CN1507715A - 信号选择*** - Google Patents

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Abstract

本发明涉及用于正交频分多路复用(OFDM)通信***的改进天线技术。本发明提供一种用于包括一组载波的接收信号的接收信号选择器(800)，被配置为与包括多个天线阵元(802)的天线***一起使用，该接收信号选择器包括：多个接收信号输入(803)，用于从多个天线阵元接收信号；分别对应于各个接收信号输入的干扰检测器(804)，耦合到接收信号输入以从各输入接收接收信号的一个型式，并且被配置为对来自各输入的载波集提供干扰输出；选择控制器(816)，被配置为接收各输入的干扰输出，并且具有控制输出；以及选择器(808)，耦合到接收信号输入，并且响应控制输出以选择接收信号型式中的一个或多个，以作输出。本发明提供一种用于减轻同道干扰和严重多径失真效应的简化技术。

Description

信号选择***
技术领域
本发明涉及尤其用于正交频分多路复用(OFDM)通信***的改进天线技术。
背景技术
正交频分多路复用是一种传输高比特率数字数据信号的公知技术。不是以高速度数据调制单载波，而是将数据分成多个较低数据速率信道，其中每个信道在单独的副载波上传输。这样，减轻多径衰落效应。在OFDM信号中，单独的副载波以相互重叠的方式间开，如图1A的频谱10中副载波12所示。副载波频率选为使副载波相互正交，从而调制到副载波上的单独信号可以在接收器恢复。一个OFDM符号由分别调制到各副载波上的一组符号定义(因此对应于多个数据比特)。如果副载波在频率上以间距1/T的间距隔开，其中，T是OFDM符号周期，则它们是正交的。
OFDM符号可以通过对一组输入符号执行反傅立叶变换最好是快速反傅立叶变换(IFFT)来获得。输入符号可以通过对OFDM符号执行傅立叶变换最好是快速傅立叶变换(FFT)来恢复。FFT有效地将OFDM符号与各副载波相乘，并且在符号周期T内积分。可以看出，对于给定副载波，由于与OFDM符号的其他副载波的重叠在积分周期T内将平均为零，因此通过该过程从OFDM符号中仅提取一个副载波。
经常，副载波是采用QAM(Quadrature Amplitude Modulation，正交幅度调制)符号来调制的，但是也可以使用其他形式的调制如移相键控(PSK)或脉冲幅度调制(PAM)。为减轻多径效应，OFDM符号通常在每个符号的开始以一个保护周期扩展。倘若两个多径分量的相对延迟小于该保护时间间隔，则不存在符号间干扰(ISI)，至少达到第一近似。
图1B示出示例性OFDM发射器100(在此，位于移动终端MT中)和示例性OFDM接收器150(在此，位于接入点AP中)。在发射器100中，源102将数据提供给基带映射单元104，基带映射单元104可选地提供前向纠错编码和交织，并且输出调制符号如QAM符号。调制符号提供给多路复用器108，多路复用器108将它们与来自导频符号产生器106的导频符号进行组合，导频符号产生器106提供用于在接收器中进行频率同步和相干检测(在其他方案中，可以采用微分检测)的基准幅度和相位。部件110的组合将来自多路复用器108的串行数据流转换成多个并行、数据速率降低的流，对这些数据流执行IFET，以提供OFDM符号，然后将该OFDM符号的多个副载波转换成单个串行数据流。然后，该串行(数字)数据流由数模转换器112转换成模拟时域信号，由上变频器114进行上变频，并且在滤波和放大(未示出)之后从天线116输出。天线116可以包括全向天线、扇区化(sectorise)天线或带波束形成(beamforming)的阵列天线。
来自发射器100的天线116的信号通过“信道”118由接收器150的天线152接收。典型地，信号作为通过多个不同道或路径传播的具有多个不同幅度和相位的多个多径分量到达天线152。这些多径分量在接收器合并并且相互干扰，提供典型地具有多个深空(deepnull)如同梳子的全面信道特征，它一般随着时间发生变化(特别是在发射器或接收器正在移动的情况下)。经常是在同一公共场所例如办公室将存在多个发射器，这将产生同道干扰，它比多径更会出现问题。
接收器150的天线152耦合到下变频器154以及模数转换器156。部件158然后执行串行到并行转换、FFT、以及并行到串行转换，从而提供输出到多路分解器160，多路分解器160将导频符号信号162与数据符号相分离。数据符号然后由基带反映射单元164进行解调和反映射，以提供检测数据输出166。一般地说，接收器150是发射器100的镜像。发射器和接收器可以组合在一起形成OFDM收发器。
