CN1513227A - 反射损耗抑制电路 - Google Patents

Abstract

目的是抑制所要求带宽外的任意的频率带宽中的反射损耗，而对所要求频率带宽的电路特性不产生影响。通过传输线路15，特定的频率带宽的电路的输出阻抗变换为高阻抗。具有频率选择性的电阻接地电路18并联连接。电阻接地电路18由具有负载电阻值附近的电阻值的电阻16、在包含在前述频率带宽中的角频率ω₀中选择的满足表达式Im〔tanh{γ(λ/2－δ)}〕＝－ω₀CZ₀的电容C、和(λ/2－δ)长前端开放抽头构成。

Description

反射损耗抑制电路

技术领域

本发明涉及一种在各种微波、毫米波电路及数字电路使用的反射损耗抑制电路。

背景技术

以往，进行高频信号的放大、振荡、混合等的微波、毫米波电路，以及进行数字信号的放大、识别、分支等的数字电路，正在多种***中被应用。

参照第1图对上述多种多样的电路中，用在光通信***和无线通信***的分布型的宽频带放大器进行说明。第1图是表示以往的分布型放大器的一个实施例的电路图。

该以往的分布型放大器，是采用由异质结双极晶体管1(以下称作HBT)和HBT2共射-共基连接构成的HBT共射-共基放大器对3的共射-共基型的三段结构的分布型放大器。输入信号从输入端子7被输入，输出信号从输出端子8被输出。对HBT1的基极端子由基极电源9经终端电阻12供给DC电源。对HBT2的集电极端子由集电极电源11经终端电阻12供给DC电源。对HBT2的基极端子由共射共基电源11经电阻12供给DC电源。此外，HBT2的基极端子经由RF接地用电容器13高频接地。

上述分布型放大器，通过HBT1和HBT2的寄生电抗和高阻抗传输线路4和5的组合，形成截止频率高的传输线路。该传输线路具有信号源阻抗和负载阻抗相等的特性阻抗，可以实现在宽频带上平坦的增益和低的反射损耗。

然而，第1图所示的现有的共射-共基型的分布型放大器，在所要求的频率带宽的外侧特别是输出侧的反射损耗增大。有时会产生导致发生负阻抗的问题。此外，因而使电路的稳定性劣化，产生引起寄生振荡或者不稳定动作的问题。

此外，这里虽列举分布型放大器为例，而上述的课题是进行高频信号的放大、振荡、混合等的微波、毫米波电路以及进行数字信号的放大、识别、分支等的数字电路等多种电路中会产生的课题。

本发明是鉴于以上的问题而提出的。本发明的目的是通过与以分布型放大器为开始的各种电路连接，使所要求的频率带宽内的电路特性不劣化，充分抑制所要求的频率带宽外的反射损耗，实现电路的稳定性。

发明内容

为了实现上述目的，本发明的反射损耗抑制电路具有传输线路，在高频率电路或者数字电路中，将特定频率带宽中的输出阻抗或者输入阻抗变换为高阻抗；和电阻接地电路，从所述传输线路输出端子一侧或者输入端子一侧看为并联连接，具有频率选择性。所述电阻接地电路具有电阻，该电阻具有负载电阻值或者信号源电阻值附近的规定的电阻值，以及在所述特定的频率带宽中为低阻抗。所述电阻接地电路由在该频率带宽外具有高阻抗的一端子对电路为终端的电路构成。

所述一端子对电路由在所述特定的频率带宽中所含的任意的频率中具有基波的1/4波长的长度的前端开放抽头(stub)构成。

所述一端子对电路，在设与在所述频率带宽中所含的任意的频率中与基波的波长λ相比十分小的长度为δ时，由电容元件以比基波的1/2波长仅短δ的前端开放抽头为终端的电路构成。在与所述频率对应的角频率ω₀中，选择所述电容元件的电容值C、所述前端开放抽头的特性阻抗Z₀、传输常数γ及所述δ，满足下式

Im〔tanh{γ(λ/2-δ)}〕＝-ω₀×C×Z₀。

所述一端子对电路，在设与包含在所述频率带宽中所含的任意的频率中与基波的波长λ相比充分小的长度为δ时，由电感元件以比基波的1/2波长仅长δ的前端开放抽头为终端的电路构成。在与所述频率对应的角频率ω₀中，选择所述电感元件的电感L、所述前端开放抽头的特性阻抗Z₀、传输常数γ及所述δ，满足下式Im〔tanh{γ(λ/2+δ)}〕＝Z₀/(ω₀×L)。

