CN1494211A - 采样抽取滤波器及内插滤波器 - Google Patents

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Abstract

本发明以较少的硬件提供截止区衰减量大的采样抽取滤波器或内插滤波器。与通常相比，减小第1级的第1FIR滤波器(4－1)中的系数长。而且，调整该系数设定，使衰减量不充分的区域集中到奈奎斯特频率附近。由此，利用第2FIR滤波器(4－2)，使由于第1FIR滤波器(4－1)而衰减量不充分的区域之衰减量成为充分的衰减量。

Description

采样抽取滤波器及内插滤波器
技术领域
本发明涉及在A/D中使用的采样抽取滤波器或在D/A中使用的内插滤波器，特别是，涉及所使用的FIR滤波器系数字长的缩短。
背景技术
迄今，在A/D变换中利用采样抽取滤波器(decimation Filter)，在D/A变换中利用内插滤波器。特别是，在采样抽取滤波器中，利用把1/2倍降采样(Down sampling)FIR滤波器级联连接起来的结构，在内插滤波器中，利用把2倍过采样(Over sampling)FIR滤波器级联连接起来的结构。
图1示出一般的FIR滤波器的结构。这样，输入信号输入到串联连接起来的多个Z-1延时器1上。因此，依次对各个Z-1延时器1的输出进行求积，分别得到延时了的信号。各个Z-1延时器1的输出分别输入到对应的系数乘法器2上，在分别乘以预先设定的系数a0、a1、……后，将其输入到加法器3上。因此，在加法器3的输出端得到对于多个延时数据按照规定的加权相加起来的数据。通过系数乘法器2的系数的设定，能够在加法器3的输出端得到各种滤波输出。
图2示出现有的内插滤波器之一例。把2倍过采样FIR滤波器4-1～4-3这3级级联连接起来，从而把1fs(采样频率)的数字数据变换成8fs的数字数据。由于与使用8倍过采样FIR滤波器把1fs的数字数据直接作成8fs的数字数据相比，其硬件能够以较小规模来实现，故上述结构得到了很好的应用。
图3～图5示出把2倍过采样FIR滤波器4-1～4-2这2级级联连接起来的4倍内插滤波器特性之一例。图3示出第1级FIR滤波器4-1的滤波特性，图4示出第2级FIR滤波器4-2的滤波特性，图5示出整个滤波器的滤波特性。
这里，第1级FIR滤波器4-1的系数字长为16比特，整个滤波器的截止区衰减量为-64.5dB。作为滤波器的总特性大体上由第1级FIR滤波器的衰减量来确定，如果要增大第1级FIR滤波器4-1的截止区衰减量则其电路规模也与之成正比地增大。再有，对于第2级FIR滤波器4-2，能够增大截止区衰减量而不使其电路规模那样地增大。
图6示出现有的采样抽取滤波器之一例。把1/2倍降采样FIR滤波器5-1～5-3这3级级联连接起来，从而把8fs的数字数据作成1fs的数字数据。把1/2倍降采样FIR滤波器5-1～5-2这2级级联连接起来而形成的1/4倍采样抽取滤波器的滤波特性与图3、4相同，图3成为末级FIR滤波器5-3的滤波特性，图4成为末前级FIR滤波器5-2的滤波特性，图5成为整个滤波器的滤波特性。
发明内容
(发明要解决的课题)
在FIR型数字滤波器中，把输出Yj对于输入Xi、滤波器系数hi、抽头个数n表示为Yj＝∑hi·xi(i＝i，n)，基本上需要乘法器。在不使用乘法器的情况下，使用并行移位加法器按时间分割进行乘法运算。在现有技术中，如果要增大截止区衰减量，则滤波器系数字长、抽头个数也增大。特别是，如上所述，在内插滤波器中，第1级的滤波器电路规模显著增大，在采样抽取滤波器中，末级的滤波器电路规模显著增大。
当滤波器系数字长变长，乘法器的电路规模就增大。此外，在使用并行移位加法器的情况下，由于花在运算上的时间增加、在规定的时间内运算结束不了，故需要具有多个并行移位加法器等对策，因此，电路规模增大。
本发明是针对上述课题而进行的，其目的在于以较少的硬件提供截止区衰减量大的数字滤波器。
(解决课题的手段)
本发明是一种在A/D中使用的采样抽取滤波器，其特征在于，
把多个进行降采样的FIR滤波器级联连接起来，通过缩短末级FIR滤波器的系数字长在末级FIR滤波器的截止区中使衰减不充分的区域产生，同时，通过上述末级FIR滤波器系数字的设定使上述衰减不充分的区域集中到奈奎斯特频率附近，利用前级的FIR滤波器使末级的奈奎斯特频率附近衰减。
此外，在采样抽取滤波器中，优选的是，末级的FIR滤波器及前级的FIR滤波器是进行1/2倍降采样的滤波器，在末级的FIR滤波器中，把对应于可听频率的约20KHz以下定为通过区，把在其以上的约20KHz～40KHz的范围定为截止区，且系数字长为13比特。
此外，本发明是一种在D/A中使用的内插滤波器，其特征在于，把多个进行过采样的FIR滤波器级联连接起来，通过缩短第1级FIR滤波器的系数字长在第1级FIR滤波器的截止区中使衰减不充分的区域产生，同时，通过上述第1级FIR滤波器系数字的设定使上述衰减不充分的区域集中到奈奎斯特频率附近，利用次级的FIR滤波器使第1级的奈奎斯特频率附近衰减。
此外，在内插滤波器中，优选的是，第1级的FIR滤波器及次级的FIR滤波器是进行2倍过采样的滤波器，在第1级的FIR滤波器中，把对应于可听频带的约20KHz以下定为通过区，把在其以上的约20KHz～40KHz的范围定为截止区，且系数字长为13比特。
这样，按照本发明，利用前级或次级的FIR滤波器使奈奎斯特频率附近不充分的衰减量衰减，由此，作为整个数字滤波器来实现大的截止区衰减量。
附图说明
图1为示出FIR滤波器的结构的图。
图2为内插滤波器的结构框图。
图3为示出现有的第1FIR滤波器(系数长为16比特)的滤波特性的图。
图4为示出现有第2FIR滤波器的滤波特性的图。
图5为示出现有的第1(系数长为16比特)及第2FIR滤波器的总滤波特性的图。
图6为采样抽取滤波器的结构框图。
图7为示出现有的第1FIR滤波器(系数长为13比特)的滤波特性的图。
图8为示出现有的第1(系数长为13比特)及第2FIR滤波器的总滤波特性的图。
图9为示出实施方式的第1FIR滤波器(系数长为13比特)的滤波特性的图。
图10为示出实施方式的第1(系数长为13比特)及第2FIR滤波器的总滤波特性的图。
符号说明
1-Z-1延时器；2-系数乘法器；3-加法器；4-1～4-3-FIR滤波器；5-1～5-3-FIR滤波器。
具体实施方式
下面，基于附图，说明本发明的实施方式。
