及频域「十字交叉」点的数据信道)响应可以被估测出来。
再者，进行第三步骤：使用频域上的一维内插进行「边界信道」的估测。边界信道的定义是在一个时间序次上，仅位于向导信道之一与在第二步骤估得的数据信道之一间的信道。位于第k个子载波中第n个符号的边界信道响应值Hn，k(boundary)是使用频域上最接近的向导信道响应值Hn，k1(pilot)与最接近的已估测数据信道响应值Hn，k2(data，known)经由一维内插法求得。因此，边界信道响应值可以使用以下式子求得：
H n , k ( boundary ) = | k - k 2 k 2 - k 1 | H n , k 1 ( pilot ) + | k - k 1 k 2 - k 1 | H n , k 2 ( data , known )
最后，其余还未被估测出的数据信道响应值再利用这些已估测出的信道响应值在频域上使用一维线性外插法求得。位于第k个载波中第n个符号的尚未估测出的数据信道响应值Hn，k(data，unkown)是使用在同一时间序次下具有最接近信道序次的数个已估测数据信道(例如：Hn，k1(data，known)、Hn，k2(data，known)及Hn，k3(data，known)及两个向导信道(Hn，k41(pilot)及Hn，k42(pilot)的响应值经由外插法求得。因此，剩余尚未估测出的信道响应值可使用以下式子求得：
Figure A20041003924400203
其中，α是一比重系数。
以下将特别说明本实施例应用于DVB-T接收器的例子。
在具有ESTI所制订的DVB-T标准规格的***中，正交分频多任务数据框中的数据胞(cell)均是使用接收器已知的参考信息在发射器中进行调变的。这些含有参考信息的数据胞均以升压后(boosted)的功率能量进行发射。这些资料胞是散布型(scattered)或连续型(continual)的向导资料胞(pilot cell)。每一个连续型向导资料胞会每隔四个符号便与散布型向导资料胞相遇。真正载有数据的载波数量是固定的，在2K模式中有1512个，而在8K模式中有6048个。散布型或是连续型向导信息的值是由一伪随机二元序列(Pseudo Random Binary Sequence，PRBS)得到。
这些散布型及连续型向导信号是依据一PRBS序列wk(相对于第k个载波)进行调变的。这个序列亦控制了TPS信息的开始相位。
PBRS序列在被初始化后，其第一个输出位将与第一个有效载波相遇，而逐一在每一个使用的载波(不论是否为向导载波)产生新的值。
伪随机二元序列产生器所使用的函数为：x11+x2+1。
由此参考序列所取出的参考信息便被置入每一个符号中的散布型向导资料胞中。因此，其调变动作可以使用以下式子表示：
Re{cm，n，k}＝4/3.2(1/2-wk)
Im{cm，n，k，}＝0
其中，m是资料框的序次，k为载波的频率序次而n为符号的时间序次。
对时间序次为n(0-67)的数据胞来说，其频率序次k的值可在以下子集合中找到的载波即为散布型向导载波：
{k＝Kmin+3×(n mod 4)+12p|p integer，p 0，k∈[Kmin；Kmax]}
图2显示了在DVB-T***中分散型向导信号的位置图。依据前述信道估测的第二步骤，所有具有时间次序n为3的倍数的数据信道响应Hn，k均经由四个在时域及频域上最接近的向导频导响应Hn，k1、Hn，k2、Hn1，k及Hn2，k进行二维内插估测。举例来说，若比重值β设定为0.5，数据信道响应H4，3、H4，6及H4，9可以使用下列式子求得：
H 4,3 = 3 8 H 4,0 + 1 8 H 4,12 + 1 8 H 1,3 + 3 8 H 5,3
H 4,6 = 1 4 H 4,0 + 1 4 H 4,12 + 1 4 H 2,6 + 1 4 H 6,6
H 4,3 = 1 8 H 4,0 + 3 8 H 4,12 + 3 8 H 3,9 + 1 8 H 7,9
之后，进行上述估测方法的第三步骤，以一维内插估测出边界信道。举例来说，在图2中第4个时间次序上，第1及第2个频率的信道为边界信道(在一个时间序次4上，仅位于第0个频率上的向导信道与已估测的第3个频率上数据信道间)，其信道响应H4，1及H4，2是使用频域上最接近的向导信道响应值H4，0与最接近的已估测数据信道响应值H4，3经由以下式子求得：
H 4,1 = 2 3 H 4,0 + 1 3 H 4,3
H 4,2 = 1 3 H 4,0 + 2 3 H 4,3
最后，再以上述估测法的最后一个步骤中的一维外插法估测剩余尚未估测的信道响应。位于第k个载波中第n个符号的尚未估测出的数据信道响应值Hn，k(data，unkown)是使用在同一时间序次下具有最接近信道序次的数个已估测数据信道及两个向导信道的响应值经由外插法求得。举例来说，若α设为10，信道响应H4，4、H4，5、H4，7及H4，8可以使用以下式子求得：
H 4,4 = 5 39 H 4,0 + 20 39 H 4,3 + 10 39 H 4,6 + 4 39 H 4,9
H 4,5 = 4 39 H 4,0 + 10 39 H 4,3 + 20 39 H 4,6 + 5 39 H 4,9
H 4,7 = 5 39 H 4,3 + 20 39 H 4,6 + 10 39 H 4,9 + 4 39 H 4,12