OFDM技术可以用于各种应用中，并例如用于军事通信***和高清晰电视。在此，将具体参照HIPERLAN(High Performance RadioLocal Area Network，高性能无线局域网)类型2标准( www.etsi.org/technicalactiv/HIPERLAN2.htm以及DTS/BRAN-0023003 v0.k)讨论本发明的应用。虽然本发明的应用不限于该环境HIPERLAN2，但是无线局域网通信由公共节点，接入点管理。
图1B的接收器有些简化，因为实际上需要依次同步FFT窗口与各OFDM符号，以避免引入非正交性以及由此的ISI/ICI(Inter-Symbol Interference/Inter-Carrier Interference，符号间干扰/载波间干扰)。这可以通过将OFDM符号与保护周期中的符号的循环扩展自动相关来完成，但是特别是对于分组数据传输，一般最好使用接收器可以例如使用匹配滤波器准确识别和定位的已知OFDM(训练)符号。应该理解，该匹配滤波器在时域工作，也就是，在执行FFT之前(相对于FFT之后的频域)。在分组数据***中，数据分组可以拥有包括一个或多个训练符号的前同步信号(preamble)。
图2A和2B分别示出HIPERLAN2移动终端(MT)OFDM接收器的接收器前端200和接收器信号处理部件250。接收器250示出模数转换电路252，同步、信道估计和控制电路254以及解分组、解交织和纠错电路256的一些细节。
前端200包括耦合到输入放大器204和混频器206的接收天线202，其中，混频器206的第二输入来自IF振荡器208，以将RF信号混入IF。然后，IF信号通过带通滤波器210提供给自动增益控制(AGC)放大器212，AGC级由来自控制电路254的线路226控制，以优化后面的信号分层(signal quantisation)。AGC 212的输出向两个混频器214、216提供输入，混频器214、216还接收来自振荡器220和***器218的正交信号以产生正交I和Q信号222、224。这些I和Q信号然后由模数电路252进行过量采样(oversample)，滤波和抽取。信号的过量采样有助于数字滤波，然后，将信号的速率降至所需样本速率。
最好(但不是绝对必需)补偿传输信道效应。这可以使用例如前同步信号数据或一个或多个导频信号中的已知符号来完成。在图2A和2B的接收器250中，使用称作“C符号”的已知前同步信号符号来确定信道估计。接收器对接收信号同步，并且操作开关258以将接收C符号通至信道估计器260。这将估计信道对已知C符号的效应(副载波中符号的幅度变化和相位偏移)，从而可以通过乘以信道响应的倒数(或复共轭)来补偿信道效应。可选地，可以使用一个或多个导频信号(也包含已知符号)来确定信道估计。可以确定将接收导频变换成期望符号所需的相位旋转和幅度变化增益，并且将其施加于其他接收符号。在可以以多个频率获得多个导频的情况下，可以通过使用不同频率导频信号对其他频率进行内插/外插来获得改进信道补偿估计。
在图2A和2B中，接收器前端200一般将采用硬件来实现，而接收器处理部分250如图所示经常将使用例如ASIC、FPGA或一个或多个DSP(digital signal processor，数字信号处理器)芯片通过闪存RAM 262采用“软件”来实现。类似的硬件和软件划分一般也将存在于发射器中。然而，技术人员应该认识，图2A和2B的接收器的所有功能(或对等发射器)可以采用硬件来执行。类似地，采用软件对信号进行数字化的确切点一般将依赖于成本/复杂性/功耗折衷以及适当高速模拟/数字转换器和处理器的可获得性，并且RF信号可以在IF或更高频率下进行数字化。
图3示出分组数据通信***中包括前同步信号序列的介质访问控制(MAC)帧300的一个例子。MAC帧包括广播信道(BCH)突发302、帧信道(FCH)突发304、接入反馈信道(ACH)突发306、下行链路(DL)突发308、上行链路(UL)突发310、直接链路(DiL)突发312以及随机接入(RCH)突发314，它们全都包含前同步信号序列。
图4A到4E分别示出HIPERLAN2物理层信号的广播突发、下行链路突发、具有短前同步信号的上行链路突发、具有长前同步信号的上行链路突发以及直接链路突发。这些突发均包括前同步信号部分400和数据有效载荷部分402。前同步信号部分400包括以A、B和C表示的三个基本OFDM符号中的一个或多个。这些符号值是已知的，并且A和B(必要时，C)可以在时域(FFT之前)恢复。这些符号一般用来建立帧和频率同步，并且为符号之后的数据设置FFT窗口；它们还可以用来控制AGC级212。在图2A和2B的接收器中，A和B是在时域恢复的，并且C是在频域即FFT之后恢复的。
