CN1510968A - 感应加热电饭锅的转换电路 - Google Patents

Abstract

一种感应加热电饭锅的转换电路，它根据输入电压的变化以可变方式控制转换器的切换频率，并以被控制的切换频率驱动转换器。该转换电路包括：电源电路，对向感应加热电饭锅提供输入电压的商用交流电压进行整流和滤波；转换器，根据来自供电电路的输入电压，执行切换操作以加热电饭锅。转换电路进一步包括转换器驱动电路，用于输出驱动脉冲，以根据来自电源电路的输入电压，以可变方式控制转换器的切换频率并以控制的切换频率驱动转换器。电饭锅的加热功率不随输入电压中的变化而改变，且防止了由于输入电压改变而损坏转换器的内部设备，提高了产品的耐用性及转换电路的可靠性。

Description

感应加热电饭锅的转换电路

技术领域

本发明涉及一种感应加热电饭锅的转换电路驱动设备，具体而言，涉及一种感应加热电饭锅的转换电路，该电路可以随输入电压的变化而改变转换器的驱动脉冲的宽度，以改变转换器的切换频率，从而稳定由转换器的切换操作而产生的热功率，并防止由于输入电压的变化而损坏转换器的内部设备。

背景技术

图1是一般的感应加热电饭锅的剖面图。如图所示，电饭锅包括：主体1；内锅2，其置于主体1中，用于盛放烹调物品；和烹饪加热器3，它安装在主体1中内锅2以下的部分或主体1的内表面，用于烹饪内锅2中的物体。

电饭锅是一种家居用品，以高于预定的温度对其中的物体进行加热和烹饪，主要用于煮饭。它也用于为食品长时间保温。用户将米或其它附加食品以及适量的水放入内锅2，然后将内锅2放入主体1内。然后用户设置待烹饪的量及烹调模式，并向电饭锅输入包含该设置的烹饪指令。为了响应烹饪指令自动烹饪，电饭锅包括用于控制其烹饪操作的控制器。

根据如何向内锅2提供烹饪热量，将电饭锅分为特定的类型。例如，在电饭锅主体1接收内锅2的部分构造具有多个等间隔转弯的感应线圈，由于线圈中的电流流动产生的磁场，而在由磁性材料制成的内锅2中产生感应的电流，便可以加热内锅2。这种类型的电饭锅被称为感应加热电饭锅。

图2是显示现有技术中感应加热电饭锅的转换电路的结构的框图。

将转换电路用于感应加热电饭锅，通过控制其中的电源切换设备而感应加热待烹饪的物体(负载)。电源切换设备响应控制信号执行切换操作，向内锅的感应线圈施加驱动电压，以加热内锅。该转换电路包括：电源10，用于提供商用交流(AC)电压；整流器20，用于对电源10提供的AC电压进行整流；滤波器30，用于对整流器20的输出电压进行滤波；和转换器40，用于根据滤波器30的输出电压执行切换操作，向内锅的感应线圈施加驱动电压。

该转换电路进一步包括触发电路50，用于在脉冲的上升沿或下降沿改变特定电路的操作或状态。触发电路50生成驱动脉冲，以驱动转换器40的开关。当驱动脉冲为“高”电平时接通开关，当驱动脉冲为“低”电平时关断开关。这里，施加于开关两端的电压称为“切换的电压”。

该转换电路进一步包括开关驱动器60，用于从触发电路50向转换器40传送驱动脉冲，以驱动转换器40的开关。

转换器40的开关适用于响应从开关驱动器60发送的驱动脉冲，进行切换操作，以产生热功率，用作烹饪待加热的负载(待烹饪的物体)的加热源。根据开关的规格，开关对于切换的电压的耐受电压被限定于一定范围内。通常，耐受电压越高，开关成本就越高，结果，造成产品成本增加。

注意到来自发电厂的商用AC电压可以具有随时间区间/区域而变化的输入/输出特性，或是由于噪声的不稳定提供。在这种情况下，将变化的AC电压作为驱动电压提供给转换器40，然后转换器40在不稳定的驱动电压造成的不正常的频率下执行切换操作，从而导致加热功率变化。结果由于加热功率的变化，尽管用户对于相同的待烹饪的物体输入相同的烹饪指令，他/她也不能得到希望的烹饪结果，从而导致使用不便及产品的不可靠。

