CN1457584A - 解码装置和解码方法 - Google Patents

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CN1457584A CN02800457A CN02800457A CN1457584A CN 1457584 A CN1457584 A CN 1457584A CN 02800457 A CN02800457 A CN 02800457A CN 02800457 A CN02800457 A CN 02800457A CN 1457584 A CN1457584 A CN 1457584A
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斋藤佳子
上杉充
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Abstract

转换部分201将其中延迟波失真被消除的相位调制信号中的I信号和Q信号分别转换为在I′－Q′平面示出的I′信号和Q′信号。符号(sign)判定部分(202)输出I′信号的代码作为第3N+1位。符号判定部分(205)输出Q′信号的反向代码比特的值作为第3N位。减法部分(206)输出对I′信号和Q′信号的绝对值执行减法生成的信号的代码比特作为第3N+2位。由此，有可能完成相位调制信号的解码同时减小装置尺寸和计算复杂度。

Description

解码装置和解码方法
技术领域
本发明涉及在数字移动通信***中使用的一种解码装置。
背景技术
在数字移动通信***的接收端装置中，通常地，解调制数据是通过执行下列处理获得的。首先，在跨越传播路径接收的接收信号、即相位调制信号(通过在发射端装置中的预定相位调制方法调制的信号)中，由延迟波造成的波形失真等是通过均衡器补偿的。接着，解码装置利用其波形失真得到补偿的该相位调制信号执行解码处理。最后，在解码处理之后获得的信号上执行误差校正解码处理。由此，获得了在传播路径中发生的误差得到校正的解调制数据。
上述解码处理是具体如以下给定的执行的。图1是说明由一种传统解码装置使用的8PSK的信号空间图的图。
在传统解码装置中，在如图1所示的8PSK的信号空间图中设置了阈值A至D，并且接着执行解码处理。具体地，完成关于在其波形失真已经由均衡器补偿的信号中的I信号(在下文中，称之为“I信号”)是否具有正或者负值的判定(正/负判定)。
接着，通过判定电路完成关于在其波形失真已经由均衡器补偿的信号中的Q信号(在下文中，称之为“Q信号”)是否大于阈值A的判定。当Q信号大于阈值A时，将成为解码点的符号唯一地判定为(0、1、0)。
当Q信号小于阈值A时，通过判定电路完成关于Q信号是否大于阈值B的判定。当Q信号大于阈值B同时在上述正/负判定中确定I信号具有正值时，将成为解码目标的符号确定为(0、1、1)，并且当在上述正/负判定中确定I信号具有负值时，将成为解码目标的符号确定为(0、0、0)。
当Q信号小于阈值B时，通过判定电路完成Q信号是否大于阈值C的判定。当Q信号大于阈值C同时在上述正/负判定中确定I信号具有正值时，将成为解码目标的符号确定为(1、1、1)，并且当在上述正/负判定中确定I信号具有负值时，将成为解码目标的符号确定为(0、0、1)。
当Q信号小于阈值C时，通过判定电路完成Q信号是否大于阈值D的判定。当Q信号大于阈值D同时在上述正/负判定中确定I信号具有正值时，将成为解码目标的符号确定为(1、1、0)，并且当在上述正/负判定中确定I信号具有负值时，将成为解码目标的符号确定为(1、0、1)。当Q信号小于阈值D时，将成为解码目标的符号唯一地确定为(1、0、0)。
在执行诸如上述的处理中，能够将相位调制信号作为符号单元来解码。
然而，如下所述，在所述传统解码装置中存在问题。首先，为了实现相位调制信号的解码，诸如用于判定此相位调制信号是否大于阈值的判定电路、用于执行该相位调制信号的正/负判定的判定电路的大量判定电路在上述传统解码装置中成为必需的。结果，传统解码装置的尺寸和计算量变得不切实际地大。
其次，在一种在由上述传统解码装置解码的信号上执行误差校正的误差校正解码装置中，优选地不仅使用所述解码信号而且使用包括在此符号中的每个位的似然性(likelihood)执行误差校正解码，而不是仅使用所述解码信号执行误差校正解码，因为有可能产生具有相当高精度的解调数据。即，要求上述传统解码装置不仅输出所述解码符号而且输出包括在此符号中的每个位的似然性到误差校正解码装置，以提高由误差校正解码获得的解调数据的精度。然而，因为该相位调制信号是以符号单元解码的，所以要求上述传统解码装置提供独立地计算包括在所述符号中的每个位的似然性的电路。由此，传统解码装置的尺寸和计算量变得不切实际地大。
发明内容
本发明的目的是提供一种能够完成相位调制信号的解码同时保持该装置尺寸和计算量的解码装置。而且，本发明将提供一种计算包括在解码符号中的每个位的似然性同时保持该装置尺寸和计算量的解码装置。
这样的目的是通过基于在基于由发射端装置应用的M-ary相位调制方法的映射符号中带有相同的预定位值的符号点的位置解码由发射端装置发射的相位调制信号来实现的。
附图说明
图1是说明由传统解码装置使用的8PSK的信号空间图的示意图；