所述传输线路和所述前端开放抽头采用微波传输带线路或者共平面型线路形成。

本发明的反射损耗抑制电路，具有传输线路，在高频率电路或者数字电路中，将特定频率带宽中的输出阻抗或者输入阻抗变换为高阻抗；和电阻接地电路，从所述传输线路输出端子一侧或者输入端子一侧看为并联连接，具有频率选择性。所述电阻接地电路由使所述频率带宽的信号通过的带通滤波器经由电阻而接地的电路构成，该电阻具有负载电阻值或者信号源电阻值附近的规定的电阻值。

所述带通过滤器由在所述特定的频率带宽中所含的任意的频率中具有基波的1/4波长长度的交叉指型电容器构成。

所述传送线路的电气长被设定在把该传输线路计算在内的输出阻抗的绝对值的±50％范围内。构成所述电阻接地电路的所述电阻的电阻值，被设定在所述负载电阻值或者所述信号源电阻值的0.5～2倍的范围内。

本发明的广带宽放大器的输出端或者输入端至少一端具备所述反射损耗抑制电路。

附图说明

图1是用于说明现有的分布型放大器的电路图。

图2是用于说明本发明第1实施例涉及的反射损耗抑制电路结构的电路图。

图3是用于说明本发明第2实施例涉及的反射损耗抑制电路结构的电路图。

图4是用于说明本发明第3实施例涉及的反射损耗抑制电路结构的电路图。

图5是表示本发明第3实施例涉及的反射损耗抑制电路的电阻接地电路结构的电路图。

图6是用于说明本发明的效果的示意图。

图7是将应该抑制反射损耗的频率带宽中的反射系数Γ绘制在史密斯图表上的图。

图8是用于说明本发明的效果的图，是表示增益对频率的依赖关系的模拟结果的曲线图。

图9用于说明本发明的效果的图，是表示输出侧反射损耗对频率的依赖关系的模拟结果的曲线图。

图10是用于说明本发明的效果的图，是表示稳定系数对频率的依赖关系的模拟结果的曲线图。

图11是用于说明本发明的效果的图，是表示稳定量对频率的依赖关系的模拟结果的曲线图。

图12是用于说明本发明第4实施例涉及的反射损耗抑制电路结构的电路图。

图13是表示本发明第4实施例涉及的反射损耗抑制电路的电阻接地电路结构的电路图。

图14是用于说明本发明的效果的示意图。

图15是表示本发明第5实施例涉及的反射损耗抑制电路的电阻接地电路结构的电路图。

图16是表示本发明第6实施例涉及的反射损耗抑制电路的电阻接地电路结构的电路图。

具体实施方式

以下参照第2图对本发明的第1实施例涉及的反射损耗抑制电路进行说明。第2图是表示将本实施例的反射损耗抑制电路连接于分布型放大器输出端的示例的电路图。此外，该实施例中，反射损耗抑制电路19以外的部分与第1图所示的现有分布型放大器的结构相同，相同的部分标以相同的标号。

本实施例的反射损耗抑制电路19由串联连接在分布型放大器的输出端14的传输线路15和从输出端子8一侧看与前述传输线路15并联连接的具有频率选择性的电阻接地电路18构成。前述传输线路15的电气长θ，可在使包括前述传输线路15在内的输出阻抗Z2的绝对值最大的值的前后±50％范围内选择。前述电阻接地电路18由电阻16和在应该抑制反射损耗的频率带宽中呈现低阻抗，在其以外的频率带宽中呈现高阻抗的一端子对电路17构成。电阻16的电阻值可在负载电阻值或者信号源电阻值的0.5～2倍的范围内选择。

根据上述结构，在应该抑制反射损耗的频率带宽中输出阻抗Z1经由传输线路15变换为高阻抗Z2后，与电阻接地电路18并联连接。因此，电路全体的输出阻抗Z3大致与电阻16的值相等。因此通过将电阻16的电阻值设定在负载电阻值附近，具体而言是0.5～2倍的范围，能抑制反射损耗。此外，通过使前述电阻接地电路18，即前述一端子对电路17的频率选择性十分高，可以实现前述效果而不影响应该抑制反射损耗的频率带宽外的电路特性。