特别的，当AC电压突然增大时，开关两端的切换电压会超过开关的耐受电压，从而损坏开关并降低产品的耐用性。

为了防止上述问题，现有的转换电路另外还包括用于检测流向开关的电流量的独立的电流变压器，或用于检测流向转换器40的电流量或向其施加的电压电平的独立的保护电路，因而增加了产品成本，而且为使用者增添了经济负担。

图3显示了现有的转换电路的输入电压与切换电压之间的关系的曲线图，图4显示了现有的转换电路的恒定功率控制方法。下面将参考图3和4说明现有的转换电路的特征。

首先参考图3，参考数字G1代表到转换器的输入电压的波形，G2代表施加在开关上的切换电压的波形。在图中，X轴代表时间，Y轴代表电压电平。220V-60Hz的商用AC电压流经整流器和滤波器，然后作为施加到转换器的220V-120Hz的输入电压。波形G1对应向转换器输入的电压的一个周期。

开关响应来自触发电路的驱动脉冲，对于对应波形G1的输入电压的每一个周期执行切换操作，于是产生电平高于输入电压的切换电压。

这时，开关上的切换电压不得超过开关的耐受电压，以保证正常的切换操作而不损坏开关。但是，观察开关电路的波形G2，对应切换电压的1/2周期的波形G2的部分及其附近部分构成正弦波的边缘，且由于在这些部分中的电压突然增加，切换电压会超过开关的耐受电压。

如图4中所示的现有转换电路的恒定功率控制方法用在感应加热电饭锅中，用来将来自转换器40的加热功率保持在一个恒定电平。

图4中，参考数字②代表驱动脉冲，用于正常状态中转换器的切换操作；②’代表被切换的电流，在驱动脉冲为“高”电平时流经开关；以及②”代表被切换的电压，由被切换的电流施加在开关上。正常状态中的驱动脉冲②、被切换的电流②’和被切换的电压②”由实线表示。

在输入电压中发生变化或噪声的地方，转换电路通过对来自触发电路的驱动脉冲的接通周期进行调整，执行恒定功率控制操作。即，为了降低来自转换器的加热功率，转换电路通过缩短驱动脉冲的接通时间周期，来减少由①表示的驱动脉冲的高电平宽度。结果，流经开关的被切换的电流量被减小，如①’所示，且施加于开关两端的切换电压被降低，如①”所示。因此，加热功率得到降低。

另一方面，为了提高转换器的加热功率，转换电路通过延长驱动脉冲的接通时间周期，增加由③指示的驱动脉冲的高电平宽度。结果，流经开关的切换电流的量增加，如③’所示；且开关两端的切换电压增加，如③”所示。所以，加热功率得到提高。

图5a显示了现有转换电路的切换频率与加热功率之间的关系，图5b显示了现有的转换电路的切换频率与切换电压之间的关系。下面参考图5a和5b，说明使用单一频率的现有的恒定功率控制方法。

从图5a中可以看出，切换频率和加热功率互为反比关系。以这种关系，为了迅速加热负载(内锅)，最好降低切换频率，以增加加热功率。

从图5b中可以看出，切换频率与开关两端的切换电压互为反比关系。因此，如果根据图5a的关系，降低切换频率以增加加热功率，则根据图5b的关系，切换电压得到提升，从而导致产品耐用性及感应加热电饭锅的可靠性降低。

通常需要高的加热功率来缩短电饭锅的加热时间。为此，可以在将切换频率固定为A Hz的条件下控制转换器的切换操作。在这种情况下，尽管电饭锅的加热功率以图5a所示的方式增加，切换电压也一同增加，因此它可能超过开关的耐受电压而损坏开关。为了避免这个问题，制造商可以使用具有高耐受电压的高成本开关代替上面的开关。但是，高成本开关的使用增加了产品的成本，且增添了使用者的经济负担。

另一方面，假设转换器的切换操作是在切换频率固定为B Hz的条件下控制的，如图5b所示，切换电压被降低，从而可能保护开关。然而在这种情况下，电饭锅的加热功率也降低了，所以不能迅速加热要加热的负载(内锅)。这使得加热效率降低并引起用户的不便。

发明内容

因此，针对上面的问题进行本发明，且本发明的一个目标是提供一种感应加热电饭锅的转换电路，为了防止用于确定向感应加热电饭锅提供的驱动电压的开关被损坏，并提高电饭锅的加热功率，它可以根据转换电路的AC电压的变化，以可变的方式控制转换器的切换频率，并以被控制的切换频率执行转换器的切换操作。从而增加开关两端的切换电压的余量，以提高产品的耐用性，不需要高成本的开关，从而缩减了产品成本，且转换器的功率不随待加热的负载及AC电压的变化而显著变化，从而提高了转换电路的稳定性和可靠性。