H 4,8 = 4 39 H 4,3 + 10 39 H 4,6 + 20 39 H 4,9 + 5 39 H 4,12
在所有的信道响应均被估测完成后，信道估测及均衡器21便对所有的子载波开始进行频域强制归零等化(zero-forcing equalization)。信道估测及均衡器21便可输出回复后的信号。
由于为了使正交分频多任务信号不受信道本身不良效应的影响，在发射器中都会使用一信道编码器对信号进行编码，因此在接收器端也必需使用信道译码器进行信道译码。信道估测及均衡器21所输出的信号便是送入信道译码器22中。
在传输信号中，通常会有某些电位的出现频率较其它电位高很多。这种信号在频谱上会在某个特定频率上出现特别高的能量。这种能量特别集中于某个频率的现象非常容易造成对其他***的干扰，而必需以某种方式将这种集中的能量扩散分布。因此，在发射器中便会进行传输多任务修正及随机化(Transport Multiplex Adaptation and Randomization)的动作，以避免在某些频率上产生集中的能量而对***环境产生干扰现象。于是，在接收器端也必0需相对地进行一个反向的动作：能量扩散消除(Energy DispersalRemoval)。因此，自信道译码器22输出的信号便被送入能量扩散消除器23中。
图3是本发明一实施例中的正交分频多任务信号接收方法的流程图。
在步骤31中，接收一来自正交分频多任务发射器的射频信号。正交分频多任务发射器会对信号进行传输多任务修正、随机化、信道编码、反向快速傅立叶转换及循环前辍***的动作，并使用多个子载波进行数据的传输。
在步骤32中，将被接收的正交分频多任务信号自射频转换至中频信号，并进行放大。
在步骤33中，将模拟的中频信号转换为数字信号，并将其与一区域振荡器产生的频率信号进行混合而得到一基频数字信号。
在步骤34中，由于在步骤33产生的信号中具有在频率零及两倍载波频率的信号成份，因此，必需经由低通过滤将高频的信号成份移除。
在步骤35中，由于发射器与接收器之间存在有取样频率差值，每一个数据位的时间都会与原来正确的取样时间有些微的差异，而且随着数据位序次的增加，这个时间差会越来越严重。因此，需要进行内插过滤以重建信号的正确时序。
在步骤36中，在进行快速傅立叶转换前，先进行循环前辍的移除。
在步骤37中，进行信号的同步化。同步化通常包含了框侦测、载波频率偏值估测及修正，或是取样错误修正。
在步骤38中，进行快速傅立叶转换。
在步骤39中，接收傅立叶转换后的信号以进行信道估测。信号中的向导信号(pilot signal)被撷取出来用以估测其它信道的响应值。位于第k个子载波中第n个符号的向导信道(pilot channel)的期望值Xn，k(pilot)是已知的，在第k个子载波中第n个符号的向导信道中真正接收到的值为Yn，k(pilot)，其值等于Xn，k(pilot)×Hn，k(pilot)+Nn，k，其中Nn，k是在第k个子载波中第n个符号的向导信道中的噪声。因此，首先可以估测出该向导信道的响应值Hn，k(pilot)是等于Yn，k(pilot)/Xn，k(pilot)+N’n，k，其中N’n，k是一由噪声所造成的参数项。接着进行第二步骤：进行二维的时域与频域组合线性内插。第k个子载波中第n个符号的数据信道(data channel)的响应值Hn，k(data)是使用向导信道的响应值Hn，k1(pilot)、Hn，k2(pilot)、Hn1，k(pilot)及Hn2，k(pilot)经由二维的内插法求得，其中k1及k2是在频域上最接近k的向导信道的信道序次，而n1及n2是在时域上最接近n的向导信道的时间序次。此外，同时在频域及时域上进行内插估测时，亦可给予频域及时域不同的比重值。在这个步骤之后，只有部分的数据信道(在四个向导信道于时域及频域「十字交叉」点的数据信道)响应可以被估测出来。再者，进行第三步骤：使用频域上的一维内插进行「边界信道」的估测。边界信道的定义是在一个时间序次上，仅位于向导信道之一与在第二步骤估得的数据信道之一间的信道。位于第k个子载波中第n个符号的边界信道响应值Hn，k(boundary)是使用频域上最接近的向导信道响应值Hn，k1(pilot)与最接近的已估测数据信道响应值Hn，k2(data，known)经由一维内插法求得。
最后，其余还未被估测出的数据信道响应值再利用这些已估测出的信道响应值在频域上使用一维线性外插法求得。位于第k个载波中第n个符号的尚未估测出的数据信道响应值Hn，k(data，unkown)是使用在同一时间序次下具有最接近信道序次的数个已估测数据信道(例如：Hn，k1(data，known)、Hn，k2(data，known)及Hn，k3(data，known))及两个向导信道(Hn，k41(pilot)及Hn，k42(pilot))的响应值经由外插法求得。
在步骤40中，对每一个子载波进行频域强制归零等化。
在步骤41中，进行信道译码。由于为了使正交分频多任务信号不受信道本身不良效应的影响，在发射器中都会使用一信道编码器对信号进行编码，因此在接收器端也必需使用信道译码器进行信道译码。