图5示意性地示出使用这些(已知)前同步信号符号以进行基于RSSI(Received Signal Strength Indication，接收信号强度表示)的帧检测502、自动增益控制504、帧同步506以及频率同步508；还示出MAC帧500的前同步信号部分的示意图以作比较。
图6是示出HIPERLAN2的前同步信号序列602、导频信号604和数据信号606的相对位置的频域和时域图600，它包括48个数据副载波和4个导频(以及一个未用的中央载波信道608)。从图6可以看出，开头四个OFDM符号由前同步信号数据组成，并且导频信号604继续承载它们的导频符号。然而，在其余(数据承载)副载波上，OFDM符号5以上承载数据。在其他OFDM方案中，可以绘制类似的图，但是前同步信号和导频位置可能发生变化(例如，导频不一定需要由连续信号组成)。
前面提过，OFDM是一种减轻由多径导致的频率选择性衰减效应的有用技术。然而，在特别高的数据速率的情况下或者在特别严厉的多径环境中，OFDM通信***仍然可能遭受多径衰落效应。而且在室内无线环境如小型办公室无线LAN中，经常将有多个类似的***由于受限的频谱可用性而在同一频带中同时工作。这可能导致严重的同道干扰。
已被提出来克服这种多径和同道干扰的一种技术是使用扇区化发射和/或接收天线。所要覆盖的区域分成多个扇区，典型地为3、4或6，并且对于每个扇区分别提供一个天线(或者在采用分集的情况下为多个)，天线的排列模式为各自覆盖主要只是一个扇区。实际上，各扇区天线的主波束指向不同的方向，并且通过选择发射和/或接收方向，可以减轻从无用方向到达的多径分量和/或同道干扰的效应。例如，HIPERLAN2支持在接入点使用最大可达7个扇区。在HIPERLAN2环境中采用扇区化交换阵列天线的一些益处在“Performance of HIPERLAN2 using Sectorised Antenna(使用扇区化天线的HIPERLAN2性能)”，A.Dufexi，S.Armour，A.Nix，P.Karlsson以及D.Bull，IEEE Electronics Letters，2001年2月15日，Volume 37，No.4,245页中有描述。
用来减轻多径和同道干扰效应的另一种方法使用波束形成天线阵列如线性天线阵元阵列，其中，天线间间隔大约是一半(载波)波长。来自天线的信号以适当的相位和幅度加权进行合并以使用一个或多个波瓣或波束提供合并响应。由n个阵元组成的阵列可以被排列为提供最大可达n-1个波束。
存在多种不同波束形成算法可以应用于该自适应天线阵列，并且这些的细节对于技术人员将是公知的。一种常用的算法是在J.R.Treichler和B.G.Agee，“A New Approach to Multipath Correctionof Constant Modulus Signals(一种用于恒模信号多径校正的新方法)”，IEEE Trans.Acoust.Speech ans Signal Process.，Vol.ASSP-31，No.2,459页，1983中描述的恒模算法(CMA)，在此将其引作参考。一般地说，该算法根据选为使合并信号的频谱近似平坦的代价函数，迭代确定用于合并天线阵元信号的权重。权重的相位角度选为使波束指向最大信号功率的方向或者在无用多径分量或同道干扰的方向上形成空(null)。
确定天线阵列阵元的适当权重在窄带***中相对直接，但在副载波组所占带宽在正常情况下＞1MHz并且在很多情况下＞10MHz的OFDM接收器中，单一权重集对于所有带宽不可能都是最优的，并且只有在例如频带中央才有效。例如，从天线阵元间隔按照副载波波长的比例随着OFDM频带变化这一方面考虑，这可以得到理解。在图1的接收器中，可以在点168、170或172施加自适应阵列权重，但是在点168或170施加阵列权重(FFT之前)通常将不产生良好的跨频带估计权重集。
因此，对该问题的一种解决方案是在FFT之后即点172进行加权，其中，可以对各副载波施加不同的权重集。图7示出以这种方式将单独的权重集施加于各副载波的OFDM接收器700。然而，应该理解，在K个副载波和L个天线阵元的情况下，必须确定总共K×L个权重，这是一个冗长且处理器密集的任务，从而大大增加接收器复杂度。EP 0 852 407描述一种方案，其中，将工作频带分成四个相等子频带，对各子频带而不是对各个副载波计算一组权重，从而减少所要计算的权重数目。然而，这仍将是相对复杂的过程，而且产生次优结果。一种可选方法参见Fujimoto等人，“A Novel Adaptive ArrayUtilising Frequency Characteristics(一种利用频率特性的新型自适应阵列)”，IEICE Trans.Commun.，Vol.E 83-B，No.2，2000年2月，271页，在此将其引作参考，其中，使用FFT之后的分离副载波来采用CMA确定单组FFT之前时域权重。该方法大大简化了权重确定过程，但是同样，权重是次优的。