根据本发明的一个方面，上面的和其它的目标可以通过提供一种感应加热电饭锅的转换电路而实现，该转换电路包括：供电装置，用于对商用交流(AC)电压进行整流和滤波，以向感应加热电饭锅提供输入电压；转换器，用于根据来自供电装置的输入电压，执行切换操作以加热电饭锅；和转换器驱动装置，用于输出驱动脉冲，从而根据来自供电装置的输入电压以可变的方式控制转换器的切换频率，并以被控的切换频率来驱动转换器。

根据本发明的另一个方面，提供了一种感应加热电饭锅的转换电路，包括：供电装置，用于对商用AC电压进行整流和滤波，以向感应加热电饭锅提供输入电压；转换器，用于根据来自供电装置的输入电压，执行切换操作以加热电饭锅；恒定功率参考电平发生装置，用于根据AC电压的变化和电饭锅的负载变化，生成电饭锅的恒定功率参考电平；和转换器驱动装置，用于输出驱动脉冲，根据恒定功率参考电平和AC电压之间的差别，以可变的方式控制转换器的切换频率，从而将转换器的功率保持在恒定电平。

附图说明

由以下的详细说明，结合附图，可以更清楚地理解本发明的上述及另外的目的、特征及优点，附图中：

图1是一般的感应加热电饭锅的剖面图；

图2是显示现有技术中感应加热电饭锅的转换电路的结构的框图；

图3显示了现有的转换电路的输入电压与切换电压之间的关系曲线图；

图4显示了现有的转换电路的恒定功率控制方法；

图5a显示了现有转换电路的切换频率与加热功率之间的关系；

图5b显示了现有的转换电路的切换频率与切换电压之间的关系曲线图；

图6是显示根据本发明的感应加热电饭锅的转换电路的第一实施例的方框图；

图7显示了应用于转换电路的第一实施例的输入电压检测器的输入/输出信号；

图8显示了转换电路的第一实施例的输入电压与切换电压之间的关系曲线图；

图9是显示根据本发明的感应加热电饭锅的转换电路的第二实施例的框图；

图10显示了转换电路的第二实施例的恒定功率控制方法；

图11a至11c是显示应用于本发明的频率控制脉冲发生器的不同

实施例的电路图；

图12a是由现有的频率控制脉冲发生器生成的驱动脉冲的波形图；和

图12b是由本发明的频率控制脉冲发生器生成的驱动脉冲的波形图。

具体实施方式

现在参考附图详细说明本发明的优选实施例。可以根据图6和9中分别示出的不同的内部结构，将根据本发明的感应加热电饭锅实施为第一和第二实施例。

首先参考图6说明转换电路的第一实施例。

转换电路包括开关，并响应控制信号驱动开关的切换操作，以向用于感应加热电饭锅内锅的感应线圈施加驱动电压，所述控制信号是控制器(未显示)响应包含了用户设置的加热温度、加热时间、烹饪模式等的烹饪指令而生成的。即，包含待烹饪物体的内锅是待加热的负载，并且转换电路通过向用于内锅的线圈施加驱动电压而处理负载。

为此，转换电路基本包括：供电电路310和转换器400，其中供电电路310包含用于提供商用AC电压的AC电源100；整流器200，用于对电源100提供的AC电压进行整流；以及滤波器300，用于对整流器200的输出电压进行滤波；而转换器400用于根据供电电路310的输出电压，执行切换操作，以向用于内锅的感应线圈施加驱动电压从而加热内锅。

AC电源100适用于向感应加热电饭锅提供220V-60Hz的商用AC电压。整流器200适用于通过整流二极管对AC电源100提供的AC电压进行整流，以输出220V-120Hz的直流(DC)电压。

滤波器300适用于对整流器200的输出DC电压滤波，并将所得DC电压输出作为转换器400的输入电压。

转换器400包括用于向感应线圈施加驱动电压的开关。开关根据来自滤波器300的输入电压，执行切换操作以加热用于内锅的感应线圈。

AC电源100、整流器200、滤波器300和转换器400与前面参考图2所述的现有的转换电路的相应部分在结构上基本相同。根据本实施例，该转换电路进一步包括转换器驱动电路710，用于控制转换器400的切换操作。转换器驱动电路710包括输入电压检测器500、频率控制脉冲发生器600和开关驱动器700。