在步骤42中，进行能量扩散消除。在传输信号中，通常会有某些电位的出现频率较其它电位高很多。这种信号在频谱上会在某个特定频率上出现特别高的能量。这种能量特别集中于某个频率的现象非常容易造成对其他***的干扰，而必需以某种方式将这种集中的能量扩散分布。因此，在发射器中便会进行传输多任务修正及随机化的动作，以避免在某些频率上产生集中的能量而对***环境产生干扰现象。于是，在接收器端也必需相对地进行一个反向的动作：能量扩散消除(Energy Dispersal Removal)。
综合上述，本发明提供一种正交分频多任务接收器、一种处理正交分频多任务信号的方法，以及特别是一种在正交分频多任务接收器中所使用的信道估测方法。其采用了二维的信道估测，同时考量了信道在频域及时域上的变化。具有此种信道估测器的正交分频多任务接收器同时适用于室内及室外的行动通讯中。

Claims (18)

1、一种正交分频多任务信号的接收方法，用以处理一来自一正交分频多任务发射器的射频信号，包括以下步骤：
接收该射频信号并将该射频信号转换为中频信号；
将该中频信号转换为一数字信号；
对该数字信号进行同步化及降频，而转换为一基频数字信号；
将该基频数字信号中的循环前辍部分去除；
对该已移除循环前辍的基频数字信号进行傅立叶转换；
对该进行傅立叶转换后的信号进行信道估测及等化，包括以下步骤：
取得复数向导信道的响应值；
使用该些向导信道的响应值经由时域及频域混合线性内插法取得复数第一数据信道的响应值；
使用一最接近的向导信道及该些第一数据信道的响应值经由频域内插法取得复数边界信道的响应值；
使用该些向导信道及该些第一数据信道的响应值经由频域外插法取得复数第二数据信道的响应值；以及
藉由该些取得的响应值对复数子载波进行等化；
对该些等化后的信号进行信道译码；以及
将信道译码后信号中的能量扩散移除。
2、根据权利要求1所述的正交分频多任务信号的接收方法，其中位于第k个子载波中第n个符号的向导信道的期望值Xn，k(pilot)是已知的，在第k个子载波中第n个符号的向导信道中真正接收到的值为Yn，k(pilot)＝Xn，k(pilot)×Hn，k(pilot)+Nn，k，其中Nn，k是在第k个子载波中第n个符号的向导信道中的噪声，而该向导信道的响应值Hn，k(pilot)是Yn，k(pilot)/Xn，k(pilot)+N’n，k，其中N’n，k是一由噪声所造成的参数项。
3、根据权利要求2所述的正交分频多任务信号的接收方法，其中该第k个子载波中第n个符号的该第一数据信道的响应值Hn，k(data)是使用向导信道的响应值Hn，k1(pilot)、Hn，k2(pilot)、Hn1，k(pilot)及Hn2，k(pilot)经由二维的内插法求得，其中k1及k2是在频域上最接近k的向导信道的信道序次，而n1及n2是在时域上最接近n的向导信道的时间序次。
4、根据权利要求3所述的正交分频多任务信号的接收方法更包括以下步骤：
在进行二维内插法时分别在时域及频域上使用不同的比重值。
5、根据权利要求3所述的正交分频多任务信号的接收方法，其中该些边界信道具有同一个时间序次，且仅位于该些向导信道之一与该些第一数据信道之一间，位于第k个子载波中第n个符号的边界信道响应值Hn，k(boundary)是使用频域上最接近的向导信道响应值Hn，k1(pilot)与最接近的第一数据信道响应值Hn，k2(data，known)经由内插法求得。
6、根据权利要求5所述的正交分频多任务信号的接收方法，其中位于第k个载波中第n个符号的第二数据信道响应值Hn，k(data，unkown)是使用在同一时间序次下具有最接近信道序次的数个第一数据信道及向导信道的响应值经由外插法求得。
7、一种正交分频多任务信号的信道估测方法，包括以下步骤：
取得复数向导信道的响应值；
使用该些向导信道的响应值经由时域及频域混合线性内插法取得复数第一数据信道的响应值；
使用一最接近的向导信道及该些第一数据信道的响应值经由频域内插法取得复数边界信道的响应值；以及
使用该些向导信道及该些第一数据信道的响应值经由频域外插法取得复数第二数据信道的响应值。
8、根据权利要求7所述的正交分频多任务信号的信道估测方法，其中位于第k个子载波中第n个符号的向导信道的期望值Xn，k(pilot)是已知的，在第k个子载波中第n个符号的向导信道中真正接收到的值为Yn，k(pilot)＝Xn，k(pilot)×Hn，k(pilot)+Nn，k，其中Nn，k是在第k个子载波中第n个符号的向导信道中的噪声，而该向导信道的响应值Hn，k(pilot)是Yn，k(pilot)/Xn，k(pilot)+N’n，k，其中N’n，k是一由噪声所造成的参数项。
9、根据权利要求8所述的正交分频多任务信号的信道估测方法，其中该第k个子载波中第n个符号的该第一数据信道的响应值Hn，k(data)是使用向导信道的响应值Hn，k1(pilot)、Hn，k2(pilot)、Hn1，k(pilot)及Hn2，k(pilot)经由二维的内插法求得，其中k1及k2是在频域上最接近k的向导信道的信道序次，而n1及n2是在时域上最接近n的向导信道的时间序次。
10、根据权利要求9所述的正交分频多任务信号的信道估测方法更包括以下步骤：
在进行二维内插法时分别在时域及频域上使用不同的比重值。
11、根据权利要求9所述的正交分频多任务信号的信道估测方法，其中该些边界信道具有同一个时间序次，且仅位于该些向导信道之一与该些第一数据信道之一间，位于第k个子载波中第n个符号的边界信道响应值Hn，k(boundary)是使用频域上最接近的向导信道响应值Hn，k1(pilot)与最接近的第一数据信道响应值Hn，k2(data，known)经由内插法求得。