参照第3图对本发明的第2实施例涉及的反射损耗抑制电路进行说明。第3图是表示将本实施例的反射损耗抑制电路连接于分布型放大器输出端的示例的电路图。此外，与第2图表示的反射损耗抑制电路相同的部分标以相同的标号。

本实施例中的反射损耗抑制电路，在应该抑制反射损耗的频率带宽中呈现低阻抗。在其以外的频率带宽呈现高阻抗的一端子对电路17由相对于包含在前述频率带宽中的任意的频率，具有基波的1/4波长长度的前端开放抽头20构成。这里说的波长是指传播前端开放抽头的电磁波的有效波长。

如上述，作为一端子对电路17采用具有基波的1/4波长的长度的前端开放抽头20，与前述第1实施例相同，可以抑制反射损耗。此外，通过使前述一端子对电路17的频率选择性十分高，可以实现前述效果而不影响应该抑制反射损耗的频率带宽外的电路特性。

参照第4图～第11图对本发明的第3实施例涉及的反射损耗抑制电路进行说明。第4图是表示将本实施例的反射损耗抑制电路连接于分布型放大器输出端的示例的电路图。第5图是反射损耗抑制电路中的电阻接地电路部分的电路图。第6图和第7图是用于说明本发明的效果的图。第8图、第9图、第10图、和第11图是表示加上和没加上本实施例的反射损耗抑制电路的情况下模拟结果的图。此外，与第2图所示的反射损耗抑制电路相同的部分标以相同的标号。

本实施例中的反射损耗抑制电路在应该抑制反射损耗的频率带宽中呈现低阻抗。在其以外的频率带宽呈现高阻抗的一端子对电路17由电容21和(λ/2-δ)长前端开放抽头22构成。这里，(λ/2-δ)长前端开放抽头22是相对于包含在前述频率带宽中的任意的频率，具有比基波的1/2波长仅短δ长度的前端开放抽头。δ是与基波的波长λ相比十分短的长度。前述电容21的电容C、前述δ、(λ/2-δ)长前端开放抽头22的特性阻抗Z₀及传输常数γ，在与前述频率对应的角频率ω₀中选择以满足以下的表达式(1)。其中Im[·]的意思是复数的虚部。

$\mathrm{Im}\left[\tanh \right\{\mathrm{\γ}(\frac{\mathrm{\λ}}{2}-\mathrm{\δ})\left\}\right]=-{\mathrm{\ω}}_{0}C{Z}_0--------\left(1\right)$

下面参照第5图～第11图对本实施例中反射损耗抑制电路具有的效果(产业上利用性)进行说明。

第5图是表示第4图所示的反射损耗抑制电路19中的电阻接地电路18的结构的图。包括(λ/2-δ)长前端开放抽头22和电容21的在内阻抗Z₁₂由以下的表达式求得。

$Z_{i2}=\frac{1}{\mathrm{j\ωC}}+\frac{Z_0}{\tanh \left(\mathrm{\γ}{1}_{-}\right)}----\left(2\right)$

其中，1_-＝λ/2-δ。为了说明，如果假定(λ/2-δ)长前端开放抽头22是低损耗，那么表达式(2)变成以下的表达式(3)。

$Z_{i2}=Z_0\frac{\mathrm{\α}{1}_{-}}{{\sin }^2\mathrm{\β}{1}_{-}}-j{Z}_0\{\frac{1}{\mathrm{\ωC}{Z}_0}+\cot \mathrm{\β}{1}_{-}\}------\left(3\right)$

其中，α是前端开放抽头22的衰减常数，β是相位常数，γ＝α+jβ。现在，由于1_-＝λ/2-δ，所以β1_-＝β(λ/2-δ)在角频率ω₀中比π稍微小一点的值，为π-βδ。此时如果选择电容C满足下面表达式(4)，则构成(3)式的虚部的两项在各频率下平衡，互相抵消。

$-\cot \mathrm{\β}{1}_{-}=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}_0{\mathrm{CZ}}_0}-----\left(4\right)$