上述扇区化天线选择最大化接收功率的扇区(或方向)。然而，在存在同道干扰的环境中，从干扰信号接收的功率可能大于从有用信号接收的功率，在这种情况下，天线被控制指向干扰信号，从而恶化而不是改善***性能。在OFDM符号的上下文中存在一个特别的难题，因为这些符号包括均以数据流单独调制的多个正交载波。如前所述，处理该信号的传统方法是将它从时域(FFT之前)变换到更易于信号处理的频域(FFT之后)，但是该变换对于例如在自适应阵列中选择扇区化天线阵元或者波束形成的过程施加不良的开销。因此，需要一种简化的天线技术，但是该技术尤其是在困难的环境中可以减轻同道干扰效应。
发明内容
因此，根据本发明，提供一种用于包括一组载波的接收信号的接收信号选择器，接收信号选择器被配置为与包括多个天线阵元的天线***一起使用，接收信号选择器包括：多个接收信号输入，用于从多个天线阵元接收信号；分别对应于各个接收信号输入的干扰检测器，耦合到接收信号输入以从各输入接收接收信号的一个型式，并且被配置为对来自各输入的载波集提供干扰输出；选择控制器，被配置为接收各输入的干扰输出，并且具有控制输出；以及选择器，耦合到接收信号输入，并且响应控制输出以选择接收信号型式中的一个或多个，以作输出。
天线***可以包括例如扇区化天线***或阵列天线。接收信号选择器可以用于接收器、发射器或收发器中，并且最好是与OFDM信号一起采用。通过有效工作于FFT之前或时域，与现有技术相比，显著降低复杂度，而仍然减轻严重多径和/或同道干扰的影响。这又有助于高数据吞吐量并且允许增大采用接收信号选择器的通信***的容量。而且，与现有技术相比，在基站和移动终端中，结构的相对简单性允许降低基带LSI(Large Scale Integration，大规模集成)组件的功耗。本发明的实施例还有助于甚至是在非常高时钟速度的***中的实时操作。
选择器可以根据所检测的阵元信号干扰电平选择来自一个或多个天线阵元的信号，从而选择干扰最小的一个或多个阵元信号。然而，最好是根据信号干扰比(SIR)选择天线阵元，从而选择SIR最大的一个或多个阵元。因此，最好还是对于各个天线阵元分别提供一个信号检测器，但是技术人员应该理解，该方案可以通过在多个天线阵元之间共用一个检测器来实现。
最好，信号和干扰检测器在时域工作，也就是，在接收信号从时域变换到频域之前。最好，副载波大致相互正交，并且最好它们包括OFDM信号的副载波。
信号和干扰检测器可以提供单独的信号和干扰输出，或者组合信号和干扰检测器可以提供包括例如信号干扰比的组合输出。可以对各个天线阵元分别提供一个信号和干扰检测器，或者可以例如以时间复用的方式在多个阵元之间共用单个信号和干扰检测器。接收信号选择器的功能可以采用硬件或软件或者两者的组合来实现。
最好，信号和干扰检测器使用相关技术确定有用信号和无用干扰的强度；它们可以共用一个相关器或者具有单独的相关器。为确定对来自一个天线阵元的接收信号的干扰测量，该信号可以与第一基准信号相关。该第一基准信号选为与传输信号的已知部分如前同步信号序列大致正交。为确定接收信号强度，接收信号可以与第二基准信号相关，其中，第二基准信号与传输信号的已知部分如前同步信号序列大致一致。
在互相关周期(即相关窗口的位置)对于信号强度检测和干扰检测过程大致相同的情况下，第一和第二基准信号将大致相互正交。然而，在互相关周期不同的情况下，例如，在前同步信号B用于干扰检测而前同步信号C用于信号强度检测的情况下，将不是这样。(在本例中，用于确定干扰电平的第一基准信号与已知前同步信号B正交，并且用于确定信号强度的第二基准信号由前同步信号C本身组成)。
相关是在时域执行的，也就是，相关是在两个OFDM符号之间，因此在相关之前对已知(前同步信号或伪噪声)数据执行反傅立叶变换。因此，最好是接收信号选择器包括信号产生器来产生第一和第二基准信号。在大部分情况下，接收器将知道发射器所用的前同步信号序列，并且可以从该信息产生第一和第二基准信号。然而，如果不是这种情况，则接收器可以估计信号的前同步信号或导频部分(或使用盲算法)，并且从中产生基准信号。频域信号一般将是已知的，并且因此可以使用IFFT产生时域前同步信号序列。然而，这不需要实时执行，而是例如可以预先确定相关时域前同步信号序列，并且比方说，将其存储在查询表中。
在一个实现中，天线阵元是有向天线阵元例如扇区化天线阵元，并且可以从各个天线阵元分别获得接收信号的一个型式。可选地，来自天线阵元的信号可以向波束形成器如巴特勒(Butler)矩阵型波束形成器提供输入，波束形成器又向干扰检测器和选择器提供接收信号的多个型式。在后面这种情况下，接收信号的各型式一般将包括来自所有天线阵元的信号的合并。然而，一般仍然是对于各个天线阵元分别存在接收信号的一个型式，也就是，接收信号型式数一般对应于天线阵元数。在采用波束形成的情况下，可以使用全向而不是有向天线阵元。