12、根据权利要求11所述的正交分频多任务信号的信道估测方法，其中位于第k个载波中第n个符号的第二数据信道响应值Hn，k(data，unkown)是使用在同一时间序次下具有最接近信道序次的数个第一数据信道及向导信道的响应值经由外插法求得。
13、一种正交分频多任务信号的接收器，包括：
一天线，接收一正交分频多任务射频信号；
一射频谐调器，将该射频信号转换为中频信号；
一模拟-数字转换器，将该中频信号转换为一数字信号；
一数字混合器，对该数字信号进行降频，而转换为一基频数字信号；
一循环前辍移除器，将该基频数字信号中的循环前辍部分去除；
一粗调同步器，连接于该循环前辍移除器与数字混合器之间；
一傅立叶转换器，对该已移除循环前辍的基频数字信号进行傅立叶转换；
一细调同步器，连接于该傅立叶转换器与该数字混合器之间；
一信道估测及均衡器，对该进行傅立叶转换后算信号进行信道估测及等化，包括：
一第一装置，取得复数向导信道的响应值；
一第二装置，使用该些向导信道的响应值经由时域及频域混合线性内插法取得复数第一数据信道的响应值；
一第三装置，使用一最接近的向导信道及该些第一数据信道的响应值经由频域内插法取得复数边界信道的响应值；
一第四装置，使用该些向导信道及该些第一数据信道的响应值经由频域外插法取得复数第二数据信道的响应值；以及
一第五装置，藉由该些取得的响应值对复数子载波进行等化；
一信道译码器，对该些等化后的信号进行信道译码；以及
一能量扩散消除器，将信道译码后信号中的能量扩散移除。
14、根据权利要求13所述的正交分频多任务信号接收器，其中位于第k个子载波中第n个符号的向导信道的期望值Xn，k(pilot)是已知的，在第k个子载波中第n个符号的向导信道中真正接收到的值为Yn，k(pilot)＝Xn，k(pilot)×Hn，k(pilot)+Nn，k，其中Nn，k是在第k个子载波中第n个符号的向导信道中的噪声，而该向导信道的响应值Hn，k(pilot)是Yn，k(pilot)/Xn，k(pilot)+N’n，k，其中N’n，k是一由噪声所造成的参数项。
15、根据权利要求14所述的正交分频多任务信号接收器，其中该第k个子载波中第n个符号的该第一数据信道的响应值Hn，k(data)是使用向导信道的响应值Hn，k1(pilot)、Hn，k2(pilot)、Hn1，k(pilot)及Hn2，k(pilot)经由二维的内插法求得，其中k1及k2是在频域上最接近k的向导信道的信道序次，而n1及n2是在时域上最接近n的向导信道的时间序次。
16、根据权利要求15所述的正交分频多任务信号接收器，其中该信道估测及均衡器更包括：
一第六装置，在进行二维内插法时分别在时域及频域上使用不同的比重值。
17、根据权利要求15所述的正交分频多任务信号接收器，其中该些边界信道具有同一个时间序次，且仅位于该些向导信道之一与该些第一数据信道之一间，位于第k个子载波中第n个符号的边界信道响应值Hn，k(boundary)是使用频域上最接近的向导信道响应值Hn，k1(pilot)与最接近的第一数据信道响应值Hn，k2(data，known)经由内插法求得。
18、根据权利要求17所述的正交分频多任务信号接收器，其中位于第k个载波中第n个符号的第二数据信道响应值Hn，k(data，unkown)是使用在同一时间序次下具有最接近信道序次的数个第一数据信道及向导信道的响应值经由外插法求得。
CNA2004100392447A 2003-03-20 2004-02-09 正交分频多任务信号的信道估测方法、接收方法及接收器 Pending CN1533110A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US10/391,742 US7342974B2 (en) 2003-03-20 2003-03-20 Channel estimation in OFDM systems
US10/391,742 2003-03-20

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN1533110A true CN1533110A (zh) 2004-09-29

Family

ID=32987754

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNA2004100392447A Pending CN1533110A (zh) 2003-03-20 2004-02-09 正交分频多任务信号的信道估测方法、接收方法及接收器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US7342974B2 (zh)
CN (1) CN1533110A (zh)
TW (1) TWI241810B (zh)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102833012A (zh) * 2011-06-17 2012-12-19 鼎桥通信技术有限公司 多载波发射***中的下行和上行数字中频自检方法
CN101421948B (zh) * 2006-02-14 2013-08-07 三星电子株式会社 在正交频分复用***中使用线性内插方案的信道估计方法和装置