图2A是说明由根据本发明的实施例1的解码装置使用的8PSK的信号空间图的一状态的示意图；
图2B是说明由根据本发明的实施例1的解码装置使用的8PSK的信号空间图的一状态的示意图；
图3是说明由根据本发明的实施例1的解码装置使用的8PSK的信号空间图的一状态的示意图；
图4是示出根据本发明的实施例1的解码装置的结构的方框图；
图5是说明由根据本发明的实施例1的解码装置使用的π/4频移4PSK的信号空间图的一状态的示意图；
图6是说明由根据本发明的实施例1的解码装置使用的初始相位旋转8PSK的信号空间图的一状态的示意图；
图7是示出根据本发明的实施例2的解码装置的结构的方框图；
图8A是旋转每个符号的符号映射的一示例状态的示意说明；
图8B是旋转每个符号的符号映射的一示例状态的示意说明；
图8C是旋转每个符号的符号映射的一示例状态的示意说明；
图9是示出根据本发明的实施例3的解码装置的结构的方框图；
图10是示出输出相位调制信号到根据本发明的实施例4的解码装置的一种均衡器的结构的方框图；
图11是示出输出相位调制信号到根据本发明的实施例5的解码装置的一种DFE型均衡器的结构的方框图；
图12是示出输出相位调制信号到根据本发明的实施例6的解码装置的一种MLSE型均衡器的结构的方框图；
图13A是说明由根据本发明的实施例7的解码装置使用的8PSK的信号空间图的一状态的示意图；
图13B是说明由根据本发明的实施例7的解码装置使用的8PSK的信号空间图的一状态的示意图；
图14是说明由根据本发明的实施例7的解码装置使用的8PSK的信号空间图的一状态的示意图；
图15是示出根据本发明的实施例7的解码装置的结构的方框图。
具体实施方式
在下文中，将参考附图具体地描述本发明的实施例。
(实施例1)
首先，下面将给出根据本实施例的解码装置的简要解释。作为根据本实施例的解码装置的通信配对的发射端装置通过利用预定的M-ary(玛利)调制方法在要经受误差校正编码的发射信号上执行调制产生一相位调制信号。该发射端装置根据本实施例的解码装置(在下文中，称之为“解码装置”)发射所产生的相位调制信号。
解码装置接收由发射端装置跨越传播路径发射的相位调制信号。另外，解码装置通过均衡器补偿在所接收的相位调制信号(接收信号)中的波形失真。接着，解码装置完成其波形失真得到补偿的所述相位调制信号的解码。具体地，这样的解码装置基于在基于由发射端装置使用的M-ary相位调制方法的符号映射中带有相同的预定位值的符号点的位置实现解码。
以下将参考图2A、图2B以及图3解释在本实施例中在使用8PSK调制作为M-ary相位调制方法时的情形。图2A、图2B以及图3是说明由根据本发明的实施例1的解码装置使用的8PSK(基于8PSK的符号映射)的信号空间图的状态的示意图。在基于8PSK的符号映射中每个符号(每个信号点)包括3位。在图2A、图2B以及图3中，信号点101至信号点108位于通过如I轴110的同相位(in-phase)分量的标准轴和如Q轴111的正交分量的标准轴形成的一平面(在下文中，称之为“I-Q平面”)中。其中，每个信号点包括分别被表示为“第3N位”、“第3N+1位”、“第3N+2位”的最高位、中间位和最低位的3个位。
首先，参见图2A注意每个信号点的第3N位，其第3N位是“0”的信号点是信号点102至信号点105，而其第3N位是“1”的信号点是信号点106至信号点108以及信号点101。
即，其第3N位是“0”的信号点位于在该图的的上半方向中以I＇轴112为标准构成的域中，而其第3N位是“1”的信号点位于在该图的的下半方向中以I＇轴112为标准构成的域中。I＇轴112(Q＇轴113)是通过围绕原点O逆时针旋转I轴110(Q轴111)仅π/8相位获得的。
即，其第3N位是“0”的信号点等价于具有正值的Q＇分量的信号点，而其第3N位是“1”的信号点等价于具有负值的Q＇分量的信号点。
所述Q＇分量(I＇分量)等价于分配于由I＇轴112和Q＇轴113构成的平面(在下文中，称之为“I＇-Q′”平面)中分正交分量(同相位分量)的信号点。
考虑关于在符号映射中第3N位值相同的信号点的位置，如果其波形失真得到补偿的相位调制信号在所述I＇-Q＇平面中的Q＇分量为正，则包括在成为解码目标的符号中的第3N位能够被解码为“0”。类似地，如果其波形失真得到补偿的相位调制信号在所述I＇-Q＇平面中的Q＇分量为负，则成为解码目标并且包括第3N位的所述符号能够被解码为“1”。
另外，I′轴112是如在下列例子中来确定的。检测到在其第3N位是“0”的信号点(例如，信号点102)与其第3N位是“1”的信号点(例如，信号点101)之间的相互距离变小，并且穿过在每个信号点之间的所述距离的中点和原点O的轴成为I＇轴112。
接着，参见图2B注意每个信号点的第3N+1位，其第3N+1位是“1”的信号点是信号点101至信号点103和信号点108，同时其第3N+1位是“0”的信号点是信号点104至信号点107。
即，其第3N+1位是“1”的信号点位于在该图的上半方向中以Q＇轴113为标准构成的域中，而其第3N+1位是“0”的信号点位于在该图的下半方向中以Q＇轴为标准构成的域中。
即，其第3N+1位是“1”的信号点等价于具有正值的I＇分量的信号点，而其第3N+1位是“0”的信号点等价于具有负值的I＇分量的信号点。