由于一般传输线路的损耗小，上述表达式(3)的实部非常小，所以Z_i2几乎为0。其样子如第6图所示。

另一方面，如果从角频率从ω₀偏移，例如只上升Δω，那么构成表达式(3)虚部的两项的值向第6图中箭头的方向变化。由于正负平衡的两个值同时减少，表达式(3)的虚部的绝对值增加。其中，由于δ与基波波长λ相比十分小，所以上述表达式(3)中虚部的绝对值对于频率的增加率可以是很大的值。因此，电阻接地电路18的频率选择性可以很大。

为了简便，以上的说明中假定(λ/2-δ)长前端开放抽头22是低损耗。在实际的设计中应该充分考虑损耗的情况下，如果选择各参数满足表达式(1)来代替表达式(4)是可以的。

第7图是在将本实施例中的反射损耗抑制电路连接于分布型放大器的输出端的电路(第4图的电路)中，应该抑制反射损耗的频率带宽中反射系数Γi(i＝1，2，3)绘制在史密斯图表上的图。该例是针对前述频率带宽中反射系数的绝对值超过1，即发生负电阻的情况。在反射系数的绝对值不超过1，即不发生负电阻的情况下也和以下的说明及本发明的效果完全相同。

如第7图所示，前述频率带宽中反射损耗增大达到发生负阻抗的反射系数Γ1，通过传输线路15向史密斯图表的无限远点附近移动。即，输入阻抗Z1变换为高阻抗Z2。此外，如前所述，通过具有高频率选择性的电阻接地电路18并联连接，使反射系数Γ2向史密斯图表的中央附近的Γ3变换。即高阻抗Z2变化为负载阻抗附近的阻抗Z3。因此，前述频率带宽中反射损耗被抑制。

第8图和第9图是表示加上本实施例的反射损耗抑制电路时(本发明)和不加上时(第1图所示现有的技术)，增益|S21|和输出侧反射损耗|S22|对频率的依赖关系的模拟结果的图。从两图可知，通过加上本实施例的反射损耗抑制电路，可以实现降低所要求带宽外的输出侧反射损耗|S22|，而几乎不影响所要求带宽内的增益|S21|。第10图和第11图表示加上本实施例的反射损耗抑制电路时(本发明)和不加上时(第1图所示现有的情况)，稳定系数和稳定量对频率的依赖关系的模拟结果的图。稳定系数大于1和稳定量大于0时，电路具有绝对稳定性。从两图可知，与不加上反射损耗抑制电路时(现有的情况)不能得到绝对稳定性相对，本实施例中通过加上反射损耗抑制电路能得到绝对稳定性。

此外，参照第12图～第14图对本发明的第4实施例涉及的反射损耗抑制电路进行说明。第12图是表示将本实施例的反射损耗抑制电路连接于分布型放大器输出端的例的电路图。此外，第13图是反射损耗抑制电路中的电阻接地电路部分的电路图。第14图是表示加上和没加上本实施例的反射损耗抑制电路时的模拟结果的图。此外，与第2图所示的反射损耗抑制电路相同的部分标以相同的标号。

本实施例的反射损耗抑制电路在应该抑制反射损耗的频率带宽中呈现低阻抗。在其以外的频率带宽中呈现高阻抗的一端子对电路17由电感23和(λ/2+δ)长前端开放抽头24构成。

其中，(λ/2+δ)长前端开放抽头24是相对于包含在前述频率带宽中的任意的频率，具有比基波的1/2波长仅长δ长度的前端开放抽头。δ是与基波的波长λ相比十分短的长度。前述电感23的电感L、前述δ、(λ/2+δ)长前端开放抽头24的特性阻抗Z₀、及传输常数γ，在与前述频率对应的角频率ω₀中选择，以满足以下的表达式(5)。其中Im[·]的意思是复数的虚部。

$\mathrm{Im}\left[\tanh \right\{\mathrm{\γ}(\frac{\mathrm{\λ}}{2}+\mathrm{\δ})\left\}\right]=\frac{Z_0}{{\mathrm{\ω}}_{0}L}------\left(5\right)$