输入电压检测器500与AC电源100的正负端直接相连，以检测AC电源100提供的AC电压的电平和频率，从而防止在AC电压由于噪声或输入/输出特性不稳定而引起变化的地方损坏开关。

图7显示了输入电压检测器500的输入/输出信号，下面将参考图7说明根据本实施例的应用到转换器驱动电路710的输入电压检测器500的操作。

从AC电源100提供的220V-60Hz的AC电压通过整流二极管整流为220V-120Hz的DC电压，由G3指示。由于DC电压以R1∶R2的比率被分压，所以在电阻R1和R2之间的节点上施加的电压为 $220\left(V\right)\×\frac{R2}{R1+R2}.$ 该节点处的电压传输到与节点串联的二极管。

串联的二极管将节点处的电压箝位至预定的参考电平，使其不超过参考电平。假设一只普通二极管的阈值电压是0.7V，节点电压被箝位在0.7V从而使其不超过阈值。在这点上，通过调整串联二极管的数目，可以将输入电压箝位于(0.7×二极管数)V的电平，从而有可能限制输出电压的正(+)周期。

执行该箝位操作是为了在生成驱动脉冲前将变频控制周期T限制在预定范围内，该驱动脉冲的脉宽随为驱动开关而提供的AC电压的变化而变化。

应该注意，可以在整个AC电压周期的变频控制中忽略二极管电路的连接。但是，因为转换器400的开关易于在AC电压沿受到破坏，所以最好通过串联一个或两个二极管而限定变频控制周期。

在串联的二极管的阴极和电阻R3之间的节点上施加的电压波形如G4所示。串联连接的二极管称为箝位二极管CD，以及流经箝位二极管的电压称为箝位电压。

将上述箝位电压输入优选地由集成电路(IC)实现的频率控制脉冲发生器600，该频率控制脉冲发生器600通过根据箝位电压通过执行脉宽调制(PWM)操作，用于实现调整开关的操作频率的功能。

换句话说，频率控制脉冲发生器600适用于以可变的方式对来自箝位二极管CD的箝位电压的正(+)周期内控制开关的操作频率。在箝位电压低于预定参考电平的情况下，频率控制脉冲发生器600生成脉宽较宽的驱动脉冲，使得转换器400在较低的频率执行切换操作，从而根据图5a的关系，导致加热功率提高。

反过来，在箝位的电压高于预定参考电平的情况下，频率控制脉冲发生器600生成脉宽较窄的驱动脉冲，使得转换器400以较高的频率执行切换操作，从而根据图5b的关系，导致被切换的电压降低。结果，可以防止由于输入电压增加而损坏开关。

开关驱动器700适用于将频率控制脉冲发生器600的输出驱动脉冲传送到转换器400，来驱动转换器400的开关，从而以可变的方式控制转换器400的切换频率。

图8显示了当开关响应驱动脉冲而被驱动时其上施加的切换电压的波形G6，和转换器400的输入电压的波形G5。

在现有的转换电路中，如图3所示，由于切换电压的波形G2跟随输入电压波形G1，所以它直接受到输入电压的变化的影响。但是，在本转换电路中，频率控制脉冲发生器600在箝位电压的正(+)周期T以可变的方式控制转换器400的切换频率，在该可变方式中，当输入电压电平较低时，切换电压提高，而当输入电压电平较高时，将切换电压限制在它的上部电平，正如输入电压的波形G5所示。结果，切换的电压波形G6相比于箝位电压的正(+)周期T的输入电压波形是平坦的。

换句话说，当箝位电压升高时，切换频率变高，以使切换电压电平降低。结果切换电压的波形G6的形状不具有正弦波轮廓，而是具有一段平坦部分的正弦波。结果，无需担心切换电压超过开关的耐受电压，从而有可能防止损坏开关。

值得注意的是，切换电压的电平的平坦部分被限定在对应频率控制脉冲发生器以可变方式控制切换频率的周期T。变频控制周期T是根据输入电压检测器输出的箝位电压而确定的。箝位电压的正(+)周期T可以根据串联二极管的数目而增减。以这种关系，制造者可以通过根据所用开关的耐受电压而适当调整箝位二极管的数目，从而控制变频控制周期。

下面参考图9和10说明本发明的第二实施例的结构及操作。图9是显示根据本发明的感应加热电饭锅的转换电路的第二实施例的框图，图10显示了转换电路的第二实施例的恒定功率控制方法。第二实施例中的一些部分与第一实施例中的结构和操作完全相同。因此，在第二实施例中，以相同的参考数字指示与第一实施例相同的部分，且省略对它们的详细说明。