考虑关于在此符号映射中第3N+1位值相同的信号点的位置，如果其波形失真得到补偿的相位调制信号在所述I＇-Q＇平面中的I＇分量为正，则包括在成为解码目标的符号中的第3N+1位能够被解码为“1”。类似地，如果其波形失真得到补偿的相位调制信号在所述I＇-Q＇平面中的I＇分量为负，则包括在成为解码目标的符号中的第3N+1位能够被解码为“0”。
另外，Q＇轴113是如在下列例子中来确定的。检测到在其第3N+1位是“0”的信号点(例如，信号点104)与其第3N+1位是“1”的信号点(例如，信号点103)之间的相互距离变小，并且穿过在每个信号点之间的所述距离的中点和原点O的轴成为Q＇轴113。
接着，参见图3注意每个信号点的第3N+2位，其第3N+2位是“1”的信号点是信号点101、信号点102、信号点105和信号点106，而其第3N+2位是“0”的信号点是信号点103、信号点104、信号点107和信号点108。
即，其第3N+2位是“1”的信号点等价于其|I＇分量|＞|Q＇分量|的信号点，而其第3N+2位是“0”的信号点等价于其|I＇分量|＜|Q＇分量|的信号点。
考虑关于在此符号映射中第3N+2位值相同的信号点的位置，如果其波形失真得到补偿的相位调制信号在所述I＇-Q＇平面中的I＇分量的绝对值大于Q＇分量的绝对值，则包括在成为解码目标的符号中的第3N+2位能够被解码为“1”。类似地，如果其波形失真得到补偿的相位调制信号在所述I＇-Q＇平面中的Q＇分量的绝对值大于I＇分量的绝对值，则包括在成为解码目标的符号中的第3N+2位能够被解码为“0”。
根据上述的如此解码，包括在成为解码目标的所述符号中的每个位(第3N位至第3N+2位)能够得到解码。
下面将根据图4解释实现如上所述所解码的所述解码装置的具体结构。图4是示出根据本发明的实施例1的解码装置的结构的方框图。
在图4中，将在其波形失真由在该图中未示出的均衡器补偿的相位调制信号中的I信号(I分量)和Q信号(Q分量)输入到转换部分201中。在在所述相位调制信号中的I信号和Q信号的转换是转换部分201中执行的。即，在转换部分201中，形成I-Q平面的I信号和Q信号被分别转换为形成I＇-Q＇平面的I＇信号和Q＇信号。即，由I-Q平面示出的I信号和Q信号在转换部分201中被分别转换为由I＇-Q＇平面示出的I＇信号和Q＇信号。具体地，参见图2A，例如当将对应于信号点102的相位调制信号输入到转换部分201中时，此相位调制信号的I信号会从由I-Q平面示出的I1转换为由I＇-Q＇平面示出的I＇1。类似地，此相位调制信号的Q信号会从由I-Q平面示出的Q1转换为由I＇-Q′平面示出的Q＇1。此转换等价于以逆时针方向旋转所述相位调制信号的相位仅π/8。根据此转换，在转换部分201中获得I＇信号和Q＇信号。
所获得的I＇信号会输出到正/负判定部分202和绝对值计算部分203上。所获得的Q＇信号会输出到正/负判定部分205和绝对值计算部分204上。
在正/负判定部分202中对所述I＇信号执行正/负判定。作为此正/负判定的结果，当I＇信号是正值时，“1”作为第3N+1位会输出到并/串(它被称为“P/S”)转换部分207，而当I＇信号是负值时，“0”作为第3N+1位会输出到P/S转换部分207。即，在所述I＇信号中的代码比特恰好作为第3N+1位从正/负判定部分202输出到P/S转换部分207。
在正/负判定部分202中对所述Q＇信号执行正/负判定。作为此正/负判定的结果，当Q＇信号是正值时，“0”作为第3N位会输出到P/S转换部分207，而当Q＇信号是负值时，作为第3N位输出“1”。即，在所述Q＇信号中的代码比特的旋转相反的值恰好作为第3N位从正/负判定部分205输出到P/S转换部分207上。
所述I＇信号的绝对值是在绝对值计算部分204中计算的。所获得的所述I＇信号的绝对值会输出到减法器206上。所述Q＇信号的绝对值是在绝对值计算部分204中计算的。所获得的所述Q＇信号的绝对值会输出到减法器206上。
减法是在减法器206中利用I＇信号的绝对值和Q＇信号的绝对值完成的，即执行|I＇信号|-|Q＇信号|。作为此减法的结果，当|I＇信号|＞|Q＇信号|时，“1”作为第3N+2位会输出到P/S转换部分207上，而当|I＇信号|＜|Q＇信号|时，“0”作为第3N+2位会输出到P/S转换部分207上。即，通过在减法器206中的减法计算所获得信号中的代码比特会恰好作为第3N+2位输出到P/S转换部分207上。
来自正/负判定部分205的第3N位、来自正/负判定部分202的第3N+1位、以及来自减法器206的第3N+2位在P/S转换部分207中得到重新排列。接着，从P/S转换部分207中会顺序地输出第3N位、第3N+1位以及第3N+2位。
另外，前述的解码不仅能够通过硬件实现而且能够通过CPU(中央处理器)微处理器或者诸如LSI(大规模集成电路)等的单片电路IC(集成电路)实现。
在根据如上所述的本实施例的解码装置中，考虑在基于由发射端装置的解码装置使用的M-ary相位调制方法的映射符号中具有相同的预定位值的符号点的位置，有可能通过利用所述相位调制信号的同相位/正交分量和所述相位调制信号的同相位分量的绝对值与正交分量的绝对值之间的差值来容易地解码相位调制信号。因为在解码相位调制信号时判定电路变得不必要，所以有可能保持根据本实施例的解码装置的装置尺寸和计算量。