下面参照第13图及第14图对本实施例中反射损耗抑制电路具有的效果(产业上利用性)进行说明。

第13图是表示第12图所示的反射损耗抑制电路19中的电阻接地电路18结构的图。包括(λ/2+δ)长前端开放抽头24和电感线圈23在内的阻抗Z_i2由以下的表达式(6)求得。其中，1₊＝λ/2+δ。

$Z_{i2}=\mathrm{j\ωL}+\frac{Z_0}{\tanh \left(\mathrm{\γ}{1}_{+}\right)}-----\left(6\right)$

为了说明，如果假定(λ/2+δ)长前端开放抽头24是低损耗，那么表达式(6)变成以下的表达式(7)。其中，α是前端开放抽头24的衰减常数，β是相位常数，γ是满足γ＝α+jβ的值。

$Z_{i2}=Z_0\frac{\mathrm{\α}{1}_{+}}{{\sin }^2{\mathrm{\β}1}_{+}}+j{Z}_0\{\frac{\mathrm{\ωL}}{Z_0}-{\cot \mathrm{\βL}}_{+}\}------\left(7\right)$

现在，由于1₊＝λ/2+δ，β1₊＝β(λ/2+δ)在角频率ω₀下，是比π稍微大一点的值，为π+βδ。此时如果选择电感L满足下面表达式(8)，则构成上述表达式(7)的虚部的两项在各频率ω₀下平衡，互相抵消。

${\cot \mathrm{\β}1}_{+}=\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{Z_0}------\left(8\right)$

由于一般传输线路的损耗小，表达式(7)的实部非常小，所以Z_i2大致为0。其样子如第14图所示。

另一方面，如果角频率从ω₀只上升Δω，那么构成表达式(7)的虚部的两项的值向第14图中箭头的方向变化。由于正负平衡的两个值同时减少，表达式(7)的虚部的绝对值增加。其中，由于δ与基波波长λ相比十分小，所以上述表达式(7)中虚部的绝对值对于频率的增加率可以是很大的值。因此，电阻接地电路18的频率选择性可以是很大的值。

为了简便，以上的说明中假定(λ/2+δ)长前端开放抽头24是低损耗。在实际的设计中应该充分考虑损耗的情况下，如果确定各参数，使之满足表达式(5)来代替表达式(8)是可以的。

下面参照第15图对本发明的第5实施例涉及的反射损耗抑制电路进行说明。第15图是表示将本实施例的反射损耗抑制电路连接于分布型放大器输出端的例的电路图。此外，与第2图所示的反射损耗抑制电路相同的部分标以相同的标号。

本实施例的反射损耗抑制电路具有以下特征，具有频率选择性的电阻接地电路18由使应该抑制反射损耗的频率带宽的信号通过的带通滤波器25经由电阻16接地的电路构成。根据这种结构可以抑制反射损耗。通过使前述带通滤波器25的频率选择性十分高，能实现前述效果而不影响应该抑制反射损耗的频率带宽外的电路特性。

下面参照第16图对本发明的第6实施例涉及的反射损耗抑制电路进行说明。第16图是表示将本实施例的反射损耗抑制电路连接于分布型放大器的输出端的例的电路图。此外，与第15图所示的反射损耗抑制电路相同的部分标以相同的标号。

本实施例中反射损耗抑制电路具有以下特征，即第5实施例中的带通滤波器25由交叉指型电容器26构成。利用这种结构可以抑制反射损耗。通过使前述交叉指型电容器26的频率选择性十分高，能实现前述效果而不影响应该抑制反射损耗的频率带宽的电路特性。

此外，以上的实施例是以分布型放大器作为抑制反射损耗的对象的电路来说明的，而本发明不限定于上述实施例，可以根据需要适用于所有类型的放大器、振荡器、混合器、倍频器、分频器、还有各种数字电路等多种电路。

此外，以上的实施例中采用的是异质结双极晶体管HBT(Hetero-junction Bipolar Transistor)作为基本元件。此外本发明也可以适用于使用MESFET(Metal Semiconductor Field Effect Transistor)和HEMT(High Electron Mobility Transistor)等的FET、硅双极晶体管等任何种类器件的电路。

如上述说明，本发明，通过将想要抑制反射损耗的频率带宽中的输出或者输入阻抗，经具有适当电气长的传输线路变换为高阻抗后，与具有高频率选择性的电阻接地电路并联连接，可以降低所要求频率带宽以外的任意频率带宽的反射损耗，而对所要求频率带宽中电路特性没有影响。此外，可以通过降低反射损耗提高电路的稳定性。