接收信号的不同型式提供一定程度的空间分集，因为，不管是采用有向天线阵元还是波束形成，一般它们都将从不同方向到达。选择控制器可以被配置为仅选择接收信号的一个型式以作进一步的处理，最好是信号干扰比(SIR)最大的那一个型式。可选地，选择控制器可以选择接收信号的多个型式，同样最好是信号干扰比(SIR)最大的那些型式。在其他实施例中，选择可以基于干扰(目标是使其最小)而不是基于SIR，特别是在干扰电平低的情况下。
在选择控制器选择接收信号的多个型式的情况下，可以合并这些不同的型式。为此可以采用转换分集技术，例如，最大化信噪比的MRC(maximal ratio combining，最大比合并)或LMS(least meansquares，最小均方)、RLS(recursive least square，递归最小二乘方)或用于最小均方差(MMSE)的SMI(sample matrix inversion，样本矩阵求逆)。
在一个相关方面，本发明提供一种与包括多个有向天线阵元的天线***一起使用的OFDM接收器，OFDM接收器具有对应于多个天线阵元的多个输入，并且包括傅立叶变换OFDM解调器，OFDM接收器还包括：傅立叶变换之前域信号和干扰检测器，分别对应于每个天线阵元；阵元选择控制器，从信号和干扰检测器接收各天线阵元的信号和干扰测量；以及天线阵元选择器，响应阵元选择控制器以选择来自天线阵元的信号以由OFDM解调器进行解调。同样，天线***可以包括例如扇区化天线或阵列天线***。
本发明还提供一种选择来自包括多个天线阵元的天线***的一个或多个接收信号的方法，各接收信号包括一组载波，该方法包括：确定对组成各接收信号的载波集的干扰测量；以及使用干扰测量选择来自天线阵元的接收信号中的一个或多个。
例如，天线***可以包括扇区化天线***或阵列天线。最好，载波大致相互正交。最好，该方法包括对由各天线阵元接收的载波集确定信号干扰比；以及使用信号干扰比选择天线阵元中的一个或多个。
在另一方面，本发明提供一种数据载体，承载用来实现上述接收信号选择器、接收器和方法的处理器控制码。该处理器控制码可以包括例如控制数字信号处理器的计算机程序码或者其他码如用来设置通用集成电路的多个寄存器值以实现选择器或方法。数据载体可以包括存储介质如硬盘或软盘、CD-ROM或DVD-ROM、编程存储器如只读存储器，或者光或电信号载体。本领域的技术人员应该理解，处理器控制码也可以分布在例如网络上的多个耦合组件之间。本领域的技术人员还应该知道，本发明可以采用专用硬件和以软件实现的功能的组合来实现。
附图说明
现在将参照附图仅作为示例进一步描述本发明的上述和其他方面，其中：
图1A和1B分别示出OFDM符号和示例性OFDM发射器；
图2A和2B分别示出HIPERLAN2 OFDM接收器的接收器前端和信号处理部件；
图3示出分组数据通信***的示例性介质访问控制帧；
图4A到4E分别示出HIPERLAN2物理层信号的广播突发、下行链路突发、具有短前同步信号的上行链路突发、具有长前同步信号的上行链路突发以及直接链路突发。
图5示意性地示出在移动终端OFDM接收器中使用HIPERLAN2广播突发的前同步信号部分；
图6示出包括前同步信号和导频信号的HIPERLAN2 OFDM信号的频率时间图；
图7示出在频域中将单独的权重集施加于各副载波的OFDM接收器；
图8示出根据本发明一个实施例的接收信号选择器的示意图；
图9A和9B分别示出信号和干扰检测器的示意图以及图9A的信号和干扰检测器的信号产生器的示意图；
图10示出根据本发明第二实施例的接收信号选择器的示意图；以及
图11示出根据本发明第三实施例的接收信号选择器的示意图。
具体实施方式
参照图8，该图示出根据本发明一个实施例的接收信号选择器800的示意图。扇区化或阵列天线802包括多个天线阵元802a、b、c，分别耦合到信号和干扰强度检测器804a、b、c的各自输入803a、b、c。其他传统组件如下变频器和滤波器可以存在于天线阵元与信号和干扰强度检测器之间，但是为简单起见，它们未被示出。各信号和干扰强度检测器均包括第一输出806a、b、c，包括输入信号的直通型式，可选地可以经过缓冲或放大。这些第一输出信号提供给开关或选择器808，开关或选择器808根据控制信号812将这些信号中的一个(或者在其他实施例中为多个)提供给输出810(或者一组输出810)。
各信号和干扰强度检测器还具有包括信号强度输出和干扰强度输出的第二输出对814a、b、c(作为单输出示出)。这些输出对均提供给阵元选择控制器816，阵元选择控制器816输出选择器808的控制信号812。阵元选择控制器使用与来自各天线阵元的(有用)信号强度和干扰强度有关的信息，以根据选择规则选择这些阵元中的一个或多个。