CN107370704A (zh) * 2016-05-13 2017-11-21 财团法人工业技术研究院 无线通信设备及无线信号产生方法
CN114978816A (zh) * 2021-02-26 2022-08-30 瑞昱半导体股份有限公司 信道估测方法

Families Citing this family (45)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3691449B2 (ja) * 2002-03-25 2005-09-07 三洋電機株式会社 ダイバーシティ回路およびこの回路を備えるダイバーシティ受信装置
AU2003251738A1 (en) * 2003-04-24 2004-11-26 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration, Inc. Cross-system interference cancellation for multicarrier cdma and ofdm
KR100606105B1 (ko) * 2003-07-04 2006-07-28 삼성전자주식회사 다중 접속 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 셀 탐색장치 및 방법
US8391413B2 (en) 2003-12-19 2013-03-05 Qualcomm Incorporated Channel estimation for an OFDM communication system with inactive subbands
EP1712019B1 (en) 2004-01-29 2014-01-15 Neocific, Inc. Methods and apparatus for overlaying multi-carrier and direct sequence spread spectrum signals in a broadband wireless communication system
KR100808462B1 (ko) * 2004-01-29 2008-03-07 포스데이타 주식회사 멀티 캐리어, 멀티 셀 무선 통신 네트워크를 위한 방법 및장치
US7412005B2 (en) * 2004-02-19 2008-08-12 Nokia Corporation Method and apparatus providing time domain interpolated channel estimation with advanced noise suppression for multicarrier transmissions
EP1641206A3 (en) 2004-09-08 2007-01-03 Tata Consultancy Services Limited Semi-blind channel estimation using sub-carriers with lower modulation order in an OFDM system
DE102004049802A1 (de) * 2004-10-12 2006-04-20 Deutsches Zentrum für Luft- und Raumfahrt e.V. Verfahren zur Unterdrückung spektraler Nebenzipfel in auf OFDM beruhenden Übertragungssystemen
US7668269B2 (en) * 2005-05-09 2010-02-23 Ati Technologies, Inc. Systems, methods, and apparatus for phase noise mitigation
US7646833B1 (en) * 2005-05-23 2010-01-12 Marvell International Ltd. Channel equalization in receivers
US7489944B2 (en) * 2005-06-01 2009-02-10 Alcatel-Lucent Usa Inc. Method of allocating power over channels of a communication system
US20080247476A1 (en) * 2005-07-20 2008-10-09 Nxp B.V. Method and Synchronizer for Fine Ofdm Symbol Synchronization and Method/Receiver for the Reception of Ofdm Symbols
KR101364783B1 (ko) * 2005-07-29 2014-02-19 파나소닉 주식회사 통신 장치, 통신 방법 및 집적 회로