首先参考图9，转换电路包括：供电电路310、转换器400和转换器驱动电路710，它们与第一实施例中的结构及操作完全相同。根据第二实施例，转换电路进一步包括电压传感器480和恒定功率参考电平发生器490。另外，频率控制脉冲发生器600的结构及操作与第一实施例中不同，其差别在于恒定功率参考电平发生器490与发生器600的输入端相连。

供电电路310包括AC电源100、整流器200和滤波器300，同第一实施例相同。电压传感器480用于检测AC电源100提供的AC电压的变化，并将检测的变化输出至恒定功率参考电平发生器490。

恒定功率参考电平发生器490适用于根据电压传感器480检测的AC电压的变化，生成恒定功率参考电平，使得电饭锅的加热功率不随AC电压的变化而变化。

转换器驱动电路710包括输入电压检测器500、频率控制脉冲发生器600和开关驱动器700。转换器驱动电路710用于根据恒定功率参考电平和AC电压电平之间的差异，生成驱动脉冲，来以可变方式控制转换器400的切换频率，从而将转换器400的功率保持在恒定电平。

频率控制脉冲发生器600包括：比较器610，用于比较来自输入电压检测器500输出的电压信号和恒定功率参考电平发生器490生成的恒定功率参考电平，并输出比较结果；频率控制器620，用于根据比较器610的比较结果，输出频率控制信号，来以可变方式控制转换器400的切换频率；和驱动脉冲发生器630，用于响应来自频率控制器620的频率控制信号来调整脉宽，并生成具有可调脉宽的驱动脉冲。

如果输入电压检测器500的输出电压信号的电压电平高于恒定功率参考电平，则频率控制器620输出频率控制信号，使得转换器400在较高频率执行切换操作，以降低它的功率。相反，如果输入电压检测器500的输出电压信号的电压电平低于恒定功率参考电平，则频率控制器620输出频率控制信号，使得转换器400在较低频率执行切换操作，以提高它的功率。

根据频率控制脉冲发生器600的频率控制而生成的驱动脉冲通过开关驱动器700传输至转换400，然后转换器400响应传输的驱动脉冲执行切换操作。结果，根据本实施例，电饭锅的加热功率与恒定功率参考电平相同。

下面参考图10说明具有上述结构的转换电路的第二实施例的恒定功率控制方法。

首先，恒定功率参考电平发生器根据来自AC电源的AC电压中的变化，生成恒定功率参考电平，且频率控制脉冲发生器将AC电压的电平与恒定功率参考电平进行比较，并通过其间的差改变转换器的切换频率，以修正控制切换频率。因此，控制转换器的功率以使其保持在恒定电平。切换频率仅在最小频率f1和最大频率f2之间变化，且加热功率电平限制在最小功率电平P2和最大功率电平P1之间的范围内。

如果来自AC电源的AC电压超过了恒定功率参考电平(恒定功率电平)，则频率控制脉冲发生器将转换器的切换频率范围增宽Δf，使其存在于f2’和f2之间。结果转换器的功率降低了ΔP′。

相反，假设来自AC电源的AC电压低于恒定功率参考电平，则频率控制脉冲发生器将转换器的切换频率范围变窄Δf，使其存在于f1’和f1之间。结果转换器的功率提高了ΔP。因此，转换器的功率维持在恒定电平。这里，ΔP′大于或等于P2且小于P2’，ΔP大于或等于P1’且小于P1。

频率控制脉冲发生器600优选地由IC来实现，且下面参考图11a至11c详细说明其内部电路结构。

频率控制脉冲发生器600适用于根据输入电压生成驱动脉冲以可变地控制转换器400的切换频率，并以被控制的切换频率驱动转换器400。然后频率控制脉冲发生器600通过两个输出端将生成的驱动脉冲传送至转换器400，以控制转换器400的切换操作。为此，频率控制脉冲发生器600优选地由IC实现，进一步，优选地由MC34067芯片的更新版实现。

用于频率控制脉冲发生器600的IC基本上包括：电压输入端601，用于输入供电电压Vcc；低电压切断(UVLO)端602，用于在供电电压Vcc低于预定参考电平时关闭整个IC的操作；振荡器603，用于频率变化；一对输出端604，用于输出驱动脉冲；和差错检测器605，用于在差错检测时使驱动脉冲的输出无效，以停止转换器400下游的操作。