在图8的实施例中，阵元选择控制器816控制选择器808，以选择有用信号与干扰之功率(或强度)比最大的接收信号。在一个特别适于低干扰条件的变体中，可以选择干扰最小的信号。
然后，如前所述，以传统方式对输出810进行处理。因此，概括而言，应用同步过程818以确定傅立叶变换窗口，然后应用傅立叶变换过程820最好是FFT过程，以对接收OFDM符号进行解调，然后解调器822从经过傅立叶变换的OFDM符号中解调输出数据824。同样，为简单起见，OFDM接收器的其他特性如模数转换未被示出。
图9A示出图8的接收信号选择器800的示例性信号和干扰检测器804。线路803上的输入信号提供给第一和第二互相关器900、902，其输出分别提供给信号强度检测器904和干扰强度检测器906以向阵元选择控制器816提供信号908和干扰910强度输出(一起组成输出对814)。互相关器900将输入信号与已知基准信号包括例如从分组数据帧前同步信号序列产生的时域OFDM信号进行互相关。互相关器902将输入信号与至少部分正交于已知基准信号的信号进行互相关，从而从输入信号中提取干扰分量，下面将对此进行更详细的说明。
在基准信号得自前同步信号数据序列的情况下，信号和干扰强度检测器804的输出只有当存在前同步信号序列时才有效。在这种情况下，互相关器900、902可以被安排为在例如通过同步过程818确定存在前同步信号序列期间的时间窗口内工作。信号和干扰检测操作可以在数据接收的开端并且/或者逐分组或逐帧地执行。可选地，可以从接收信号中提取大致连续传输已知数据序列的一个或多个导频信号，并且将其用于互相关过程中。
图9B示出用于提供基准和正交基准信号912、914的示例性信号产生器920。在所示例子中，信号产生器920包括前同步信号序列产生器922，以产生前同步信号序列924以及与前同步信号序列正交的信号926。然后，IFFT928对这两个信号进行快速反傅立叶变换，以提供基准信号912和914。在HIPERLAN2***中，可以通过用数字-1代替所有“1”并用数字1代替所有“0”使用多项式s(x)＝x7+x4+1来产生前同步信号序列p，其中该多项式的初始状态均为1。
由于前同步信号序列和IFFT参数在正常情况下是已知的，因此不需要在接收器中执行IFFT。例如，可以在接收器中预先计算适当的时域前同步信号序列，并且将其存储在查询表中。
信号和干扰检测器的操作可以通过考虑信号(R+I)来理解，其中，R是公知基准符号，并且I是干扰作用。假定基准信号与干扰的互相关低，则(R+I)与R的相关与R2成正比，也就是，结果是有用信号强度的测量。当R*与R的互相关通过定义为零时，(R+I)与R*的互相关等于R*与I的互相关，其中，R*是大致正交于R的信号。R*与I的互相关是干扰强度测量。因此来自信号和干扰强度检测器804的输出可以用来计算某种形式的信号干扰比，然后，它可以由阵元选择控制器816用来选择接收干扰与有用信号之比最小的信号的一个或多个天线阵元。
采用数学术语，两个正交序列的相关可以称作零值相关，
Σ i = 1 N a i * b i = 0 ;
                                        (方程1)
其中，ai是第一相关序列，并且bi是第二相关序列(长度均为N)。当第二相关序列与噪声或同道或多径干扰相关时，结果不为零。序列ai***到数据帧中，例如在前同步信号中。格式化零值相关序列的一种方法是根据一对高度相关的序列。高度相关序列具有如下特性：
Figure A0380017800192
                                        (方程2)
通过组合这种类型的一对序列，可以定义零值相关序列。总接收信号能量可以通过计算接收功率来得到，并且无用干扰能量电平的一种测量用零值相关信号的峰值电平表示。
图10示出接收信号选择器1000的第一可选实施例，其中，与图8的接收信号选择器800类似的特性用相同的标号表示。
在图10中，阵元选择控制器816控制选择器1002选择两个或多个接收信号，最好是信号干扰比最大的那些信号，但是可选地也可以是干扰最小的那些信号。然后，在合并器1004中使用适当的分集方法如最大比合并(MRC)来合并所选信号。可选地，用于合并的信号可以根据信号质量测量如信号强度、干扰电平或者最好是信号干扰比来进行加权。来自合并器1004的合并输出1006代替图8的选择器800中的输出810。
合并器例如根据它们的所确定信号强度或信号干扰比形成来自两个或多个天线阵元的信号的加权合并。所施加的权重包括各合并信号的幅度和相位值，并且对于MRC，选择它们以相干合并来自天线阵元的信号。在MRC中，权重可以根据相关天线阵元的信道响应的复共轭来确定。