US7590184B2 (en) * 2005-10-11 2009-09-15 Freescale Semiconductor, Inc. Blind preamble detection for an orthogonal frequency division multiplexed sample stream
US7680218B2 (en) * 2005-10-25 2010-03-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for communication channel estimation
TWI376145B (en) 2006-02-09 2012-11-01 Himax Tech Inc Method of channel estimating for memory and calculation saving
FR2897998A1 (fr) * 2006-02-27 2007-08-31 St Microelectronics Sa Procede et dispositif d'estimation de la fonction de transfert du canal de transmission pour demodulateur cofdm
FR2897999A1 (fr) * 2006-02-27 2007-08-31 St Microelectronics Sa Procede et dispositif d'estimation de la fonction de transfert du canal de transmission pour demodulateur cofdm
CN101406016A (zh) * 2006-03-17 2009-04-08 松下电器产业株式会社 无线通信基站装置及导频配置方法
WO2007126195A1 (en) 2006-04-29 2007-11-08 Lg Electronics Inc. Digital broadcasting system and method of transmitting/receiving data
WO2007145410A1 (en) * 2006-06-15 2007-12-21 Lg Electronics Inc. Digital broadcasting system and method of processing data
US8619909B2 (en) * 2006-06-20 2013-12-31 Southwest Research Institute Signal detector using matched filter for training signal detection
US8031786B2 (en) * 2006-10-25 2011-10-04 Cisco Technology, Inc. Method and system for improving channel estimation in a communications network
KR100913870B1 (ko) 2006-11-17 2009-08-26 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 시스템에서의 채널 추정 방법 및 장치
JP4957212B2 (ja) * 2006-11-29 2012-06-20 富士通株式会社 無線フレーム可変制御による最適な無線通信方法及び，これを適用する無線通信システム
US7697644B2 (en) * 2006-11-30 2010-04-13 Newport Media, Inc. Stepped automatic gain control for OFDM systems
EP2119167A4 (en) * 2006-12-22 2017-03-01 Lenovo Innovations Limited (Hong Kong) Qam demodulation
KR100950647B1 (ko) * 2007-01-31 2010-04-01 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 시스템에서 채널 추정 장치 및 방법
GB2446439B (en) * 2007-02-08 2009-06-24 Toshiba Res Europ Ltd Wireless communications apparatus and method
DE102007023881A1 (de) * 2007-03-26 2008-10-02 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung einer unverkürzten Kanalimpulsantwort in einem OFDM-Übertragungssystem
US7684313B2 (en) * 2007-03-30 2010-03-23 Zoran Corporation System and method for FFT window timing synchronization for an orthogonal frequency-division multiplexed data stream