根据电压输入端601与UVLO端602的连接方法，可以以三种电压电平类型操作IC，其中UVLO端602在电压输入端601输入的供电电压Vcc低于预定参考电平时，关闭电路***以保护电路。于是，制造者可以根据表1中的使用的IC的设备的操作范围，通过写电压输入端601和UVLO端602，调整使能ON电平和禁止OFF电平。

表1

                                      电平

状态                     开电压电平               关电压电平

关闭                     9.0V                     8.6V

接通                     16.0V                    9.0V

UVLO端接地                             IC操作关闭

也就是，在电压输入端601和UVLO端602关闭的情况下，当供电电压高于或等于9.0V时接通IC，当它低于或等于8.6V时关闭IC。

相反，在电压输入端601和UVLO端602接通的情况下，当供电电压高于或等于16V时接通IC，以及当它低于或等于9.0V时关闭IC。同时，假设UVLO端602与接地端相连，关闭IC以将其断开。这主要用于IC的强制初始化。

差错检测器605适用于检测转换器400输出的差错信号，该差错信号是由于开关内的过流经过或切换操作中发生差错而产生。差错检测器605还将来自转换器400的差错信号的电平与预定的差错确定参考电平相比较，如果差错信号电平高于差错确定参考电平，则生成差错检测信号，以使输出端604输出的驱动脉冲无效。

如果差错检测信号为“高”电平，则从输出端604输出的驱动脉冲被无效以结束转换器400的操作。但是，如果差错检测信号为“低”电平，则由于消除被检测的差错而将锁存器606复位。将锁存器606与差错检测器605相连以初始化。

为此，将复位单元607置于UVLO端602的上游，以接收由差错检测器605检测的来自转换器400的差错信号。该复位单元607可以根据不同的连接而在第一和第二实施例中实现，并在来自转换器400的差错信号的电平高于差错检测器605的预定差错确定参考电平时，用作关闭IC的操作，以防止下游转换器400的开关被损坏。

在这点上，可以在从差错信号的输入至驱动脉冲输出的使无效所需的最小传播延迟时间后，通过将IC的供电电压Vcc降低至UVLO端602可以关断IC的电平而强制复位IC。或者可以通过将UVLO端602与接地端相连而强制复位IC。

如上表1所示，电压输入端601和UVLO端602可以关闭或打开，以合适地将IC应用于所需电压电平。图11a显示了IC的实施例，其中的两个端子关闭，图11b显示了IC的另一实施例，其中的两个端子是打开的。

复位单元607包括二极管和三极管，其中三极管的基极与二极管相连，其集电极与供电电压Vcc相连，发射极与接地端相连。将来自转换器400的差错信号输入复位单元607，如图11a所示。

在来自转换器400的差错信号的逻辑为“1”时，接通二极管和三极管，以将供电电压Vcc与接地端相连，从而导致电压输入端601的供电电压Vcc的电平降低。结果，当电压输入端601的供电电压Vcc低于预定的参考电平时，根据UVLO的关断功能，可以强制关闭IC使其初始化。

类似的，在如图11b所示的电路结构中，如果来自转换器400的差错信号逻辑为“1”，则接通二极管和三极管，以将UVLO端602与接地端直接相连，从而导致IC被强制关断。在这种情况下，制造者可以根据需要的电压电平选择电阻。

同样类似的，在如图11c所示的另一IC实施例中，打开电压输入端601和UVLO端602，并将复位单元607’置于UVLO端602的上游。如果输入来自转换器400的差错信号，则开启二极管和三极管，以将UVLO端602与接地端相连，从而导致IC被复位。

如果复位单元607或607’置于UVLO端602的上游，来执行上述的强制复位操作，得到的波形如图12b所示。图12a显示了通过不包括复位单元607或607’的现有IC得到的结果波形。下面对图12a的波形和图12b的波形进行比较。

图12a上部的波形对应从输出端604向转换器400输出的驱动脉冲，以及下部的波形对应从差错检测器605输出的差错检测信号。

如果输入到差错检测器的差错信号的电平高于差错确定参考电平，则差错检测信号进行由低至高的转变，以使输出端输出的驱动脉冲无效。然后，如果检测的差错被消除，则将与差错检测器相连的锁存器复位，以重新启动IC的操作。

当在初始操作中输出差错检测信号的情况下，锁存器通过IC的UVLO功能自动复位锁存器。然后，如果在正常操作中输出差错检测信号，则通过将IC的UVLO端与接地端相连而复位锁存器。假设在锁存器未被复位的条件下，在转换器400的切换操作期间发生差错，则转换器400再次生成差错信号并将生成的差错信号输出至差错检测器605。