本领域的技术人员应该认识，可以采用任何传统分集合并方法。可选地，合并器1004可以实现自适应波束形成算法如SMI(样本矩阵求逆)，但是这较复杂。权重的估计可以例如使用导频信号来获得。
在图10的实施例中，所选的两个或多个接收信号由两个或多个对应天线阵元接收，但是在下一步描述的一个可选方案中，作为代替，可以从波束形成器的输出选择这些信号。
图11示出接收信号选择器1100的另一可选实施例，同样，与图8的接收信号选择器800类似的特性用相同的标号表示。在图11的实施例中，有向天线阵元802a、b、c用方向较少或全向阵元替代，并且使用波束形成器1102来提供方向性。效果类似于扇区化天线，但是提供较大灵活性。扇区化天线的物理配置特别是阵元所指向的方向在安装的时候固定。作为对比，使用具有两个或多个天线阵元的波束形成方法，允许形成灵活的带有向波瓣的波束模式。
波束形成器1102与仅带单输出的自适应波束形成器的不同之处在于该波束形成器具有多个输出，最好是对于波束形成器所连接的每个天线阵元均对应一个输出，在所示实施例中，三个输出分别对应于三个天线阵元。各输出由输入信号的合并形成，并且其特征在于有向响应。因此，在所示实施例中，为天线***提供三个不同方向的响应。应该认识，不是来自波束形成器的所有输出都需要使用，并且更一般地，来自波束形成器的输出数可以大于(或小于)天线阵元数。
适当的波束形成方法包括模拟波束形成方法如巴特勒矩阵方法和等效数字波束形成方法如傅立叶变换方法，其中一些在前面已提及过。这些和其他方法在J.E.Hudson，“Adaptive ArrayPrinciples(自适应阵列原理)”，Peter Peregrinus Limited，1981中有更详细的描述，在此将其引作参考。
多波束波束形成网络有时称作波束形成矩阵，并且巴特勒矩阵是一个公知的简单例子。巴特勒矩阵包括链接多个输入端口到多个输出端口的级联混合连接器和移相器的矩阵。各输出端口耦合到所有输入端口，各输出包括来自已施加一组相位偏移从而确定波束方向的输入端口的信号的合并。一般而言，虽然波束可以重叠，但是它们是相互正交的。波束形成网络如巴特勒矩阵型网络可以作为通用件从一定范围的供应商获得。
采用数学术语，形成M个波束的波束形成网络的特征在于M行矩阵T，其中，输出信号向量y(t)通过y(t)＝T.u(t)与输入信号向量u(t)有关。T的每列包括权重向量W，并且在波束形成网络具有例如对应于M个天线阵元的M个输入的情况下，T为由T＝[w0，w1，w2，...，WM-1]给出的M×M矩阵。如果权重向量w是正交的，则波束也是如此。
在多波束波束形成网络如巴特勒矩阵中，波束方向可以例如通过可变相移器改变相位偏移来改变。在本发明的实施例中，以与可以选择扇区化天线阵元类似的方式，可以根据接收信号质量选择(或引导)波束，从而例如最大化信号干扰比或者最小化干扰。
本发明实施例是关于接收器来描述的，但是本发明也可以在发射器或收发器中采用。在发射器或收发器中，可以根据与接收相同的标准选择一个或多个信号发射天线阵元。例如，在上行(从移动终端到基站)和下行通道(从基站到移动终端)特性是互易的情况下，如果接收信号干扰比表示特定天线阵元应用于接收，则该相同阵元也可以用于发射。在例如在时分双工(TDD)***中以相同频率进行发射和接收的情况下尤其如此。在发现提供最优接收信号的方向上发射将由于互易性而往往还有助于减轻干扰效应。
毫无疑问，技术人员可以采用多种有效可选方案，并且本发明不限于所述实施例，而包括所附权利要求的精神和范围内的各种修改。

Claims (34)

1.一种用于包括一组载波的接收信号的接收信号选择器，接收信号选择器被配置为与包括多个天线阵元的天线***一起使用，接收信号选择器包括：
多个接收信号输入，用于从多个天线阵元接收信号；
分别对应于各个接收信号输入的干扰检测器，耦合到所述接收信号输入以从各输入接收所述接收信号的一个型式，并且被配置为对来自各输入的载波集提供干扰输出；
选择控制器，被配置为接收各所述输入的干扰输出，并且具有控制输出；以及
选择器，耦合到所述接收信号输入，并且响应所述控制输出以选择所述接收信号的所述型式中的一个或多个，以作输出。
2.如权利要求1所述的接收信号选择器，其中，所述干扰检测器包括至少一个互相关器，以确定所述接收信号的一个型式与第一基准信号的相关，从而提供所述干扰输出。
3.如权利要求1或2所述的接收信号选择器，还包括分别对应于各个接收信号输入的信号检测器，耦合到所述接收信号输入以从各输入接收所述接收信号的一个型式，并且被配置为对来自各输入的载波集提供信号强度输出，所述选择控制器还被配置为接收各所述输入的所述信号强度输出。
4.如权利要求3所述的接收信号选择器，其中，所述信号检测器包括至少一个互相关器，以确定所述接收信号的一个型式与第二基准信号的相关，从而提供所述信号强度输出。