Claims (14)

1.一种反射损耗抑制电路，其特征在于，具有

传输线路，在高频率电路或者数字电路中，将特定频率带宽中的输出阻抗或者输入阻抗变换为高阻抗；和

电阻接地电路，从所述传输线路输出端子一侧或者输入端子一侧看为并联连接，具有频率选择性，

所述电阻接地电路具有电阻，该电阻具有负载电阻值或者信号源电阻值附近的规定的电阻值，并且该电阻接地电路在所述特定的频率带宽中具有低阻抗；

所述电阻接地电路由在该频率带宽外具有高阻抗的一端子对电路为终端的电路构成。

2.根据权利要求1所述的反射损耗抑制电路，其特征在于：

所述一端子对电路由在所述特定的频率带宽中所含的任意的频率中具有基波的1/4波长的长度的前端开放抽头构成。

3.根据权利要求2所述的反射损耗抑制电路，其特征在于：

所述传输线路和所述前端开放抽头采用微波传输带线路形成。

4.根据权利要求2所述的反射损耗抑制电路，其特征在于：

所述传输线路和所述前端开放抽头采用共平面型线路形成。

5.根据权利要求1所述的反射损耗抑制电路，其特征在于：

所述一端子对电路，在设与在所述频率带宽中所含的任意的频率中基波的波长λ相比十分小的长度为δ时，由电容元件以比基波的1/2波长仅短δ的前端开放抽头为终端的电路构成；

在与所述频率对应的角频率ω₀中，选择所述电容元件的电容值C、所述前端开放抽头的特性阻抗Z₀、传输常数γ及所述δ，满足下式，

Im〔tanh{γ(λ/2-δ)}〕＝-ω₀×C×Z₀

6.根据权利要求5所述的反射损耗抑制电路，其特征在于：

所述传输线路和所述前端开放抽头采用微波传输带线路形成。

7.根据权利要求5所述的反射损耗抑制电路，其特征在于：

所述传输线路和所述前端开放抽头采用共平面型线路形成。

8.根据权利要求1所述的反射损耗抑制电路，其特征在于：

所述一端子对电路，在设与在所述频率带宽中所含的任意的频率中与基波的波长λ相比充分小的长度为δ时，由电感元件以比基波的1/2波长仅长δ的前端开放抽头为终端的电路构成；

在与所述频率对应的角频率ω₀中，选择所述电感元件的电感L、所述前端开放抽头的特性阻抗Z₀、传输常数γ及所述δ，满足下式，

Im〔tanh{γ(λ/2+δ)}〕＝Z₀/(ω₀×L)

9.根据权利要求8所述的反射损耗抑制电路，其特征在于：

所述传输线路和所述前端开放抽头采用微波传输带线路形成。

10.根据权利要求8所述的反射损耗抑制电路，其特征在于：

所述传输线路和所述前端开放抽头采用共平面型线路形成。

11.一种反射损耗抑制电路，其特征在于：

具有传输线路，在高频率电路或者数字电路中，将特定频率带宽中的输出阻抗或者输入阻抗变换为高阻抗；和电阻接地电路，从所述传输线路输出端子一侧或者输入端子一侧看为并联连接，具有频率选择性；

所述电阻接地电路由使所述频率带宽的信号通过的带通滤波器经由电阻而接地的电路构成，该电阻具有负载电阻值或者信号源电阻值附近的规定的电阻值。

12.根据权利要求11所述的反射损耗抑制电路，其特征在于：

所述带通过滤器由在所述特定的频率带宽中所含的任意的频率中具有基波的1/4波长长度的交叉指型电容器构成。

13.根据权利要求1至12的任何一个所述的反射损耗抑制电路，其特征在于：

所述传送线路的电气长度被设在把该传输线路计算在内的输出阻抗的绝对值的±50％范围内；

构成所述电阻接地电路的所述电阻的电阻值，被设定在所述负载电阻值或者所述信号源电阻值的0.5～2倍的范围内。

14.一种广带宽放大器，其特征在于，输出端或者输入端至少一端具备根据权利要求1至12的任何一项所述的反射损耗抑制电路。

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