实施方式的内插滤波器的硬件结构基本上与图2的现有例相同，它由3个串联连接起来的过采样FIR滤波器4-1～4-3构成。而且，通过各个FIR滤波器4-1～4-3分别进行2倍的过采样，以采样频率1fs输入的信号的采样频率依次变成2倍，并以8fs输出。此外，各个FIR滤波器4-1～4-3基本上与图1所示的结构相同。
这里，与通常的情况相比，减小了该第1FIR滤波器4-1中的系数乘法器2的系数位数(系数字长)。即，在现有的第1FIR滤波器4-1中，其系数字长为16比特，而在本实施方式中，将其定为13比特。
在现有的第1FIR滤波器4-1中，在把系数字长定为13比特的情况下，其特性变成图7所示的那样。
如果这样简单地缩短系数字长，则由于系数舍入误差(量化误差)的影响、与图3相比，变成了凸凹的特性，由于系数舍入误差的影响在截止区中不能得到充分的衰减量。与第2FIR滤波器4-2合并后的整个滤波器的特性为图8所示那样。整个滤波器的截止区衰减量变成-60.4dB，与图5的情况相比，特性劣化了4.1dB。
这样，滤波器的系数字长一缩短，由于量化误差的影响、滤波特性就劣化。
因此，在本实施方式中，与通常相比缩短系数字长，例如将其定为13比特，但把第1FIR滤波器4-1的系数乘法器2的系数设定成为与通常的情况不同。例如，把第1FIR滤波器4-1、第2FIR滤波器4-2的系数设定成为表1所示那样的值。再有，在本例中，第1FIR滤波器4-1定为79级，第2FIR滤波器4-2定为15级。再有，第2FIR滤波器4-2的系数与现有例相同。[表1]
            第1 FIR            第2 FIR
    系数     系数
    a0，a78     -4/8192     b0，b14     -7/2048
    a1，a77     0     b1，b13     0
    a2，a76     4/8192     b2，b12     40/2048
    a3，a75     0     b3，b11     0
    a4，a74     -7/8192     b4，b10     -146/2048
    a5，a73     0     b5，  b9     0
    a6，a72     10/8192     b6，  b8     62/2048
    a7，a71     0     b7     1024/2048
    a8，a70     -15/8192
    a9，a69     0
    a10，a68     20/8192
    a11，a67     0
    a12，a66     -27/8192
    a13，a65     0
    a14，a64     36/8192
    a15，a63     0
    a16，a62     -47/8192
    a17，a61     0
    a18，a60     60/8192
    a19，a59     0
    a20，a58     -76/8192
    a21，a57     0
    a22，a56     96/8192
    a23，a55     0
    a24，a54     -121/8192
    a25，a53     0
    a26，a52     153/8192
    a27，a51     0
    a28，a50     -196/8192
    a29，a49     0
    a30，a48     255/8192
    a31，a47     0
    a32，a46     -345/8192
    a33，a45     0
    a34，a44     502/8192
    a35，a43     0
    a36，a42     -857/8192
    a37，a41     0
    a38，a40     2604/8192
    a39     4096/8192
图9示出如表1那样设定了系数的第1FIR滤波器4-1的特性。这样，把滤波器截止特性劣化的区域集中到约40KHz～50KHz的奈奎斯特频率附近。再有，本实施方式的A/D变换或D/A变换以用于音频等的变换为基本。因而，第1FIR滤波器4-1的截止频率约为20KHz(20ΩKHz)，第1FIR滤波器4-1的奈奎斯特频率约为40KHz(40ΩKHz)。
这样，按照本实施方式，在把第1FIR滤波器4-1的系数字长从16比特控制到13比特时，调整了系数、以使舍入误差所引起的衰减量不足集中到奈奎斯特频率附近。因而，如图9所示，第1FIR滤波器4-1单体的截止区衰减量为-60dB，但是，如图10所示，利用第2FIR滤波器4-2来改善奈奎斯特频率附近的特性，整个滤波器的截止区衰减量实现了-63.6dB。由此，得到与系数字长16比特的数字滤波器同等水平的衰减量。
如上所述，按照本实施方式的内插滤波器，把2倍过采样FIR滤波器4-1、4-2级联连接起来，并缩短第1FIR滤波器4-1的系数字长。由此，在第1FIR滤波器4-1的截止区中，衰减变得不充分了。但是，把第1FIR滤波器4-1衰减不充分的区域集中到奈奎斯特频率附近。因而，能够利用第2FIR滤波器4-2使奈奎斯特频率附近衰减，能够使作为整个滤波器的衰减量达到充分。
此外，本实施方式的采样抽取滤波器的结构与图6相同。而且，与通常相比，把级联连接起来的这3个1/2倍降采样FIR滤波器5-1、5-2、5-3的末级FIR滤波器5-3的系数字长缩短到例如13比特。由此，在末级FIR滤波器5-3的截止区中，衰减变得不充分了。但是，通过利用系数的设定把衰减不充分的区域集中到奈奎斯特频率附近，利用前级FIR滤波器5-2使奈奎斯特频率附近衰减。由此，能够使作为整个滤波器的衰减量达到充分。
这样，按照本实施方式，能够以比现有的16比特少的13比特的系数字长，得到大的截止区衰减量。因而，在使用乘法器的情况下能够抑制硬件的增加，在使用并行移位加法器的情况下能够抑制花在运算上的时间，还能够抑制硬件的增加。
(发明效果)
如上所述，按照本发明，把FIR滤波器级联连接起来，并缩短末级(采样抽取滤波器)或第1级(内插滤波器)中的系数字长。由此，在第1级或末级的FIR滤波器的截止区中，衰减变得不充分了。但是，把该第1级或末级的FIR滤波器的衰减不充分的区域集中到奈奎斯特频率附近。利用次级或前级的FIR滤波器能够使第1级或末级的奈奎斯特频率附近衰减，能够使作为整个滤波器的衰减量达到充分。