另外，在本实施例中，尽管解释了在使用8PSK作为M-ary相位调制方法的一种情形，然而本发明还能够应用于在使用除了8PSK方法以外的其它任何M-ary相位调制方法(例如，4PSK方法、16PSK方法等)的情形中。在此情形中，考虑在基于M-ary相位调制方法的映射符号中具有相同的预定位值的符号点的位置，如果利用在来自符号映射中固有的特征，则有可能容易地解码所述相位调制信号(例如，在8PSK方法中，如果I＇分量为正，则包括在成为解码目标的符号中的第3N+1位能够被解码为“1”，等)。
下面将参见图5解释在使用π/4相移(shift)4PSK作为除了8PSK方法以外的M-ary相位调制方法的情形中的解码方法。图5是说明由根据本发明的实施例1的解码装置使用的π/4相移4PSK(基于π/4相移4PSK的符号映射)的信号空间图的状态的示意图。
在基于4PSK的符号映射中，每个符号(每个信号点)包括2个位。其中，在包括2个位的每个信号点中分别用“第2N位”和“第2N+1位”表达最高位和最低位。
注意在图5中所示的符号映射中的第2N位值相同的信号点，其第2N位是“0”的信号点是信号点301和信号点302，而其第2N位是“1”的信号点是信号点303和信号点304。即，其第2N位是“0”的信号点位于在该图的上半方向中以I轴为标准构成的域中，而其第2N位是“1”的信号点位于在该图的下半方向中以I轴为标准构成的域中。即，其第2N位是“0”的信号点等价于具有正值的Q分量的信号点，而其第2N位是“1”的信号点等价于具有负数的Q分量的信号点。
考虑关于在此符号映射中第2N位值相同的信号点的位置，如果所述相位调制信号在所述I-Q平面中的Q分量为正，则包括在成为解码目标的符号中的第2N位能够被解码为“0”。类似地，如果所述相位调制信号在所述I-Q平面中的Q分量为负，则包括在成为解码目标的符号中的第2N位能够被解码为“1”。
在另一方面，注意在图5中所示的符号映射中的第2N+1位值相同的信号点，其第2N+1位是“0”的信号点是信号点301和信号点304，而其第2N+1位是“1”的信号点是信号点302和信号点303。即，其第2N+1位是“0”的信号点位于在该图的右半部分中以Q轴为标准构成的域中，而其第2N+1位是“1”的信号点位于在该图的左半方向中以Q轴为标准构成的域中。即，其第2N+1位是“0”的信号点等价于具有正值的I分量的信号点，而其第2N+1位是“1”的信号点等价于具有负数的I分量的信号点。
考虑关于在此符号映射中第2N+1位值相同的信号点的位置，如果所述相位调制信号在所述I-Q平面中的I分量为正，则包括在成为解码目标的符号中的第2N+1位能够被解码为“0”。类似地，如果所述相位调制信号在所述I-Q平面中的I分量为负，则包括在成为解码目标的符号中的第2N+1位能够被解码为“1”。
而且，当注意在基于4PSK方法的所述符号映射中预定位值相同的信号点的位置时，有可能不仅在使用π/4相移4PSK方法的情形中、而且在使用4PSK方法的情形中容易地解码相位调制信号。
(实施例2)
在实施例1中，检测了在所接收相位调制信号中的符号映射的初始相位，将解释基于在本发明的实施例2中的检测的初始相位执行解码的情形。
根据前述实施例1的解码装置在开始通信时同步于发射端装置。由此，在解码装置中的符号映射与在发射端装置中的符号映射一致。然而，存在其中因为在接收期间传播路径的影响在解码装置中的符号映射的状态旋转为在发射端装置中的符号映射的一种情形。将参考图6解释此情形。图6是说明由根据本发明的实施例1的解码装置使用的旋转初始相位8PSK的信号空间图的状态的示意图。
如图6所示，通过传播路径的影响，在解码装置中的符号映射的初始相位与在发射端装置的符号映射的初始相位(参见图2A)相比旋转了180度。在此情形中，如果解码装置使用实施例1中解释所方法，则可以期待一种错误解码得到执行。具体地，在初始相位未如图2A所示旋转的情形中，如果所述相位调制信号在所述I＇-Q＇平面中的Q＇分量为正，则有可能将第3N位正确地解码为“0”。然而，在初始相位如图6所示被旋转180度的情形中，如果所述相位调制信号在所述I＇-Q＇平面中的Q＇分量为正，则第3N位被错误地解码为“0”，尽管事实是初始第3N位应该被解码为“1”。
根据本实施例的所述解码装置甚至在获取与发射端装置同步之后利用由发射端装置发射的任何公知信号检测在接收的相位调制信号的符号映射的相位旋转量，并且所述解码是基于该检测结果执行的。
将参考图7解释根据本发明的一种解码装置的结构。图7是示出根据本发明的实施例2的解码装置的结构的方框图。另外，对在图7中与图4中的部分类似的部分分配了类似的编号，并且将省略其解释。
在图7中，初始相位检测部分501通过利用由发射端装置发射的任何公知信号检测在所述相位调制信号的符号映射的相位旋转量来检测在相位调制信号中的符号映射的初始相位。该初始相位检测部分501将检测的初始相位告知正/负判定部分502和正/负判定部分503。
正/负判定部分502具有类似于图4所示的正/负判定部分202的除了以下点以外的结构。即，正/负判定部分502利用由初始相位检测部分501检测的所述初始相位输出第3N+1位到P/S转换部分207上。具体地，在初始值如图6所示被旋转180度的情形中，如果所述相位调制信号在所述I＇-Q＇平面中的I＇分量为正，则第3N+1位被解码为“0”，如果I＇分量为负则第3N+1位被解码为“1”。另外，无需说的是，当初始相位不旋转时，正/负判定部分502输出与在实施例1中的正/负判定部分202相同的第3N+1位。而且，无需说的是，当初始相位旋转了除了180度以外的任何相位时，正/负判定部分502输出对应于其初始相位被旋转的相位的第3N+1位。
正/负判定部分503具有类似于图4所示的正/负判定部分205的除了以下点以外的结构。即，正/负判定部分503利用由初始相位检测部分501检测的所述初始相位输出第3N位到P/S转换部分207上。具体地，在初始值如图6所示被旋转180度的情形中，如果所述相位调制信号在所述I＇-Q＇平面中的Q＇分量为正，则第3N位被解码为“1”，如果Q＇分量为负则第3N位被解码为“0”。另外，无需说的是，当初始相位不旋转时，正/负判定部分503输出与在实施例1中的正/负判定部分205相同的第3N位。而且，无需说的是，当初始相位旋转了除了180度以外的任何相位时，正/负判定部分503输出对应于其初始相位被旋转的相位的第3N位。
减法器504具有类似于图4所示的减法器206的除了以下点以外的结构。即，减法器504利用由初始相位检测部分501检测的所述初始相位输出第3N+2位到P/S转换部分207上。具体地，在初始值如图6所示被旋转180度的情形中，例如，类似于实施例1中的减法器206，输出第3N+2位。而且，无需说的是，当初始相位旋转了除了180度以外的任何相位时，减法器504输出对应于其初始相位被旋转的相位的第3N+2位。
在根据如上所示的实施例的解码装置中，考虑在基于由发射端的解码装置使用的M-ary相位调制方法的映射符号中具有相同的预定位值的符号点的位置，有可能通过利用所述相位调制信号的同相位/正交分量和所述相位调制信号的同相位分量的绝对值与正交分量的绝对值之间的差值来容易地解码相位调制信号。因为在解码相位调制信号时判定电路变得不必要，所以有可能保持根据本实施例的解码装置的装置尺寸和计算量。
而且，在根据本实施例的解码装置中，检测了在接收的相位调制信号中的符号映射的相位旋转量，所述初始相位是利用所检测的相位旋转量检测的，并且基于所检测的初始相位完成解码。由此，即使由于传播路径的影响造成在接收的相位调制信号偏离发射端中的符号映射的情形中也有可能正确地解码所述相位调制信号。
(实施例3)
在本发明的实施例3中，下面将解释解调在每个单位时间旋转实施例1中的符号映射的相位调制信号的情形。
最近，在如图8A至8C所示的作为下一代的数字无线电通信***而引起注意的EDGE(增强数据速率改进)中，提出了旋转在发射端中的每个符号的符号映射。特别是，考虑信号点601，例如，此信号点601移动到旋转每个符号3π/8的位置。当应用此特性时，根据实施例1的解码装置将接收其中符号映射旋转每个符号的相位调制信号。由此，根据本实施例的解码装置基于每个单位时间(在这里为每个符号)旋转的符号映射来解码相位调制信号。
将参考图9解释根据本发明的解码装置的结构。图9是示出根据本发明的实施例3的解码装置的结构的方框图。另外，对在图9中与图4中类似的部分分配了类似的编号，并且将省略其解释。
图9中的定时器获取对应于1个符号的时间，接着告知逻辑转换部分703。旋转型式(pattern)产生部分702产生仅示出旋转每1符号的符号映射的相位的旋转型式，并且告知逻辑转换部分703。另外，无需说的是，发射端装置使用由旋转型式产生部分702产生的相同的旋转型式。逻辑转换部分703使用在定时器701中获取的时间和由旋转型式产生部分702产生的旋转型式，估计在当前接收的相位调制信号中的符号映射，将估计结果告知转换部分700。
首先，转换部分700将对应于相位调制信号的符号映射的固定旋转量和基于在逻辑转换部分703中估计的结果的旋转量两者相加。接着，转换部分700使用经由此相加获得的旋转量，并且将在相位调制信号中的I信号和Q信号分别转换为I＇信号和Q＇信号。由转换部分700获得的I＇信号和Q＇信号要经受在前述实施例1(图3)中所解释的相同的处理。
在根据如上所述的本实施例的解码装置中，考虑在基于由发射端装置的解码装置使用的M-ary相位调制方法的映射符号中具有相同的预定位值的符号点的位置，有可能通过利用所述相位调制信号的同相位/正交分量和所述相位调制信号的同相位分量的绝对值与正交分量的绝对值之间的差值来容易地解码相位调制信号。因为在解码相位调制信号时判定电路变得不必要，所以有可能保持根据本实施例的解码装置的装置尺寸和计算量。
而且，在根据本实施例的解码装置中，还原了在相位调制信号中由发射端装置应用的旋转型式，并且完成解码。相应地，即使在发射端装置每个单位时间旋转符号映射时也有可能正确地解码相位调制信号。
另外，尽管在本发明中解释了当符号映射以单位时间旋转时，时间对应于1个符号的情形，然而在使用任何其它时间作为单位时间的情形中也能够如上所述获得相同的效果。
(实施例4)
在本发明的实施例4中，将解释当解码其中每个符号的符号映射被旋转的所述相位调制信号时，输出相位调制信号到解码装置上的均衡器使用其相位旋转对应于旋转型式的抽头系数，并且产生还原了其旋转型式的相位调制信号，以补偿波形失真的一种情形。
如在实施例3中所述，当解码其中符号映射旋转每个符号的相位调制信号时，即，当解码其中符号映射旋转每个符号例如3π/8时，能够将一信号点(这里，假定该信号点是(0、0、1))映射到16个位置上。在此情形中，此信号点在I轴或者Q轴上映射为四个符号。结果，当利用根据实施例1的解码装置解码所述相位调制信号时，该相位调制信号必需旋转所有4个符号。
由此，在根据实施例1的解码装置中所旋转的相位调制信号在本实施例中被改变，并且相位旋转被乘以由均衡器使用的抽头系数。已旋转相位的相位调制信号从该均衡器输出。由此，根据本实施例的解码装置能够解调其旋转型式得到还原使得波形失真由均衡器补偿的相位调制信号。
将参考图10解释输出相位调制信号到根据本实施例的解码装置的一种均衡器的结构。图10是示出输出相位调制信号到根据本发明的实施例4的解码装置的一种均衡器的结构的方框图。
在经由传播路径接收的相位调制信号经受预定无线电接收处理之后，它输入到在均衡器801中的训练部分802中。训练部分802利用相位调制信号产生/更新抽头系数。另外，通过利用相位调制信号的相关值和唯一词(word)或者利用由自适应算法获得的脉冲响应值，在训练部分802中能够实现抽头系数的产生/更新。所产生/更新的抽头系数存储于存储器807中，并且输出到相位旋转部分805上。
旋转型式产生部分804产生仅示出其中符号映射旋转每1个符号的相位的旋转型式，并且输出该结果到相位旋转部分805上。相位旋转部分805基于由旋转型式产生部分804产生的旋转型式将旋转每个符号映射乘以来自训练部分802的抽头系数。乘以抽头系数的相位旋转存储于存储器807中。
定时器806获取对应于1个符号的时间，并且输出结果到存储器807。存储器807根据由定时器806获取的时间或者输出未乘以训练部分802中的抽头系数的相位旋转、或者输出乘以训练部分802中的抽头系数的相位旋转到数据解调部分803上。数据解调部分803不仅利用来自存储器807的抽头系数和相位调制信号(输入信号)补偿波形失真，而且输出其相位被相乘的该相位调制信号到根据本发明的解码装置(或者根据实施例1的解码装置，具有等价结构的解码装置等)上。
由此，根据本发明的解码装置不仅能够在当其中符号映射旋转每个符号的相位调制信号在发射端装置中得到解调时在所述相位调制信号上执行每个符号的相位旋转，而且能够正确地解码该相位调制信号。
在本实施例中，如上所述了当解码其中符号映射旋转每个符号的所述相位调制信号时，输出相位调制信号到解码装置上的均衡器使用其相位旋转对应于旋转型式的抽头系数，并且产生还原了其旋转型式的相位调制信号，以补偿波形失真的一种情形。结果，根据本实施例的解码装置能够简单地解调其波形失真由此均衡器补偿的所述相位调制信号。
(实施例5)
在本发明的实施例5中，将参考图11解释使用DFE(判定反馈均衡器)型均衡器作为在实施例4的均衡器的情形。图11是示出输出相位调制信号到根据本发明的实施例5的解码装置的一种DFE型均衡器的结构的方框图。
在经由传播路径接收的所述相位调制信号经受预定接收处理之后，它输入到在如图11所示的DFE型均衡器中的训练部分901和前馈滤波器(在下文中简称之为FFF)902上。训练部分901利用来自要稍后描述的减法器907中的减法结果和相位调制信号来完成抽头系数的产生/更新。所产生/更新的抽头系数被FFF 902和反馈滤波器(在下文中简称之为FBF)903使用。通过FFF 902的相位调制信号输出到相位旋转部分906上。
旋转型式产生部分904产生仅示出其中符号映射旋转每1个符号的相位的旋转型式，并且输出该结果到相位旋转部分906上。定时器905获取对应于1个符号的时间，并且输出该结果到相位旋转部分906上。相位旋转部分906基于由旋转型式产生部分904产生的旋转型式和由定时器905获取的时间获取通过FFF 902的相位调制信号的每个符号映射的相位旋转。通过相位旋转获取的相位调制信号输出到减法器907上。
减法器907不仅通过利用由相位旋转获取的相位调制信号和通过FBF903的相位调制信号执行减法来补偿波形失真，而且输出其相位被相乘的该相位调制信号到根据本发明的解码装置(或者根据实施例1的解码装置，具有等价结构的解码装置等)上。
由此，根据本发明的该解码装置不仅能够执行在当其中符号映射旋转每个符号的相位调制信号在发射端装置中得到解调时在所述相位调制信号上执行每个符号的相位旋转，而且能够正确地解码该相位调制信号。
在本实施例中，如上所述了当解码其中符号映射旋转每个符号的所述相位调制信号时，输出相位调制信号到解码装置上的DFE型均衡器使用其相位旋转对应于旋转型式的抽头系数，并且产生补偿了其波形失真的相位调制信号的一种情形。结果，根据本实施例的解码装置能够简单地解调其波形失真由此DFE型均衡器补偿的所述相位调制信号。
(实施例6)
在本发明的实施例6中，将参考图12解释使用MLSE(最大似然性序列估计)型均衡器作为在实施例4的均衡器的情形。图12是示出输出相位调制信号到根据本发明的实施例6的解码装置的一种MLSE型均衡器的结构的方框图。
在经由传播路径接收的所述相位调制信号经受预定接收处理之后，它输入到在如图12所示的MLSE型均衡器中的训练部分1001和相位旋转部分1005上。
训练部分1001利用调制信号和来自要稍后描述的减法器1006中的减法结果来完成抽头系数的产生/更新。所产生/更新的抽头系数会输出到副本(replica)产生部分1002上。副本产生部分1002基于在训练部分1001中所产生/更新的抽头系数产生一副本信号，并且输出该结果到减法器1006上。
旋转型式产生部分1003产生仅示出其中符号映射旋转每1个符号的相位的旋转型式，并且输出该结果到相位旋转部分1005上。定时器1004获取对应于1个符号的时间，并且输出该结果到相位旋转部分1005上。相位旋转部分1005基于由旋转型式产生部分1003产生的旋转型式和由定时器1004获取的时间获取所述相位调制信号的每个符号映射的相位旋转。通过相位旋转获取的相位调制信号会输出到减法器1006上。
减法器1006从已获取相位旋转的所述相位调制信号中减去在副本产生部分1002中产生的副本信号，并且将所述减法结果输出到序列部分1001和Viterbi(维特比)操作部分1007上。
Viterbi操作部分1007不仅执行其中计算在每个状态的路径量度中的支路量度(branch metric)并且基于该计算结果选择最小路径的Viterbi操作，而且输出其中获取所述相位以补偿波形失真的相位调制信号到根据本发明的解码装置(或者根据实施例1的解码装置，具有等价结构的解码装置等)上。
由此，根据本发明的该解码装置不仅能够执行在当其中符号映射旋转每个符号的相位调制信号在发射端装置中得到解调时对所述相位调制信号上执行每个符号的相位旋转，而且能够正确地解码该相位调制信号。
在本实施例中，如上所述了当解码其中符号映射旋转每个符号的所述相位调制信号时，输出相位调制信号到解码装置上的MLSE型均衡器使用其相位旋转对应于旋转型式的抽头系数，并且产生其波形失真得到补偿的相位调制信号的一种情形。结果，根据本实施例的解码装置能够简单地解调其波形失真由此MLSE型均衡器补偿的所述相位调制信号。
(实施例7)
将参考图13A、图13B、以及图14在本发明的实施例7中解释当计算包括在实施例1至实施例5中解码的符号中的每个位的似然性(likelihood)时的情形。图13A、图13B、以及图14是说明由根据本发明的实施例7的解码装置使用的8PSK(基于8PSK的符号映射)的信号空间图的一状态的示意图。另外，将在图13和图14中与图2和图3中的部分类似的元素分配以如图2和图3中的相同的编号，并且省略其解释。
考虑在如图13A中所示的每个信号点的第3N位，该信号点的第3N位的似然性是该信号点离开I＇轴112的距离。例如，信号点105的第3N位的似然性是该信号点105离开I＇轴112的距离1001。此I＇轴112等价于其第3N位是“0”还是“1”的边界线。信号点离开I＇轴112的大(小)距离等价于对应于该信号点的第3N位的大(小)似然性。
考虑在如图13B中所示的每个信号点的第3N+1位，该信号点的第3N+1位的似然性是该信号点离开Q＇轴113的距离。例如，信号点105的第3N+1位的似然性是该信号点105离开Q＇轴113的距离1002。此Q＇轴113等价于其第3N+1位是“0”还是“1”的边界线。信号点离开Q＇轴113的大(小)距离等价于对应于该信号点的第3N+1位的大(小)似然性。
考虑在如图14中所示的每个信号点的第3N+2位，该信号点的第3N+2位的似然性变成该信号点离开I＇轴112的距离与该信号点离开Q＇轴113的距离之间的差值的绝对值。例如，信号点105的第3N+2位的似然性变成该信号点105离开I＇轴112的距离1001与该信号点离开Q＇轴113的距离1002之间的差值的绝对值。在该信号点离开I＇轴112的距离和该信号点离开Q＇轴113的距离之间的距离的大(小)绝对差值等价于对应于该信号点的第3N+2位的大(小)似然性。
下面将参考图15解释如上所述计算所述似然性的解码装置的具体结构。图15是示出根据本发明的实施例7的解码装置的结构的方框图。另外，将在图15中与实施例1(图4)中的部分类似的结构分配以如图4中的相同的编号，并且将省略其解释。
在图15中，在其波形失真由未示出的均衡器补偿的相位调制信号中的所述Q信号(Q分量)和I信号(I分量)经受类似于在实施例1中所述的通过转换部分201的转换。由转换部分201获得的I＇信号和Q＇信号分别输出到绝对值计算部分1201和绝对值计算部分1202上。
绝对值计算部分1201计算Q＇信号幅度的绝对值。所计算的Q＇信号幅度的绝对值等价于图13A所示的每个信号点离开I＇轴112的距离。该Q＇信号幅度的绝对值输出作为第3N位的似然性。
绝对值计算部分1202计算I＇信号幅度的绝对值。所计算的I＇信号幅度的绝对值等价于图13B所示的每个信号点离开Q＇轴113的距离。该I＇信号幅度的绝对值输出作为第3N+1位的似然性。
绝对值计算部分1203计算Q＇信号幅度的绝对值与I＇信号幅度的绝对值的差值，接着计算该差值的绝对值。所计算的绝对值的差值等价于在如图14所示的每个信号点离开I＇轴112的距离与离开Q＇轴113的距离之间的差值的绝对值。所计算的绝对值的差值输出作为第3N+2位的似然性。
另外，前述的似然性计算不仅能够通过硬件实现而且能够通过CPU微处理器或者诸如LSI等的单片电路IC实现。
由此，由根据本实施例的解码装置计算的似然性会与由根据实施例1至实施例5中的一个的解码装置解码的信号(符号)一起输出到未示出的误差校正解码装置上。相应地，因为有可能不仅使用解码符号而且使用包括在该符号中的每个位的似然性，所以此误差校正解码装置在误差校正解码时能够产生具有高精度的解调数据。
而且，在本实施例中，尽管解释了在使用8PSK方法作为M-ary相位调制方法的情形中每个位的似然性的计算方法，然而本发明能够应用于使用诸如(例如，4PSK方法或者16PSK方法等)的其它M-ary相位调制方法的情形中的似然性的计算方法上。在此情形中，考虑在基于M-ary相位调制方法的映射符号中具有相同的预定位值的符号点的位置，如果利用在此符号映射中固有的特征，则有可能计算每个位的似然性(例如，在上述8PSK方法中，第3N位的似然性是“Q＇信号幅度的绝对值”的具体特征，等)。
下面将参考前面使用的图5解释在使用π/4相移4PSK作为除了8PSK方法以外的M-ary相位调制方法的情形中的似然性计算方法。如以下给出的计算组成某信号点(这里，假定“信号点目标”)的预定位(假定图5中的第2N位)的似然性。该预定位(第2N位)的值不同于目标信号点的信号点被检测作为候选信号点(在这里，信号点303和信号点304)。接着，从候选信号点中，检测其距离变成最小的所述信号点和目标信号点(这里，信号点303)。最后，在所检测的信号点(这里，信号点303)与目标信号点之间的距离的一半是该目标信号点的前述预定位的似然性。
根据任一上述实施例的解码装置能够在数字移动通信***的通信终端装置或者基站装置中实现。根据任一上述实施例的所述解码装置还能够执行相位调制信号的解码同时保持该装置尺寸和计算量。
对本领域的一般技术人员是明显的，有可能通过利用普通编程的商用计算机和微处理器基于在前述实施例中描述的技术实现本发明。对本领域的一般技术人员也是明显的，本发明包括由本领域的一般技术人员基于在前述实施例中描述的技术完成的计算机程序。
作为包括能够用于用计算机来实现本发明的程序的指令的记录介质的计算机程序产品是包括在本发明的权利要求范围中的。该记录介质等价于软盘、激光盘、CD-ROM(光盘驱动器)以及诸如磁盘、ROM(只读存储器)、RAM(随机存取存储器)、EPROM(可擦可编程只读存储器)、EEPROM(电可擦除只读存储器)、磁光卡、存储卡、DVD(数字通用光盘)等的任何磁盘，然而特别地它不限于这些。
如上所述并且根据本发明，有可能提供能够执行相位调制信号的解码同时保持装置尺寸和计算量的一种解码装置。而且，根据本发明，有可能提供计算包括在解码符号中的每个位的似然性同时保持装置尺寸和计算量的一种解码装置。
本申请是基于2001年2月27日申请的第2001-053189号日本专利申请的其整个内容综述于此作为参考。
工业应用性
本发明可应用于数字移动通信***的通信终端装置或者基站装置中。

Claims (11)

1.一种解码装置，包括：
接收部分，接收利用M-ary(玛利)相位调制方法调制的相位调制信号；以及
解码部分，基于在基于所述M-ary相位调制方法的符号映射中带有相同的预定位值的符号点的位置完成解码。
2.根据权利要求1所述的解码装置，其中解码部分基于在基于8PSK方法的符号映射中带有相同的预定位值的符号点的位置转换所述相位调制信号，并且利用所转换的相位调制信号的正交和同相位分量和所述正交分量的绝对值和所述同相位分量的绝对值来解码所述相位调制信号。
3.根据权利要求2所述的解码装置，其中解码部分利用所转换的相位调制信号的正交分量的绝对值、所述位调制信号的同相位分量的绝对值以及每个绝对值的所述差值的绝对值来计算所述相位调制信号的似然性。
4.根据权利要求1所述的解码装置，其中解码部分利用一预定旋转型式(pattern)来解码相位调制信号。
5.根据权利要求1所述的解码装置，其中解码部分解码其所述旋转型式得到还原使得波形失真由均衡器利用对应于预定旋转型式的抽头系数得以补偿的相位调制信号。
6.根据权利要求5所述的解码装置，其中解码部分解码其波形失真由反馈型均衡器得以补偿的相位调制信号。
7.根据权利要求5所述的解码装置，其中解码部分解码其波形失真由MLSE型均衡器得以补偿的相位调制信号。
8.一种配备解码装置的通信终端装置，其中所述解码装置包括：
接收部分，接收利用M-ary相位调制方法调制的相位调制信号；以及
解码部分，基于在基于所述M-ary相位调制方法的符号映射中带有相同的预定位值的符号点的位置完成解码。
9.一种配备解码装置的基站装置，其中所述解码装置包括：
接收部分，接收利用M-ary相位调制方法调制的相位调制信号；以及
解码部分，基于在基于所述M-ary相位调制方法的符号映射中带有相同的预定位值的符号点的位置完成解码。
10.一种作为解码部分通过计算机执行的程序，所述解码部分基于在基于所述M-ary相位调制方法的符号映射中带有相同的预定位值的符号点的位置解码利用M-ary相位调制方法调制的相位调制信号。
11.一种解码方法，包括基于在基于所述M-ary相位调制方法的符号映射中带有相同的预定位值的符号点的位置解码利用M-ary相位调制方法调制的相位调制信号的解码步骤。
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