5.如当从属于权利要求2时的权利要求4所述的接收信号选择器，其中，所述第一和第二基准信号至少部分相互正交。
6.如权利要求5所述的接收信号选择器，其中，所述第一和第二基准信号均包括一组大致正交的载波。
7.如权利要求5或6所述的接收信号选择器，还包括基准信号产生器以产生用于所述信号和干扰检测器的所述第一和第二基准信号。
8.如任一前面权利要求所述的接收信号选择器，还包括波束形成器，波束形成器具有分别用于从天线阵元之一接收信号的多个输入以及均耦合到所述接收信号输入的多个输出。
9.如权利要求8所述的接收信号选择器，其中，所述波束形成器被配置为实现巴特勒矩阵型算法。
10.如权利要求3至9中的任一项所述的接收信号选择器，其中，所述选择控制器被配置为根据使用所述信号强度与干扰输出信号强度与干扰之比来选择所述接收信号的所述型式中的一个或多个。
11.如权利要求10所述的接收信号选择器，其中，选择控制器被配置为仅选择信号干扰比最大的接收信号的一个型式。
12.如权利要求1至10中的任一项所述的接收信号选择器，其中，选择控制器被配置为选择接收信号的多个型式。
13.如权利要求12所述的接收信号选择器，还包括信号合并器，以形成所述接收信号的所述多个型式的加权合并以作输出。
14.如任一前面权利要求所述的接收信号选择器，其中，所述接收信号包括正交频分多路复用(OFDM)信号。
15.一种OFDM接收器，包括如权利要求14所述的接收信号选择器和用于处理所述接收信号选择器的输出的时域到频域变换组件，所述干扰检测器以及当从属于权利要求3时的所述信号检测器被配置为在OFDM接收器的时域处理所述接收信号。
16.一种发射器，包括如权利要求1至14中的任一项所述的接收信号选择器或者如权利要求15所述的接收器。
17.一种与包括多个有向天线阵元的天线***一起使用的OFDM接收器，OFDM接收器具有对应于所述多个天线阵元的多个输入，并且包括傅立叶变换OFDM解调器，OFDM接收器还包括：
傅立叶变换之前域信号和干扰检测器，分别对应于每个所述天线阵元；
阵元选择控制器，从所述信号和干扰检测器接收各所述天线阵元的信号和干扰测量；以及
天线阵元选择器，响应所述阵元选择控制器以选择来自所述天线阵元的信号，由所述OFDM解调器进行解调。
18.一种选择来自包括多个天线阵元的天线***的一个或多个接收信号的方法，各所述接收信号包括一组载波，所述方法包括：
确定对组成各所述接收信号的载波集的干扰测量；以及
使用所述干扰测量选择来自所述天线阵元的所述接收信号中的一个或多个。
19.如权利要求18所述的方法，其中，各所述干扰测量通过将所述接收信号的一部分与第一基准信号相关来确定。
20.如权利要求19所述的方法，其中，所述接收信号和所述第一基准信号均包括一组大致正交的载波。
21.如权利要求20所述的方法，其中，所述第一基准信号的载波以已知传输数据调制。
22.如权利要求18至21中的任一项所述的方法，还包括：
确定组成各所述接收信号的载波集的信号强度；并且
其中，所述选择操作使用所述干扰测量和所述信号强度。
23.如权利要求22所述的方法，其中，所述信号强度通过将所述接收信号的一部分与第二基准信号相关来确定。
24.如权利要求23所述的方法，其中，所述接收信号和所述第二基准信号均包括一组大致正交的载波。
25.如权利要求24所述的方法，其中，所述第二基准信号的载波以已知传输数据调制。
26.如当从属于权利要求19时的权利要求23所述的方法，其中，所述第一和第二基准信号至少部分相互正交。
27.如权利要求22至26中的任一项所述的方法，还包括确定组成各所述接收信号的载波集的信号干扰比，其中，所述选择操作根据所述信号干扰比进行选择。
28.如权利要求27所述的方法，其中，接收信号包括正交频分多路复用(OFDM)信号，并且所述信号干扰比是在傅立叶变换之前的信号处理域确定的。
29.如权利要求18至28中的任一项所述的方法，还包括，对来自所述天线阵元的信号应用波束形成算法，以提供用于所述干扰测量确定的所述接收信号。
30.如权利要求29所述的方法，其中，所述波束形成算法包括巴特勒矩阵型算法。
31.如权利要求27或28所述的方法，其中，所述选择操作仅选择信号干扰比最大的一个接收信号。
32.如权利要求18至30中的任一项所述的方法，其中，所述选择操作选择多个所述接收信号，所述方法还包括形成所述接收信号的加权合并。
33.处理器控制码，当运行时实现如权利要求1至14中的任一项所述的接收信号选择器、如权利要求15或17所述的接收器或者如权利要求18至32中的任一项所述的方法。
34.一种数据载体，承载如权利要求33所述的处理器控制码。
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