Claims (4)

1.一种采样抽取滤波器，它是在A/D中使用的采样抽取滤波器，其特征在于：
把多个进行降采样的FIR滤波器级联连接起来，通过缩短末级FIR滤波器的系数字长在末级FIR滤波器的截止区中使衰减不充分的区域产生，同时，
通过上述末级FIR滤波器系数字的设定，使上述衰减不充分的区域集中到奈奎斯特频率附近，利用前级的FIR滤波器使末级的奈奎斯特频率附近衰减。
2.根据权利要求1中所述的采样抽取滤波器，其特征在于：
末级的FIR滤波器及前级的FIR滤波器是进行1/2倍降采样的滤波器，在末级的FIR滤波器中，把对应于可听频带的约20KHz以下定为通过区，把约20KHz～40KHz的范围定为截止区，且系数字长为13比特。
3.一种内插滤波器，它是在D/A中使用的内插滤波器，其特征在于：把多个进行过采样的FIR滤波器级联连接起来，通过缩短第1级FIR滤波器的系数字长在第1级FIR滤波器的截止区中使衰减不充分的区域产生，同时，
通过上述第1级FIR滤波器系数字的设定，使上述衰减不充分的区域集中到奈奎斯特频率附近，利用次级的FIR滤波器使第1级的奈奎斯特频率附近衰减。
4.根据权利要求3所述的内插滤波器，其特征在于：
第1级的FIR滤波器及次级的FIR滤波器是进行2倍过采样的滤波器，在第1级的FIR滤波器中，把对应于可听频带的约20KHz以下定为通过区，把在其以上的约20KHz～40KHz的范围定为截止区，且系数字长为13比特。
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