差错检测器605将来自转换器400的差错信号的电平与预定的差错确定参考电平相比较。变频控制IC(MC34067芯片)内部设计为如果差错信号电平小于预定的差错确定参考电平，则通过第二输出端输出持续为“高”电平的驱动脉冲。

当然，仅使用第一输出端没有问题。但是，对于仅使用第二输出端或同时使用第一和第二输出端，向下游的转换器施加上述的持续高电平驱动脉冲即过电压，将导致转换器的开关有被损坏的风险。

另一方面，如图11a至11c的电路结构中生成图12b的波形，其中在IC的输入处提供复位单元，以在使用第一和第二两个输出端的情况下，如果输入转换器400的弱电平的差错信号，则迅速复位锁存器。图12b上部的波形对应从输出端输出的驱动脉冲，以及下部的波形对应于从差错检测器输出的差错检测信号。

在差错检测信号由于差错状态消除而由高向低转变之后，即使来自转换器的差错信号的电平小于差错确定参考电平，复位单元还是响应差错信号而强制复位锁存器，使得输出端可以输出正常的驱动脉冲。因此，两个输出端都可以稳定地使用。

从上面的说明中可以看出，本发明提供了一种感应加热电饭锅的转换电路，它可以根据转换电路输入电压的变化，以可变的方式控制转换器的切换频率，并以被控制的切换频率驱动转换器的开关，以限制开关两端的切换电压的峰值小于预定电平，从而保护相对输入电压的切换电压的余量。因此，可以防止由于切换电压超过开关的耐受电压而损坏开关，从而提高转换电路的耐用性。进一步，可以最小化由输入电压变化而引起的加热功率的变化，从而提高加热烹饪的稳定性和可靠性。此外，无需使用具有高耐受电压的高成本开关，从而有可能压缩产品成本的增长，并在保护产品的价格竞争力。

尽管已经为了说明目的而公开了本发明的优选实施例，但本领域的技术人员应该认识到，在不脱离所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，本发明可以作出多种修改、补充及替换。

Claims (21)

1.一种感应加热电饭锅的转换电路，它包括：

供电装置，用于对商用交流(AC)电压进行整流和滤波，以向所述感应加热电饭锅提供输入电压；

转换器，用于根据来自所述供电装置的所述输入电压，执行切换操作，以加热所述电饭锅；和

转换器驱动装置，用于输出驱动脉冲，以根据来自所述供电装置的所述输入电压，以可变方式控制所述转换器的切换频率，并以被控制的切换频率驱动所述转换器。

2.一种感应加热电饭锅的转换电路，它包括：

供电装置，用于对商用AC电压进行整流和滤波，以向所述感应加热电饭锅提供输入电压；

转换器，用于根据来自所述供电装置的所述输入电压，执行切换操作，以加热所述电饭锅；

恒定功率参考电平发生装置，用于根据所述AC电压中的变化及所述电饭锅的负载的变化，生成所述电饭锅的恒定功率参考电平；和

转换器驱动装置，用于输出驱动脉冲，以根据所述恒定功率参考电平和所述AC电压的电平之间的差，以可变方式控制所述转换器的切换频率，从而将所述转换器的功率保持在恒定水平。

3.根据权利要求1或2所述的转换电路，其中所述供电装置包括：

AC电源，用于向所述感应加热电饭锅提供所述AC电压；

整流器，用于对所述电源提供的所述AC电压进行整流；和

滤波器，用于对所述整流器的输出直流(DC)电压进行滤波，以输出所述输入电压。

4.根据权利要求1所述的转换电路，其中所述的转换器驱动装置包括：

输入电压检测装置，用于输出电压信号，以根据所述AC电压的电平来限制变频控制周期；

频率控制脉冲发生装置，用于响应来自所述输入电压检测装置的所述电压信号生成所述驱动脉冲，从而以所述可变方式控制所述转换器的所述切换频率；和

开关驱动器，用于从所述频率控制脉冲发生装置向所述转换器施加所述驱动脉冲，以驱动所述转换器的所述切换操作。

5.根据权利要求4所述的转换电路，其中所述的输入电压检测装置包括至少一个箝位二极管，用于将所述AC电压箝位于预定的参考电平，使其不超过参考电平。

6.根据权利要求5所述的转换电路，其中所述频率控制脉冲发生装置适用于以所述可变方式在来自所述箝位二极管的箝位电压信号的正(+)周期内控制所述转换器的所述切换频率。