CN101669343B (zh) * 2007-04-24 2013-06-12 Tp视觉控股有限公司 单频网络中的导频分配
US7903750B2 (en) * 2007-09-11 2011-03-08 Zoran Corporation System and method for determining transmission parameters in an orthogonal frequency-division multiplexed data stream
EP2075969B1 (en) * 2007-12-26 2013-01-23 General Instrument Corporation Method and apparatus for performing channel equalization on a mimo signal
GB2460459B (en) * 2008-05-30 2012-07-11 Sony Corp Data processing apparatus and method
US8488693B2 (en) * 2008-06-11 2013-07-16 Industrial Technology Research Institute Wireless communication systems and methods using reference signals
US8811300B2 (en) * 2008-12-31 2014-08-19 Mediatek Inc. Physical structure and sequence design of midamble in OFDMA systems
US8503420B2 (en) * 2008-12-31 2013-08-06 Mediatek Inc. Physical structure and design of sounding channel in OFDMA systems
US8638745B2 (en) * 2009-05-15 2014-01-28 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Reference symbol distribution method and apparatus
US8559537B2 (en) 2010-05-12 2013-10-15 GM Global Technology Operations LLC Spectral-temporal averaging for IEEE 802.11p dynamic channel equalization
US9191130B2 (en) * 2012-01-05 2015-11-17 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Multi-carrier method in a measurement device
TWI551064B (zh) * 2012-12-27 2016-09-21 晨星半導體股份有限公司 無線接收系統及其頻道效應估計方法
US9838077B2 (en) * 2015-07-09 2017-12-05 Stmicroelectronics (Rousset) Sas Method for estimating a cyclostationary transmission channel, and corresponding receiver
US12003350B1 (en) 2020-02-29 2024-06-04 Space Exploration Technologies Corp. Configurable orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signal and transmitter and receiver for user terminal to satellite uplink communications

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19647833B4 (de) * 1996-11-19 2005-07-07 Deutsches Zentrum für Luft- und Raumfahrt e.V. Verfahren zur gleichzeitigen Funkübertragung digitaler Daten zwischen mehreren Teilnehmerstationen und einer Basisstation
GB2353680A (en) 1999-08-27 2001-02-28 Mitsubishi Electric Inf Tech OFDM frame synchronisation
US6765969B1 (en) * 1999-09-01 2004-07-20 Motorola, Inc. Method and device for multi-user channel estimation
