CN1443416A

CN1443416A - 一种将正交振幅调制运用于无线移动通信***的方法

Info

Publication number: CN1443416A
Application number: CN01812972.2A
Authority: CN
Inventors: 邹永忠; 施丽文; 李道本
Original assignee: Linkair Communications Inc
Current assignee: Linkair Communications Inc
Priority date: 2001-05-17
Filing date: 2001-05-17
Publication date: 2003-09-17
Also published as: WO2002093861A1

Abstract

本发明公开了一种将正交振幅调制运用于无线通信***，尤其是无线高速移动通信的方法，重要的是该方法至少包括以下的步骤：a.首先根据无线移动通信***的状态选择适当的抗衰落方法，同时选取星型QAM调制星座图，并对该星座图进行优化；b.根据***的干扰程度，采用适当的提高判决前端信扰比技术降低***干扰；c.发方采用步骤a所选取并优化后的QAM星座图，对要传送的信号进行QAM调制；d.收方采用步骤a所选取并优化后的，且与发方一致的QAM星座图，对所接收的信号进行QAM解调和判决接收。采用该方法可使移动通信***具有较好的抗衰落性能，同时对移动终端的移动速度具有更好的自适应性，使***对不同信道环境、不同移动终端的移动速度尤其是高速移动，都能提供高质量高效率的服务。

Description

一种将正交振幅调制运用于无线移动通信***的方法技术领域

本发明涉及无线移动通信技术，特别是指一种在无线移动通信系统，尤其是无线高速移动通信***中采用正交振幅调制（ QAM , Quadrature Amplitude Modulation )进行数字传输的方法。发明背景

随着信息化社会及个人通信时代的到来，人们对提高无线通信系统中的频谱效率变得越来越迫切了，因为频率资源是十分有限的。所谓频谱效率是指在给定用户传信率与***带宽时，在一个小区（cell ) 或扇区（sector ) 内***可容纳的最大用户数，其度量单位是每小区 (或扇区）每单位带宽***所支撑的总传信率。显然，频谱效率越高的***容量越大。

正交振幅调制（QAM ) 是一种幅度调制，是技术成熟的高效窄带调制方式。随着移动通信的发展，要求高速率、高频谱效率的数字传输， QAM 因其具有高频谱效率的特点引起人们的重视，特别是其中的 16QAM和 64QAM调制方法。

一般， M元 QAM调制的表达式为：

y(t) = A_m cos ω_αί + B_m sin oj 0≤t < T_b 式中， 7；为码元宽度，和为离散的振幅值， m=l , 2 , ·.. , 。

由上式可以看出，已调信号是由两路相互正交的载波叠加而成，两路载波分別被两组离散的振幅 { }和{ , }所调制，因而称为正交振幅调制。其振幅 4,和^可以表示成：

K - e_mA

式中 A是固定的振幅，与信号的平均功率有关。（^,_e„,)表示 QAM调制信号矢量端点在信号空间的坐标，由输入信息数据决定。由输入信息数据决定矢量端点坐标的过程叫作星座映射，由这些矢量坐标映射所形成的坐标图可称之为星座图，一个典型的矩形 QAM调制星座如图 1所示。

由图 1 可以看出，输入信息比特流 0100被映射为星座图中的矢量（3a, a ) ，输入信息比特流 1011被映射为星座图中的矢量（-a, - 3a ) 等。其中， a由信号的平均功率决定。

由 QAM 调制表达式可以看出， QAM 调制信号的带宽与多进制振幅调制的带宽相等，而在占用相同带宽的情况下， QAM 调制与多进制振幅调制相比具有高一倍的码元传输速率，可见， QAM 是一种具有高频谱效率的窄带调制。

QAM调制的原理如图 2 所示，在调制器中输入二进制比特流数据，经串并变换变换分成两路，再分别经过二个电平到 L个电平的变换，形成^和^。每一 A B_m ( m=l₅2₅... ,V ) 均对应 log₂ 个二进制比特。为了抑制已调信号的带外辐射，和 ^要通过预调制低通滤波器，再分别与两路载波相乘，形成两路移幅键控（ASK )信号。最后，两路信号相加就得到已调 QAM输出信号。

QAM解调的原理如图 3 所示，输入信号分成两路，分别与本地恢复的两个正交载波相乘，经过低通滤波、多电平判决和 L电平到二电平转换，最后将两路信号进行并串变换就得到接收数据。更通用的 QAM解调原理如图 4所示，接收信号与本地恢复的正交载波相乘后，再经积分抽样，就可以得到调制信号（， B_m ) 的估值（d, e) , 然后通过计算（d, e) 与所有可能发送的信号点（ A_m , ）之间的距离，与（d, e) 具有最小距离的信号点即为判决后得到的最佳输出信号点。此种判决方法称为最小欧氏距离判决。

衡量一种调制方式性能的好与坏可以通过其星座图来进行。

设星座图中信号矢量 x„ (m=0，l,2,...M) 被发送，经信道传输后接收信号矢量为 Y , 定义判决域 1„及！：如下：

若 Ye i_m , 则判定发送信号为 _X„, 即为正确判决。

信号为 x„,,( '≠m)，即为错误判决。

如图 15所示。

根据理论证明和工程实际可知，误码性能与 |Υ- χ ²有关。因此，若信号星座图中各信号矢量端点间的距离越大，抗噪声性能则越好，误码特性越好；各信号矢量间的距离越小，抗噪声性能则越差，误码特性越差。误码性能的上限由星座图中信号矢量端点之间的最小距离决定。一种好的信号星座分布应能保证各信号星座点之间有最大的距离。

众所周知，无线移动通信尤其是无线高速移动通信的随机性变化比有线通信更强，从而其对信号传输时的抗衰落性能和对移动速度的自适应性要求更高，具体如下所述：

1 ) 移动通信信道是典型的随机时变信道，其中存在着由多普勒效应产生的随机性频率扩散，以及由多径传播效应产生的随机性时间扩散。随机性频率扩散将使接收信号产生时间选择性衰落，即接收信号电平会随时间有不同的随机起伏变；随机性时间扩散将使接收信号产生频率选择性衰落，即接收信号不同频谱分量会有不同的随机起伏变化。衰落除严重恶化***的性能以外，还将大幅度减小***的容量。在衰落信道中传输的信号不仅受到噪声的影响，还会受到平坦衰落或频率选择性衰落等乘性干扰，使接收信号的幅值发生衰减，相位产生附加相移。频率选择性衰落还会引起码间串扰。因运动而引起的多普勒扩展也产生不可減少的误码率（irreducible BER ) 。这时，构造信号星座图不仅要考虑信号矢量间的最小距离，同时还要兼顾信号矢量有尽可能少的幅值及相位种数，以保证星座图有较好的抗衰落性能。

现有移动通信***对于语音业务都采用二进制相位变换调制 ( BPSK ) 、四相移相键控 /差分编码四相相移键控（QPSK/ DQPSK ) 、高斯滤波最小频移键控（GMSK )调制，而随着移动通信的发展，要求高速率、高频谱效率的数字传输，用户对于高速率的数据业务要求，这些要求 BPSK、 QPSK/DQPSK, GMSK 都难以达到。现有的 QAM 技术主要应用在有线信道通信和信道变化緩慢的无线通信中，而对于信道变化较快的移动通信特别是高速移动通信瑞利（Rayleigh ) 衰落信道，为使误码率满足数据业务要求低于 1.0e-6, QAM所须的门限信噪比艮高（如 John G. Proakis 在其数字通信 ( Digital Communications ) P788得到 4QAM在二重分集的 Rayleigh 衰落信道条件下所需的门限信噪比为 32dB ) , 但由于现有移动通信***中存在的符号间干扰 ( ISI ) , 相邻小区和相邻信道的干扰（ACI ) , CDMA ***中的多址干扰（MAI ) ，这使得载干比（C/I )难以达到高维 QAM所须的门限信喿比。

2 ) 无线移动通信环境变化范围很大，对于同一个移动终端，它可能静止不动在室内、室外通信，也可能以几公里的步行移动速度通信，还可能在以车速为几十公里至几百公里 /小时上进行通信，这就要求对移动速度有较强的自适应性。发明内容

由上述分析可以看出，本发明的主要目的在于提供一种将正交振幅调制运用于无线通信***的方法，使其在移动通信信道中尤其是高速移动通信***具有较好的抗衰落性能，同时，对于移动终端的移动速度具有很好的自适应性。

为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：

一种将正交振幅调制运用于无线通信***的方法，重要的是该方法至少包括以下的步骤：

a. 首先根据无线移动通信***的要求选择适当的抗衰落方法，同时选取星型 QAM调制星座图，并对该星座图进行优化；

b. 根据***的干扰程度，采用适当的提高判决前端信扰比技术降低***干扰；

c 发方采用步骤 a所选取并优化后的星型 QAM星座图，对要传送的信号进行 QAM调制；

d. 收方采用步骤 a所选取并优化后的，且与发方一致的星型 QAM 星座图 , 对所接收的信号进行 QAM解调和判决接收。

其中，所述的星座图优化是将星座图中每个信号幅度的比例系数优化。

所述无线移动通信***的要求是指无线移动通信***的容量和频谱效率要求，或是指高速数据传输业务要求和该***的衰落环境以及多普勒频移范围。

所述的抗衰落方法为最大比值合并，或信道交织，或多径（Rake ) 接收抗衰落。

所述的***干扰由多址干扰（MAI ) 、符号间干扰（ISI ) 、或相邻信道、相邻小区干扰（ACI ) 的大小所决定。

所述的提高判决前端信扰比技术为均衡技术、或信道编码技术、或分集技术、或扩频技术。

上述步骤 c所述的信号调制进一步包括以下的步驟：

1 ) 首先将输入调制器的二进制比特流数据经串并变换分为两路；

2 ) 再将该两路电平经二电平到多电平的变换，生成离散振幅值 A_m和 B_ra;

3 ) 离散振幅值 ₁„和 B_m经过低通滤波器预调制的输出值分别与两路载波相乘，生成两路移幅键控（ASK )信号；

4 ) 该两路信号相加之和输出即为所需的 QAM调制信号。

所述的每个离散振幅值对应 log₂ 个二进制比特。

上述步驟 d中所述的解调和判决进一步包括以下的步骤：

1 )接收信号与本地恢复的正交载波相乘后，再经积分抽样，得到调制信号 ( A_m , B_m ) 的估值 ( d, e ) ；

2 ) 该调制信号的估值经过信道补偿和信道估计去除衰落信道的乘性干扰后再输出；

3 ) 计算该输出值与所有可能发送的信号点（ A_m , B_m )之间的距离，得到与该输出值具有最小距离的信号点作为判决后的最佳信号点输出。

所述的信道估计为判决反馈信道估计，或线性插值信道估计，或高斯插值信道估计，或连续导频信道估计。

所述的信道补偿为相位补偿，或幅度补偿，或多径（Rake )接收信道补偿。

所述的星型 QAM调制星座图为 16QAM星型调制星座图、 32QAM 星型调制星座图、或 64QAM星型调制星座图。

该 16QAM星型调制为 2幅 8相星型调制星座图，或 4幅 4相星型调制星座图，或其它等效星型 QAM调制星座图。

该 32QAM星型调制为 2幅 16相星型调制星座图，或 4幅 8相星型调制星座图，或 8幅 4相星型调制星座图，或其它等效星型 QAM 调制星座图。

该 64QAM星型调制为 2幅 32相星型调制星座图，或 4幅 16相星型调制星座图，或 8幅 8相星型调制星座图，或其它等效星型 QAM 调制星座图。附图简要说明

图 1为一典型的矩形 QAM调制星座示意图；图 2为 QAM调制的原理框图；

图 3为 QAM解调的原理框图；

图 4为另一个 QAM解调的原理框图；

图 5是经过衰落信道传输的 QAM解调原理框图；

图 6 ( a ) 为本发明所采用的一种 2幅 8相星型 16QAM星座示意图；

图 6 ( b ) 为通用的矩形 16QAM星座示意图；

图 7为 2幅 8相星型 16QAM与矩形 16QAM性能比较图；图 8 为本发明所采用的 4幅 4相星型 16QAM星座示意图；图 9 为 2幅 8相星型 16QAM与矩形 16QAM格雷编码图；图 10 为 2幅 8相星型 16QAM与矩形 16QAM在 AWGN信道下的性能比较图；

图 11 为齐次随机时变信道模型示意图；

图 12 三径均匀时延功率谱示意图；

图 13 为实施例中釆用的***帧结构图；

图 14 为 RAKE接收机原理图；

图 15 为判决域示意图；

图 16 为通用矩形 64QAM星座示意图；

图 17 为 4幅 16相星型 64QAM ( 64qam4al6p ) 星座示意图；图 18 为 4幅 16相星型 64QAM与矩形 64QAM在不同车速下的性能比较图；

图 19 为 4幅 16相星型 64QAM与 Turbo Coding技术相结合得到的误码性能示意图。实施本发明的方式

在本发明的方法中，选择优化的信号星座图，也就是指选择性能好的星型 QAM调制模型是 QAM调制应用于无线移动通信，尤其是无线高速移动通信的一个关键。传统的矩形 QAM 调制的最大相位容忍性并不好，就导致其在高速移动通信信道中抗衰落性能不理想，可以证明将这种改进的星型 QAM调制方法运用于无线通信***其性能优于传统矩形 QAM调制方法，其在移动通信信道中尤其是高速移动通信 ***具有较好的抗衰落性能，对移动终端的移动速度具有很好的自适应性。下面就以 16QAM调制为例，比较一下改进 QAM调制相对于传统 QAM调制的优越之处。

改进的 16QAM调制方法采用一种 2幅 8相星形星座图如图 6(a) 所示，图 6 (b)是具有相同的最小距离的 16QAM矩形星座图。

这种星型 16QAM可以认为是幅度调制和相位调制的组合。它与矩形 16QAM 的区別是：它有两种幅值，八种相位。调制时，将输入信息分成两部分：一部分进行基带幅度调制，另一部分进行相^调制。 2幅 8相星型 16QAM信号，每个码元由四个比特组成，将它分成第一个比特和后三个比特两部分。前者用于确定信号幅值大小，当输入比特为 "0" 时，信号幅值为 2.6131a, 当输入比特为 "1" 时，信号幅值为 4.6131a, a由信号平均功率确定。后三比特用于选择一种信号相位： [0, π/4, π/2, 3 π/4, π, 5 /4, 3π/2, 7π/4]之一。

2幅 8相星型 16QAM与矩形 16QAM最小信号距离均为 2a, 则它们抗噪声的性能是相同的。在各信号点等概率出现时，平均信号发射功率为：

矩形 16QAM:

： 4(α² + ² ) + s[a² + (3α)² ]+ 4[(3a)² + (3α)² ] _ ₂

α^{ν =} 16 星型 16QAM:

₌ 8 « (2.6131α)² + 8 . (4.6131α)² ₌

16 即平均信号功率相差 1.47dB, 可以看出，在加性白高斯噪声（AWGN ) 信道中，在达到同样误码率的条件下， 2幅 8相星型 16QAM所需信噪比要比矩形 16QAM 高 1.47dB。然而，在 AWGN信道下最优的星座图在衰落信道下却不一定为最优的。星型 16QAM 改进了矩形 16QAM 星座的排列，减少了幅值及相位的种数，增大了最大可容忍的相位误差。

而传统的矩形 16QAM 星座图为三种幅度值，十二种相位值，其最大容忍相位误差只为 13.3。，如表一所示。

表一最大可容忍相位误差比较

因而， 2幅 8相星型 16QAM的抗衰落性能应比矩形 16QAM好，仿真结果如图 7所示。

改进的 16QAM调制还可以采用如图 8 所示的 4 幅 4 相星型 16QAM星座图。还可以采用上述的 2幅 8相星座图和 4幅 4相星座图经过数学变换后对应的星座图，例如将 2幅 8相星型 16QAM星座图中各个信号点旋转 π / 8后得到的星座图。

对于其他 QAM调制也可以类似得到相应的改进 QAM调制方法，例如对于 64QAM, 可以采用 2幅 32相星型 64QAM,4幅 16相星型 64QAM, 8幅 8相星型 64QAM等等。

根据所述的技术方案和对星型 QAM调制的描述，本发明具体实现的基本步骤是这样的：

第一步，根据无线移动通信***的容量和频谱效率要求或者是高速数据传输业务要求和该***的衰落环境、多普勒频移范围，采用有效的抗衰落的方法，如最大比值合并、 Rake 接收、信道交织，并选取性能好的星型 QAM调制星座图并优化，如其内外各个圈的半径（也就是每个信号的幅度）比例系数的优化，使***具有较好的抗衰落性能，并对不同的多普勒频移具有很好的自适应性。

第二步，根据***的干扰，如 MAI、 ACI、 ISI 大小，采用均衡、信道编码、分集、扩频等技术提高判决前端的信扰比，使其能达到相应业务的要求所需的门限信扰比。

第三步，发方根据第一步选取的星座图，对需要传送的信号进行调制，如图 2所示。

第四步，收方根据第一步选取与发方一致的星型 QAM 星座图，对接收到的信号进行解调和判决接收，如图 5所示，图 5为经过衰落信道传输的 QAM解调的原理框图。

由于在无线移动通信中，信号在衰落信道中传输时会受到乘性干扰，从而发生幅度衰减及产生附加相位移动。因此，在绝对幅度调制或绝对相位调制方案中，解调判决时需要幅度参考或相位参考。 QAM 调制为正交幅度调制，则在 QAM解调电路中需要增加信道估计电路及信道补偿电路，以保证 QAM信号经衰落信道传输后能够正确判决。

其中信道估计可以采用判决反馈、线性插值、高斯插值、连续导频等信道估计方法，信道补偿可以采用相位补偿、幅度补偿、 RAKE 接收等信道补偿方法。

下面再通过三个实施例及附图对本发明进一步详细阐述。

实施例一和二均是在美国 SY OPSYS公司的 COSSAP 仿真平台上进行。所有仿真工作均基于上下行链路已实现码片同步、载波同步的假设。

实施例一：

该实施例的仿真工作分 AWGN信道及 Rayleigh衰落信道两部分完成。

首先比较两种星座图在 AWGN信道中的误码性能。***采用 LAS 码扩频，分别采用矩形及星型 16QAM 调制，信道模型为加性白高斯信道，此时不需要信道估计及补偿环路，信道中只存在加性白高斯噪声的不利影响。解调、判决采用图 5所示的最小欧氏距离判决方案，信源信息采用格雷编码，如图 9所示。

仿真所得 AWGN信道中两种星座图误码曲线如图 10所示。

比较误码结果曲线可以看出： AWGN信道中，当星型 16QAM调制和矩形 16QAM调制达到同样误码率的条件下，星型 16QAM所需信噪比要高于矩形 16QAM 大约 1.4dB, 这与前文中理论分析得到的结果是一致的。

在进行衰落信道下的仿真时，衰落信道的模拟仿真利用 COSSAP 中提供的 IS95 库中的三径信道模型产生。三径信道的时延扩展参数及功率分配如图 11所示。

¾(0、 (0为三径独立的平坦瑞利衰落，其功率谱为多普勒频移功率谱，均值为 0，方差分别为 ^σ。、 ^σ2 , 且设： '

三径瑞利衰落以等间隔时延，且具有相等的功率，即仿真采用了如图 12 所示的均匀时延功率谱。称此种信道模型为齐次随机时变信道 ( HRTVC Homogeneous Random Time Variable Channel ) 模型。 LAS-CDMA ***仿真采用此种信道模型的目的是为了找出码片同步过程中最不利的情况，以测试同步环路的性能。它对调制方式的选取、衰落信道估计及补偿的仿真是没有影响的。

在本实施例中***所采用的帧结构如图 13 所示，其中广播信道

( Broadcast Channel ) 、接续信道（Access Channel ) 完成上下行链路的起始同步，广播信道还具有自动增益控制（AGC ) 、自动功率控制

( APC ) 及自动频率矫正（AFC ) 字段，完成增益控制、功率控制的粗调及载波同步功能。

业务信道由九个业务子帧组成，每一业务子帧包括导频和业务数据两部分。业务信道采用 16QAM 调制（矩形或星型），导频符号发送已知信号比特流 " 1000" , 即以最大功率发射，用来提供 16QAM 解调所需的起始幅度及相位参考。

接收采用五径 RAKE接收机，如图 14所示。中间三个耙子（k==0, k=l , k=2 三径）的解调输出用来进行符号判决，五个耙子的能量输出用来形成自动能量控制（APC, automatic power control ) , 自动增益控制（ AGC, automatic gain control )和自动延时控制（ ADC, automatic delay control ) 的控制信号。

RAKE 接收机每个耙子上的 I、 Q 相关器和信道估计环路 ( IQC&CAE ) , 首先比较采用判决反馈信道估计路时，矩形 16QAM 和星型 16QAM在衰落信道下的性能。

采用以上所述信道模型、 ***帧结构、 RAKE接收机、判决反馈信道估计环路和最大比值合并，在三径 Rayleigh衰落信道下，不同车速时，分别采用矩形 16QAM和星型 16QAM调制时的误码曲线如 7 所示。

由图中结果可以看出：星型 16QAM调制在衰落信道下的性能比矩形 16QAM大有改善，而且，随着车速的提高，多普勒频移的增大，两者的性能的差距就越大。当车速达到 180km/h时，矩形 16QAM调制已无法正常工作（见图中误码曲线），而星型 16QAM调制仍有较好的性能，这与前面分析的结果是一致的。该实施例证实了 2幅 8相星型 16QAM 调制方法在移动通信信道中，尤其是在高速移动通信系统中具有良好的抗衰落性能，对于移动终端的移动速度具有很好的自适应' 1·生。

实施例一主要是基于大区域同步 CDMA ( LAS-CDMA ) ***，该***采用 LAS扩频码扩频。

实施例二：

参见图 16、图 17所示，在进行衰落信道下的仿真时，衰落信道的模拟仿真利用 COSSAP 中提供的 IS95库中的三径信道模型产生，信道的时延扩展参数及功率分配等参数采用 Rec.ITU-RM.1225 中 Vehicle environment A所规定的参数。信道估计采用连续导频估计方法。 RAKE接收机、最大比值合并等与实施例 1同。得到三径 Rayleigh 衰落信道下，不同车速时，分别采用矩形 64QAM和星型 64QAM调制时的误码曲线如图 18所示。

由图中结果可以看出：星型 64QAM调制在衰落信道下的性能比矩形 64QAM大有改善，而且，随着车速的提高，多普勒频移的增大，两者的性能的差距就越大。当车速达到 180km/h时，矩形 64QAM调制已无法达到数据业务所需要误码率（见图中误码曲线），而星型 64QAM调制仍有较好的性能。该实施例以 4幅 16相星型 64QAM调制为例，再次证实了星型 QAM调制方法应用于在移动通信信道中，尤其是在高速移动通信***中具有良好的抗衰落性能，同时，对于移动终端的移动速度具有很好的自适应性。

上述两个实施例可以充分证明将星型 QAM调制方法运用于无线通信***，不仅具有良好的抗衰落性能，且对移动终端的移动速度具有很好的自适应性。

将 QAM调制运用于无线移动通信信道，尤其是无线高速移动衰落信道中，应该满足两个条件： ( 1 ) ***的判决前端信扰比必须大于 QAM 调制所对应的相应业务的所需误码率（如语音业务 1.0e-3 , 数据业务 1.0e-6 ) 的门限信噪比。

( 2 ) ***具有较好的抗衰落性能，对于不同的信道环境，不同的车载移动速度（实质上对应于不同的多普勒频移）， ***都能提供高质量的服务。

而上述两个实施例只满足了第二个条件，在实际工程实现中，如果想满足第一个条件，可采用以下两种方法： 1 ) 降低干扰。减小移动通信***中存在的符号间干扰（ISI ), 相邻小区和相邻信道的干扰 ( ACI ), 多址干扰（MAI )等。如 CDMA ***采用 MAI、 ACI较小的扩频码，如 LAS-CDMA***；如采用均衡等技术減小符号间干扰（ISI ) 等。 2 ) 釆用信道编码、 Rake接收机、分集、扩频等技术提高判决前端的信噪比。

下面就以采用信道编码的技术为例，进一步说明加入信道编码后 ***判决前端信噪比的变化，该实施例采用 Turbo Coding编码技术。实施例三：

该实施例将 Turbo Coding技术与这种改进的 QAM调制技术相结合来提高判决前端的信噪比 (C/I)。 Turbo Coding是 Claude Berrou, Alain Glavieux, Punya Thitimajshima等 1993年在 "Near Shannon Limit Error Correcting Coding and Decoding: Turbo Codes"中提出的一种高性能的信道编码方法。本实施例用一个带反馈的递归编码器完成，其所采用的多项式如下所示：

其中 i/( ) = l + i)² + £»³ , n(D) = \ + D + D³ , D为一个延时单位。

该编码器的编码效率为 1/2, Turbo Coding 内交织器采用伪交织器（Pseudo-random interleaver ) , 交织长度为 4096 比特，输入译码器为硬判信息，译码迭代次数为 8次。采用图 17所示 4幅 16相 QAM 星座图，其他与实施例二相同，可得到的仿真结果如图 19。从图 19 可以看出当车速为 300km/h， 180km/h， 120km/h时，当 Eb/N0=18dB, 误码率为 0; 对于车速为 60km/h, 30km/h时，当 Eb/N0=21dB时，误码率为 0。该 Eb/ΝΟ为每个比特的功率，其中 N0为噪声功率谱密度，该值越低，信道性能越优越。与图 18相比， Turbo Coding 的编码增益超过 15dB, 信道编码有效地提高了判决前端的信噪比。

上述实施例说明本发明的方法采用改进和优化的 QAM调制，可使其相位模糊容忍度和幅度模糊容忍度提高，并对不同的多普勒频移具有很好的自适应性，使***具有较好的抗衰落性能，对于不同的信道环境，不同的移动速度， ***都能提供高质量的服务。尤其在加入信道编码技术后，可使无线通信传输的信噪比明显改善，进而使无线通信的质量更高。

Claims

权利要求书

1、一种将正交振幅调制运用于无线通信***，尤其是无线高速移动通信***的方法，其特征在于该方法至少包括以下的步骤：

a. 首先根据无线移动通信***的要求选择适当的抗衰落方法，同时选取星型 QAM调制星座图，并对该星座图进行优化；

b. 根据***的干扰程度，采用适当的提高判决前端信扰比技术降低***干扰；

c 发方采用步驟 a所选取并优化后的 QAM星座图，对要传送的信号进行 QAM调制；

d. 收方采用步骤 a所选取并优化后的，且与发方一致的 QAM星座图，对所接收的信号进行 QAM解调和判决接收。

2、根据权利要求 1所述的方法，其特征在于：所述的星型 QAM 调制星座图为 16QAM 星型调制星座图、 32QAM 星型调制星座图、或 64QAM星型调制星座图。

3、根据权利要求 2 所述的方法，其特征在于：所述的 16QAM 星型调制为 2幅 8相星型调制星座图，或 4幅 4相星型调制星座图，或其它等效星型 QAM调制星座图。

4、根据权利要求 2 所述的方法，其特征在于：所述的 32QAM 星型调制为 2幅 16相星型调制星座图，或 4幅 8相星型调制星座图，或 8幅 4相星型调制星座图，或其它等效星型 QAM调制星座图。

5、根据权利要求 2 所述的方法，其特征在于：所述的 64QAM 星型调制为 2幅 32相星型调制星座图，或 4幅 16相星型调制星座图.，或 8幅 8相星型调制星座图，或其它等效星型 QAM调制星座图。

6、根据权利要求 1 所述的方法，其特征在于：所述的星座图优化是将星座图中每个信号幅度的比例系数优化。

7、根据权利要求 1 所述的方法，其特征在于步驟 c所述的信号调制进一步包括以下的步骤：

a. 首先将输入调制器的二进制比特流数据经串并变换分为两路；

b. 再将该两路电平经二电平到多电平的变换，生成离散振幅值 A„ B_m;

c. 离散振幅值八„₁和 B_m经过低通滤波器预调制的输出值分别与两路载波相乘，生成两路移幅键控（ASK )信号；

d. 该两路信号相加之和输出即为所需的 QAM调制信号。

8、根据权利要求 7 所述的方法，其特征在于：所述的每个离散振幅值对应 Iog₂ 个二进制比特。

9、根据权利要求 1 所述的方法，其特征在于步骤 d 中所述的解调和判决进一步包括以下的步骤： . a. 接收信号与本地恢复的正交载波相乘后，再经积分抽样，得到调制信号（ A_m , B_m ) 的估值（d， e ) ；

b. 该调制信号的估值经过信道补偿和信道估计去除衰落信道的乘性干扰后再输出；

C. 计算该输出值与所有可能发送的信号点（ A_m , B_m ) 之间的距离，得到与该输出值具有最小距离的信号点作为判决后的最佳信号点输出。

10、根据权利要求 9所述的方法，其特征在于：所述的信道估计为判决反馈信道估计，或线性插值信道估计，或高斯插值信道估计，或连续导频信道估计。

11、根据权利要求 9所述的方法，其特征在于：所述的信道补偿为相位补偿，或幅度补偿，或多径（Rake )接收信道补偿。

12、根据权利要求 1所述的方法，其特征在于：所述无线移动通信***的要求是指无线移动通信***的容量和频谱效率要求，或是指高速数据传输业务要求和该***的衰落环境以及多普勒频移范围。

13、根据权利要求 1所述的方法，其特征在于：所述的抗衰落方法为最大比值合并，或信道交织，或多径（Rake )接收抗衰落。

14、根据权利要求 1所述的方法，其特征在于：所述的***干扰由多址干扰（MAI ) 、符号间干扰（ISI ) 、或相邻信道和相邻小区干扰（ACI ) 的大小所决定。

15、根据权利要求 1所述的方法，其特征在于：所述的提高判决前端信噪比技术为均衡技术、或信道编码技术、或分集技术、或扩频技术。