7.根据权利要求5所述的转换电路，其中所述频率控制脉冲发生装置适用于与来自所述箝位二极管的箝位电压信号的电压电平成比例地以所述可变方式控制所述转换器的所述切换频率。

8.根据权利要求2所述的转换电路，进一步包括电压检测装置，用于检测所述AC电压中的变化，并将检测的变化输出至所述恒定功率参考电平发生装置。

9.根据权利要求8所述的转换电路，其中所述转换器驱动装置包括：

输入电压检测装置，用于输出电压信号，以根据所述AC电压的电平来限制变频控制周期；

频率控制脉冲发生装置，用于生成所述驱动脉冲来以所述可变方式控制所述转换器的所述切换频率，该驱动脉冲为来自所述输入电压检测装置的所述电压信号的电压电平与来自所述恒定功率参考电平发生装置的所述恒定功率参考电平的比较结果；和

开关驱动器，用于从所述频率控制脉冲发生装置向所述转换器传输所述驱动脉冲，来驱动所述转换器的切换。

10.根据权利要求9所述的转换电路，其中所述频率控制脉冲发生装置包括：

比较器，用于将来自所述输入电压检测装置的所述电压信号的所述电压电平与来自所述恒定功率参考电平发生装置的所述恒定功率参考电平作比较，并输出比较结果；

频率控制器，用于根据来自所述比较器的比较结果，输出频率控制信号，来以所述可变方式控制所述转换器的所述切换频率；和

驱动脉冲发生器，用于响应来自所述频率控制器的所述频率控制信号，调整脉冲宽度并生成具有调整的脉冲宽度的所述驱动脉冲。

11.根据权利要求10所述的转换电路，其中所述频率控制器适用于输出所述频率控制信号，如果来自所述输入电压检测装置的所述电压信号的所述电压电平高于所述恒定功率参考电平则将脉冲宽度变窄，如果所述输入电压检测装置的所述电压信号的所述电压电平低于所述恒定功率参考电平则将脉冲宽度变宽。

12.根据权利要求4或9所述的转换电路，其中所述频率控制脉冲发生装置是由集成电路(IC)实现的。

13.根据权利要求12所述的转换电路，其中所述频率控制脉冲发生装置包括一对输出端，用于将所述驱动脉冲传输至所述转换器。

14.根据权利要求13所述的转换电路，其中所述频率控制脉冲发生装置进一步包括：

差错检测器，用于在所述转换器的所述切换操作中检测到差错时，使来自所述输出端的所述驱动脉冲的输出无效；和

复位装置，如果在所述转换器的所述切换操作中检测到差错，则强制关闭所述频率控制脉冲发生装置的电路***，以将其初始化。

15.根据权利要求14所述的转换电路，其中所述频率控制脉冲发生装置进一步包括：

电压输入端，其与所述输入电压检测装置相连；和

低电压切断(UVLO)端，其与所述电压输入端并联，用于在如果来自所述电压输入端的输入电压低于预定参考电平时关断所述电路***。

16.根据权利要求15所述的转换电路，其中所述频率控制脉冲发生装置适用于根据所述电压输入端及所述UVLO端是关闭还是打开，将所述预定参考电平设置为不同值。

17.根据权利要求16所述的转换电路，其中所述频率控制脉冲发生装置适用于在所述UVLO端与接地端相连时关断所述电路***。

18.根据权利要求14所述的转换电路，其中所述差错检测器适用于将来自所述转换器的差错信号的电平与差错确定参考电平相比较，所述差错确定参考电平被预先确定以确定在所述转换器的所述切换操作中是否发生差错，并且如果所述差错信号电平高于所述差错确定参考电平时，则使来自所述输出端的所述驱动脉冲的输出无效。

19.根据权利要求15所述的转换电路，其中所述复位装置适用于，如果来自所述转换器的差错信号为逻辑“1”，则将所述UVLO端与接地端相连，以关断所述电路***，所述差错信号是由所述转换器响应所述切换操作中发生的差错而生成的。

20.根据权利要求19所述的转换电路，其中所述复位装置包括：

二极管，其阳极用于接收来自所述转换器的所述差错信号；和

三极管，其基极与所述二极管的阴极相连，其集电极与所述电压输入端相连，且其发射极与所述接地端相连。

21.根据权利要求19所述的转换电路，其中所述复位装置包括：

二极管，其阳极用于接收来自所述转换器的所述差错信号；和

三极管，其基极与所述二极管的阴极相连，其集电极与所述UVLO端相连，且发射极与所述接地端相连。

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