US20020176485A1 (en) * 2001-04-03 2002-11-28 Hudson John E. Multi-cast communication system and method of estimating channel impulse responses therein
FR2825551B1 (fr) * 2001-05-30 2003-09-19 Wavecom Sa Procede d'estimation de la fonction de transfert d'un canal de transmission d'un signal multiporteuse, procede de reception d'un signal numerique, et recepteur d'un signal multiporteuse correspondants
US7099299B2 (en) * 2002-03-04 2006-08-29 Agency For Science, Technology And Research CDMA system with frequency domain equalization

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101421948B (zh) * 2006-02-14 2013-08-07 三星电子株式会社 在正交频分复用***中使用线性内插方案的信道估计方法和装置
CN102833012A (zh) * 2011-06-17 2012-12-19 鼎桥通信技术有限公司 多载波发射***中的下行和上行数字中频自检方法
CN102833012B (zh) * 2011-06-17 2014-11-26 鼎桥通信技术有限公司 多载波发射***中的下行和上行数字中频自检方法
CN107370704A (zh) * 2016-05-13 2017-11-21 财团法人工业技术研究院 无线通信设备及无线信号产生方法
CN114978816A (zh) * 2021-02-26 2022-08-30 瑞昱半导体股份有限公司 信道估测方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20040184399A1 (en) 2004-09-23
US7342974B2 (en) 2008-03-11
TW200420054A (en) 2004-10-01
TWI241810B (en) 2005-10-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1533110A (zh) 正交分频多任务信号的信道估测方法、接收方法及接收器
CN1551547A (zh) 正交分频多任务接收器及方法
CN1300963C (zh) 用于在ofdm通信***中发送与接收部分发送序列的边信息的装置与方法
CN1642159A (zh) 在通信***中估计干扰和噪声的装置和方法
CN1574715A (zh) 正交分频多任务接收器及接收方法
CN1278504C (zh) 多载波发送装置、多载波接收装置及多载波无线通信方法
JP5984392B2 (ja) 多重キャリア変調受信機におけるチャネル推定及びピーク対平均電力比低減
CN1993955A (zh) 具有可配置循环前缀长度的无线通信***
CN1540946A (zh) 正交分频多任务信号传输模式的侦测方法、接收方法、传输模式侦测器及接收器
CN1222130C (zh) Ofdm通信装置及检波方法
CN1534910A (zh) 正交频分复用无线通信***与信道补偿方法
CN1918874A (zh) 带有时域扰频的ofdm收发器结构
CN1561592A (zh) 无线传送***和方法以及在该无线传送***中使用的发送台装置和接收台装置
CN1914871A (zh) Fm ofdm传输的峰均功率降低
CN1842068A (zh) 发送方法、接收方法、发送装置、接收装置
CN101040503A (zh) 带有过度延迟扩展的ofdm***的导频传输和信道估计
CN1951033A (zh) 宽带无线通信***中使多载波和直接序列扩频信号重叠的方法和设备
CN101558570A (zh) 提高通信网络中的接收机性能
CN1777166A (zh) 在正交频分复用的移动通信***中获取同步的装置及方法
CN1941657A (zh) 处理无线通信的方法及***
CN1543103A (zh) 多个天线的正交频分复用***中的信道估计的装置和方法
CN1780278A (zh) 子载波通信***中自适应调制与编码方法和设备
CN101056151A (zh) 多播单播兼容的正交频分时分复用发射、接收机及其方法
CN100340122C (zh) 移动通信***中的传播路径推断方法
CN1585396A (zh) 多载波调制信号的脉冲噪声降低的方法及其装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C02 Deemed withdrawal of patent application after publication (patent law 2001)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication