KR100770899B1

KR100770899B1 - 다중레벨 변조방식을 지원하는 이동통신 시스템의복조방법 및 장치

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Publication number: KR100770899B1
Application number: KR1020010062865A
Authority: KR
Inventors: 김종한; 배상민; 조영권; 안성우
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2001-10-12
Filing date: 2001-10-12
Publication date: 2007-10-26
Also published as: KR20030030640A

Abstract

본 발명은 다중레벨 변조방식을 지원하는 이동통신 시스템의 복조방법 및 장치에 관한 것이다. PN 역확산기가 해당 PN 코드를 가지고 수신 신호를 PN 역확산하면, 채널 추정기는 상기 PN 역확산된 신호를 이용하여 파일럿 채널 신호를 추출하고 페이딩에 의한 상기 파일럿 채널 신호의 왜곡을 나타내는 채널 추정신호를 구한다. 왈시 역확산기는 해당 채널의 왈시 코드를 가지고 상기 PN 역확산된 신호를 왈시 역확산하여 데이터 심볼들을 생성한다. 심볼 복조기는 상기 채널 추정신호를 이용하여 상기 데이터 심볼들의 위상왜곡을 보상하며, 상기 채널 추정신호의 에너지 값에 미리 정해지는 참조값 및 소정의 채널 이득을 곱함으로써 상기 위상 보상으로 인해 발생하는 진폭왜곡 추정값을 추정하고, 상기 위상 보상된 데이터 심볼과 상기 진폭왜곡 추정값을 이용하여 연판정값을 계산한다. 블럭 디인터리버는 상기 연판정값을 프레임 단위로 수집하여 블럭 디-인터리빙하며 채널 복호화기는 상기 블럭 디-인터리빙된 신호를 복호화하여 원래의 패킷 데이터를 복원한다.

multi-level modulation, 8PSK, 16QAM, 64QAM, soft decision value, channel estimation

Description

다중레벨 변조방식을 지원하는 이동통신 시스템의 복조방법 및 장치{DEMODULATION METHOD AND APPARATUS FOR MOBILE TELECOMMUNICATION SYSTEM SUPPORTING MULTI-LEVEL MODULATION}

도 1은 16-QAM 변조방식의 성좌를 도시하는 도면.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 고속 패킷 전송 이동통신 시스템의 송신기 구조를 도시한 도면.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 고속 패킷 전송 이동통신 시스템의 패킷 채널 수신기 구조의 일례를 도시한 도면.

도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 심볼 복조기의 구성을 도시한 도면.

도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따른 심볼 복조기의 구성을 도시한 도면.

도 6은 본 발명의 제3 실시예에 따른 심볼 복조기의 구성을 도시한 도면.

도 7은 본 발명의 제4 실시예에 따른 심볼 복조기의 구성을 도시한 도면.

본 발명은 이동통신 시스템에 관한 것으로서, 특히 다중레벨 변조방식(multi-level modulation)을 지원하는 이동통신 시스템의 복조(demodulation) 방법 및 장치에 관한 것이다.

통상적으로 고속 패킷 데이터 전송을 위한 이동통신 시스템(이하 "고속 패킷 전송 이동통신 시스템"이라 칭함)은 데이터 채널만을 지원하는 형태와 데이터 채널뿐만 아니라 음성 채널을 동시에 지원하는 형태로 크게 구분되어질 수 있다. 상기 데이터 채널만을 지원하는 형태의 고속 패킷 전송 이동통신 시스템은 "IMT-2000 (International Mobile Telecommunication 2000) 1xEV/DO(Evolution/Data Only) 시스템"이라 불리며, 데이터 채널뿐만 아니라 음성 채널을 동시에 지원하는 고속 패킷 전송 이동통신시스템은 "IMT-2000 1xEV/DV(Evolution/Data and Voice) 시스템"이라 불린다.

상기와 같은 고속 패킷 전송 이동통신 시스템은 고속 데이터를 전송할 수 있도록 하기 위하여 여러 명의 사용자가 같은 채널을 시분할(Time Division Multiplexing; 이하 "TDM"이라 칭함)하여 사용하게 된다. 이 때, 상기의 고속 패킷 전송 이동통신 시스템에서는 단말기로부터 순방향 채널 상태를 피드백(feedback) 받아서 채널 상태가 좋은 경우, 전송 데이터율을 높이기 위하여 8-PSK(phase shift keying)/16-QAM(quadrature amplitude modulation)/64-QAM과 같은 고차 변조방식(high order modulation)을 사용하여 데이터 전송을 수행한다.

일반적인 고차 변조방식은 위상 및 진폭 왜곡이 거의 없는 유선 채널 환경에서 주로 사용하는 변조방식으로써, 복조시 위상 및 진폭 왜곡에 대해서는 고려하지 않는다. 즉, 일반적으로 널리 알려진 연판정값을 구하는 과정은 수신 신호의 진폭왜곡이 없는 가우시안 잡음 채널(수학식 2에서 g_k=1인 경우)에 대해서만 유효하다. 그런데, 고속 패킷 전송 이동통신 시스템과 같이 무선 채널 환경에서의 수신 신호는 페이딩(fading)에 의하여 진폭왜곡뿐만 아니라 위상왜곡도 발생한다. 이러한 경우 송신단과 전송매체(transmission media) 및 수신단 전체의 이득(gain)은 복소 계수(complex coefficient) 형태가 되며, 연판정값 계산 알고리즘을 적용하기 위해서는 이와 같은 페이딩에 의한 진폭 및 위상왜곡에 대한 보상이 선행되어야 한다.

따라서 상기한 바와 같이 동작되는 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 창안된 본 발명의 목적은, 고속 패킷 데이터 전송 방식을 적용하는 이동통신 시스템에서 사용하는 고차 변조 신호의 복조방법 및 장치에 관한 것이다.

본 발명의 다른 목적은, 고속 패킷 전송 이동통신 시스템의 고차 변조 신호에 대하여 이동국의 복조방법 및 장치를 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은, 통상적인 CDMA 이동통신 시스템의 이동국 수신 장치를 최소한으로 변형하여 고차 변조 신호를 복조할 수 있는 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위하여 창안된 본 발명의 실시예는, 다중레벨 변조방식을 지원하는 이동통신 시스템의 복조방법에 있어서,

수신 신호를 해당 PN 코드를 가지고 PN 역확산하는 과정과,

상기 PN 역확산된 신호를 이용하여 파일럿 채널 신호를 추출하고 페이딩에 의한 상기 파일럿 채널 신호의 왜곡을 나타내는 채널 추정신호를 구하는 과정과,

상기 PN 역확산된 신호를 해당 채널의 왈시 코드를 가지고 왈시 역확산하여 데이터 심볼들을 생성하는 과정과,

상기 채널 추정신호를 이용하여 상기 데이터 심볼들의 위상왜곡을 보상하며, 상기 채널 추정신호의 에너지 값에 미리 정해지는 참조값 및 소정의 채널 이득을 곱함으로써 상기 위상 보상으로 인해 발생하는 진폭왜곡 추정값을 추정하고, 상기 위상 보상된 데이터 심볼과 상기 진폭왜곡 추정값을 이용하여 연판정값을 계산하는 과정과,

상기 연판정값을 프레임 단위로 수집하여 블럭 디-인터리빙하는 과정과,

상기 블럭 디-인터리빙된 신호를 복호화하여 원래의 패킷 데이터를 복원하는 과정을 포함한다.

하기 설명에서는 구체적인 특정(特定) 사항들이 나타나고 있는데, 이는 본 발명의 보다 전반적인 이해를 돕기 위해서 제공된 것일 뿐 이러한 특정 사항들 없이도 본 발명이 실시될 수 있음은 이 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 자명하다 할 것이다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.

본 발명은 고차 변조 신호가 이동통신 환경에서 사용될 때, 발생하는 신호의 진폭왜곡을 추정하고 보상하는 방법과 다중경로에 의한 왜곡을 보상하는 방법으로 구성된다. 상기 방법들에 대하여 이하 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다. 이하에서 본 발명을 설명함에 있어서, 1x CDMA 대역폭을 사용하여 음성 서비스 및 데이터 서비스를 포함하는 멀티미디어 서비스를 지원할 수 있는 고속 패킷 전송 이동통신 시스템의 순방향 링크의 예를 들어 설명한다. 여기에서 1x 대역폭은 기존의 IS-95 계열의 북미식 동기 시스템에서 사용되는 1.25MHz의 주파수 대역폭을 의미한다.

본 발명의 동작예를 상세히 설명하기에 앞서 본 발명을 이해하는데 필요한 연판정값 계산 알고리즘의 예를 설명하기로 한다.

고속 패킷 전송 이동통신 시스템에서 고차 변조를 수행하기 위하여, 채널 부호화기(channel encoder)의 출력 시퀀스(sequence)는 블럭 인터리버(block interleaver)를 통과하여 m개의 비트 단위로 나눠진 후, 하기의 <수학식 1>과 같이 M(=2^m)개의 신호점 가운데 해당되는 특정 신호점으로 사상된다. 이때의 사상은 그레이 코딩규칙(gray coding rule)을 따른다.

상기의 <수학식 1>에서 s_k,i(i=0,1,...,m-1)는 k 번째 심볼로 사상되는 블럭 인터리버의 출력 시퀀스 가운데 i 번째 비트를 의미한다. 16-QAM의 경우 m=4이며, 이에 해당하는 성좌도(signal constellation)를 도 1에 도시하고 있다. 도시된 바와 같이, 상기 성좌도는 16개의 신호점들로 구성되며, 각각의 사분면은 4개의 신호점들로 구성된다. 각각의 신호점은 4개의 심볼들로 표현된다. 상기 도 1은 예를 들어, 제1사분면을 4개의 영역으로 구분하여, 우상(우측 상위) 영역에는 심볼 "0000"을 매핑하고, 우하 영역에는 "0100"을 매핑하며, 좌상 영역에는 "0001"을 매핑하고, 좌하 영역에는 "0101"을 매핑한 것을 보여준다. 여기서 심볼들의 위치는 미리 정해지는 참조값(reference value) a에 의하여 결정된다. 예를 들어, 도 1에서 (s3,s2,s1,s0) = 0011의 경우 (-a, 3a)의 X-Y 좌표로 표현할 수 있으며, 1011의 경우에는 (-a, -3a)의 X-Y 좌표로 표현할 수 있다.

상기와 같이 변조된 심볼을 전송매체를 통해 수신한 후 채널 복호화기로 입력하기 위해서는 연판정(soft decision) 과정이 선행되어야 한다. 알려진 바와 같이 연성결정은 변조 심볼로부터 채널 부호화기로 입력하기 위한 m 개의 비트값을 복원하는 과정이다. 연판정값(Soft decision value)을 구하기 위한 방법은 일반적으로 LLR(log likelihood ratio) 알고리즘을 근사화하여 사용한다.

이하 수신된 변조 심볼로부터 연판정값을 구하는 과정을 살펴보기로 한다. 상기의 I_k 및 Q_k는 전송매체를 통해 수신단으로 수신된 후 심볼복조기(symbol demodulator)에 의하여 동위상 신호성분과 직교위상 신호성분으로 이루어진 수신신호로 복조된다. 이때 송신신호 I_k 및 Q_k에 상응되는 수신신호를 전송 이득과 잡음을 고려하여 복소수(complex number) 형태로 나타내면 하기의 <수학식 2>와 같다.

상기 수학식 2에서 X_k 및 Y_k는 각각 k 번째 심볼로 사상되는 2차원 수신신호 R_k의 동위상 신호성분 및 직교위상 신호성분을 의미하며, g_k는 송신단과 전송매체(transmission media) 및 수신단의 이득(gain)을 포괄적으로 나타내는 복소계수(complex coefficient)이고,

와

는 평균이 0이고 분산이

인 가우시안 잡음(Gaussian noise)으로서 통계적으로 서로 독립인 파라미터들이다.

복조기는 상기의 수신신호 R_k를 이용하여 LLR(log likelihood ratio)을 계산한다. 부호화기의 출력 신호 시퀀스(즉 신호 심볼) 중 i번째 비트인 s_k,i (i=0, 1, …, m-1)에 대응하는 LLR은 하기의 <수학식 3>에 의해 구해지며, 이는 채널복호화기의 입력으로 요구되는 연판정값으로 사용된다.

상기의 <수학식 3>에서 Lambda (

,i )는

,i에 상응하는 LLR, 즉 연판정값이고, K는 상수이며, Pr{A|B}는 사건 B가 발생했을 때 사건 A의 발생 확률로 정 의되는 조건부확률(conditional probability)이다.

그런데 상기의 <수학식 3>은 비선형(non-linear)일 뿐만 아니라 비교적 많은 계산량을 수반하므로, 실제 구현을 위해서는 <수학식 3>를 근사화(approximation)할 수 있는 알고리듬이 요구된다. 상기의 <수학식 3>을 g_k=1인 가우시안 잡음채널에 대하여 알려진 통상의 이중최소매트릭법에 의해 근사화하여 얻은 16-QAM의 연판정값의 예시는 대한민국 특허청에 2001년 8월 13일자로 본원 출원인에 의해 특허출원된 특허출원번호 제2001-48758호에 개시되어 있는 바와 같으며 이를 정리하면 하기의 표 1 및 표 2와 같이 나타낼 수 있다.

Y_k의 조건	Z_k의 조건	Λ(s_k,3)	Λ(s_k,2)
Y_k≥0	Zk≥0	Y_k+(Y_k-2a)	Y_k-2a
Y_k≥0	Z_k<0	Y_k	Y_k-2a
Y_k<0	Z_k≥0	Y_k-(-Y_k-2a)	-Y_k-2a
Y_k<0	Z_k<0	Y_k	-Y_k-2a

X_k의 조건	Z'_k의 조건	Λ(s_k,1)	Λ(s_k,0)
X_k≥0	Z'_k≥0	X_k+(X_k-2a)	X_k-2a
X_k≥0	Z'_k<0	X_k	X_k-2a
X_k<0	Z'_k≥0	X_k-(-X_k-2a)	-X_k-2a
X_k<0	Z'_k<0	X_k	-X_k-2a

여기서 Z_k는 |Y_k|-2a이고 Z'_k는 |X_k|-2a이고, 상기 a는 16-QAM의 참조값(도 1 참조)이다.

또한 16-QAM의 연판정값의 다른 예시를 하기의 <수학식 4>에 나타내었다.

이상에서 설명한 바에 따르면 16-QAM을 위한 연판정값은 수신신호 데이터 심볼과 상기 참조값 a에 의하여 정해짐을 알 수 있다.

본 발명에서는 트래픽 채널(traffic channel)과 동일한 페이딩 환경을 통과하는 파일럿 채널(pilot channel)을 이용하여 수신 신호의 위상 및 진폭왜곡을 추정하고, 이를 이용하여 수신 신호로부터 채널 복호화기(Channel Decoder)로 입력되는 연판정값을 구한다. 즉, 본 발명에서 제안하는 방법은 파일럿 채널을 이용하여 추정한 채널 추정신호를 이용하여 먼저 트래픽 채널의 위상왜곡을 보상한다. 여기서 채널 추정신호이란 페이딩이 파일럿 채널의 신호 세기에 미친 영향을 복소값으로 표현한 것이다. 그리고 진폭왜곡을 보상하기 위하여 채널 추정신호를 이용하여 수신 신호의 진폭왜곡 성분을 추정한 뒤, 이를 고차 변조 신호의 연판정값을 구하기 위한 상기 참조값 a를 변형하여 사용한다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 고속 패킷 전송 이동통신 시스템의 송신기 구조를 도시한 도면이다. 여기서 파일럿 채널(pilot channel)은 고속 패킷 전송 이동통신 시스템에서 이동국의 동기획득 및 추적, 페이딩에 의한 신호의 왜곡등을 추정하는 참조 신호(reference signal)로 사용된다.

상기 도 2에 나타낸 파일럿 채널 발생기의 구조를 살펴보면, 입력되는 무변 조 데이터에 해당 왈시(Walsh) 코드와 같은 채널구분용 코드를 곱하여 직교확산 하여 파일럿 채널 신호를 발생한다.

도 2에 나타낸 패킷 채널(packet channel) 발생기는 패킷 데이터를 전송하기 위한 채널로 패킷 데이터(Packet Data Source)를 입력받아 채널 부호화기 205에 의한 채널 부호화(channel encoding)와 블럭 인터리버 210에 의한 블럭 인터리빙(block interleaving)을 수행한 후, 변조기 215에서 미리 정해진 변조 방식에 따라 I,Q 심볼 매핑을 수행한다. 변조기 215의 출력은 심볼 디멀티플렉서(Symbol Demux) 220)에 의하여 가용 월시 개수(available number of Walsh)에 따라 N개의 채널로 분리된 후, 채널 이득 조절기 225에서 채널 이득과 곱해지고, 왈시 확산기 230에서 해당 월시 코드 W_packet를 가지고 직교확산되어 패킷 데이터 채널 신호를 발생한다. 한편 파일럿 신호(All '1')는 파일럿 왈시 코드 W_pilot을 가지고 확산되어 파일럿 채널 신호를 발생한다.

상기 월시 확산된 N 개의 서브 채널 신호들과 파일럿 서브 채널 신호는 합산기 240, 245에 의하여 칩단위로 더해진 후, 복소 PN 확산기(Complex PN Spreader) 250에 의해 해당 PN 코드를 가지고 PN 확산된다. 상기 PN 확산된 신호는 기저대역 필터(baseband filter)(255)를 통과한 뒤, 믹서 260,265에 의하여 반송파 신호에 실려 결합기 270에서 I,Q 결합된 후 안테나를 통해 전송된다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 고속 패킷 전송 이동통신 시스템의 패킷 채널 수신기 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 3을 참조하면, 캐리어에 실려온 수신 신호는 믹서 310,315에 의하여 기저대역으로 변환되고 기저대역 정합 필터 320을 통과한 후, PN 역확산기(PN despreader) 330으로 입력되어 해당 PN(Pseudo-random Noise) 코드를 가지고 PN 역확산되고 채널 추정기(channel estimator) 340과 N개의 월시 역확산기(Walsh despreader) 350으로 입력된다. 채널 추정기 340에서는 파일럿 채널 신호를 추출하여 채널 추정신호를 결정한 뒤, 심볼 복조기(symbol demodulator) 360으로 상기 채널 추정신호를 출력한다. 월시 역확산기 350에서는 패킷 채널의 해당 월시 코드 W_packet을 사용하여 심볼 단위의 신호를 생성하고, N개의 월시 역확산기 350에서 출력된 심볼들은 심볼 복조기 360으로 입력된다.

심볼 복조기 360은 채널 추정기 340으로부터 입력받은 채널 추정신호를 이용하여 왈시 역확산된 데이터 심볼의 위상왜곡을 보상하고, N 개의 채널로 분할된 심볼들을 정렬하여 연판정값을 계산한 후 상기 계산된 연판정값을 블럭 디인터리버(block deinterleaver) 370으로 출력하는 역할을 수행한다. 여기서 연판정값은 이미 설명한 <수학식 4> 또는 알려진 다른 연판정값 계산 알고리즘에 의하여 계산된다. 심볼 복조기 360으로부터 출력된 연판정값은 블럭 디인터리버 370에서 프레임 단위로 수집되어 블럭 디인터리빙(block de-interleaving)된 후, 채널 복호화기(channel decoder) 380으로 입력된다. 채널 복호화기 380은 블럭 디인터리버 370의 출력을 입력받아 복호화(decoding)한 후 원래의 패킷 데이터를 복원한다.

본 발명에서 제안하는 심볼 복조기 360의 동작 원리를 이해하기 위하여 <수 학식 1>과 같이 사상되는 k번째 심볼 (I_k,Q_k)이 root {P_traffic}의 심볼 크기를 가지고 페이딩을 통과하여 수신되었다고 하면, 수신 심볼 R_k은 하기의 <수학식 5>와 같이 정의할 수 있다.

여기서, 페이딩 신호는 복소수 형태의 f_{I_K} + j·f_{Q_k}로 정의할 수 있으며 송신 신호에 곱해진 형태로 표시한다. 파일럿 채널을 사용하여 채널 상태를 추정하는 채널 추정기 340의 출력이 하기의 <수학식 6>과 같다면 수신 심볼에 대한 위상 보상 결과는 하기의 <수학식 7>과 같이 정의된다.

상기 <수학식 7>로부터 송신 심볼(I_k,Q_k)이 페이딩을 통과하여 수신된 심볼에 대하여 위상 보상을 수행하였을 때, 하기의 <수학식 8>과 같이 정의될 수 있는 진폭왜곡(g_k)이 존재한다.

상기 진폭왜곡(g_k)은 채널 추정 에너지와 파일럿 채널 이득 및 트래픽 채널 이득을 이용하여 구할 수 있다. 여기서 채널 추정 에너지는 하기의 <수학식 9>와 같이 정의되며, 수신단에서 진폭왜곡을 추출하기 위한 채널 이득으로써 하기의 <수학식 10>과 같이 파일럿 채널과 트래픽 채널의 이득 비(gain ratio)를 정의할 수 있다.

본 발명에서는 상기와 같은 과정으로 얻어진 진폭왜곡 성분을 보상하기 위하여 신호 자체의 진폭왜곡을 제거하는 방법 대신, 연판정을 위한 참조값을 변형하는 방법을 제안하고자 한다. 즉, QAM 심볼의 연판정값을 구하기 위해서 상기에서 얻어진 진폭왜곡 성분으로 위상 보상된 수신 신호를 나누어 사용하지 않고, 수신 신호의 진폭왜곡과 같은 값을 참조값에 곱하여 사용한다. 이렇게 수신 신호의 진폭왜곡 성분을 참조값에 곱함으로써 <수학식 4>의 연판정값은 하기 <수학식 11>과 같이 원래의 연판정값에 임의의 상수가 곱해진 형태로 표현될 수 있다. 이때 연판정값에 곱해진 임의의 상수는 채널 복호화의 성능에는 영향이 미치지 않는다. 하기 <수학식 11>에서

,

는 <수학식 1> 과 <수학식 2>에서 정의한 송신 신호를 의미한다. 편의상 가우시안잡음 성분은 표시하지 않았다.

또한 이와 같이 함으로써 후술할 다중경로 결합 방법을 적용할 시 경로간의 가중치 효과를 미리 얻을 수 있는 장점이 있다. 만약, 진폭 왜곡 성분을 참조값에 곱하지 않고 수신 신호에 대하여 보상을 할 경우, 모든 다중 경로 성분은 같은 크기의 값을 가지게 된다. 그러나 다중 경로 결합시에는 일반적으로 maximal ratio combining 기법을 사용하여 신호 크기가 큰 경로에 대하여 가중치를 더 주어 결합하는 방법을 사용한다. 즉, 수신신호에 대하여 진폭 왜곡을 보상한 경우, 다중 경로 결합시 경로별 가중치를 다시 곱해주어야 하지만, 본 발명에서와 같이 참조값을 변형하면 경로별 신호의 크기를 그대로 유지한 채로 연판정을 하는 것이기 때문에 다중 경로 결합시 가중치를 다시 고려할 필요가 없다.

이하 본 발명에 따른 심볼 복조기 구성의 제1 내지 제4 실시예에 대하여 설명하기로 한다.

도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 심볼 복조기의 구성을 도시한 도면이다. 심볼 복조기의 구성을 도 4를 참조하여 보다 상세히 설명하면 하기와 같다.

상기 도 4를 참조하면, 왈시 역확산기 350에 의해 역확산된 N개의 심볼이 심볼 복조기 360으로 입력되면, 심볼 복조기 360은 채널 추정기 340으로부터 채널 추정신호를 입력받아 N개의 복소 심볼(complex symbol) 각각에 대하여 복수의 위상 보상기 15에 의한 위상 보상을 수행한다. 위상 보상은 채널 추정신호의 공액 복소수(conjugate)를 각각의 데이터 심볼들과 곱함으로써 이루어진다. 이와 같이 위상 보상된 N(W_packet의 개수)개의 데이터 심볼들은 심볼 멀티플렉서(Symbol Mux) 17로 입력되어 순차적으로 정렬된 뒤, 연판정값을 결정하기 위한 연판정값 계산기 19로 제공된다.

한편 채널 추정신호는 현재 수신 심볼의 진폭왜곡 성분을 추정하기 위하여 에너지 계산기(I² + Q²) 11로 입력되며, 에너지 계산기 11에서 계산된 에너지 값은 곱셈기 13에 의하여 상기 <수학식 10>과 같이 정의되는 채널 이득 C_g 및 QAM 심볼의 연판정을 위한 참조값 a와 곱해진 후, 연판정값 계산기 19로 입력된다. 연판정값 계산기 19는 위상 보상된 데이터 심볼과 상기 변형된 참조값(즉 진폭왜곡 추정값)을 입력받아서 연판정값을 계산하여 출력한다.

도 5는 본 발명의 제2 실시예에 따라 제안하는 심볼 복조기의 구성을 도시한 것이다. 도 4와 도 5의 차이점은 심볼 정렬을 수행하는 심볼 멀티플렉서 25의 위치이다. 도 4에서는 N 채널 심볼들에 대해 먼저 위상 보상을 수행한 후에 채널별 심 볼 정렬을 수행하는 구조이고, 도 5의 구조는 수신 데이터 심볼을 위상 보상하기 전에 채널별 심볼 정렬을 수행하는 것이다. 상기한 과정을 도 5를 참조하여 보다 상세히 설명하면 하기와 같다.

상기 도 5를 참조하면, N 채널 심볼들이 심볼 멀티플렉서 25로 입력되면 심볼 멀티플렉서 25는 N 채널 심볼들을 순서대로 정렬하여 출력하고, 위상 보상기 27에서는 N 개의 채널 심볼들에 대하여 동일한 채널 추정신호를 가지고 위상 보상을 수행하여 연판정값 계산기 29로 출력한다.

한편 채널 추정신호는 현재 수신 심볼의 진폭왜곡 성분을 추정하기 위하여 에너지 계산기(I² + Q²) 21로 입력되며, 에너지 계산기 21에서 계산된 에너지 값은 곱셈기 23에 의하여 상기 <수학식 10>과 같이 정의되는 채널 이득 C_g 및 QAM 심볼의 연판정을 위한 참조값 a와 곱해진 후, 연판정값 계산기 29로 입력된다. 연판정값 계산기 29는 상기 위상 보상된 데이터 심볼들과 상기 변형된 참조값(즉 진폭왜곡 추정값)을 이용하여 연판정값을 계산하여 출력한다.

본 발명에 따른 심볼 복조기 구성의 제3 및 제4 실시예는 다중경로 결합(multi-path combining)에 관계된다. 일반적으로 고차 변조된 신호들의 다중경로 결합은 크게 2가지로 나눌 수 있다. 다중경로 결합을 위한 한가지 방법은 각각의 다중경로 신호 성분들의 연판정값을 구한 후 각각의 연판정값들에 대하여 채널별로 가중치를 주어 결합하는 것으로서 본 발명의 제3 실시예로서 설명될 것이다. 다중경로 결합을 위한 다른 방법은 변조 심볼에 대해서 다중경로 결합을 먼저 수행하고 다중경로 결합된 심볼들에 대하여 연판정값을 결정하는 것으로서 본 발명의 제4 실시예로서 설명될 것이다.

도 6과 도 7은 본 발명의 제3 및 제4 실시예에 따라 제안하는 다중경로 결합(multi-path combining)의 일례를 각각 도시한 것이다. 여기서 도 6은 제3 실시예에 대한 다중경로 결합기의 구성을 도시한 도면이고, 도 7은 제4 실시예에 대한 다중경로 결합기의 구성을 도시한 도면이다.

먼저 상기 도 6을 참조하면, 도 4 또는 5와 같은 심볼 복조기가 다중경로 개수만큼 있으면 n 번째 다중경로 신호의 연판정값은 g_k,n·Λ_n(s_k,i)으로 정의할 수 있다. 여기서 g_k,n은 n 번째 다중경로 성분의 에너지 성분으로 정의할 수 있으며 이와 같은 심볼 복조기의 출력에 대하여 m 개의 다중경로 결합을 수행하면 하기의 <수학식 12>과 같은 결과를 얻을 수 있다.

상기 도 6의 동작을 보다 상세히 설명하면, 각각의 다중경로에 대하여, 심볼 멀티플렉서 35는 N 채널 심볼들을 순서대로 정렬하여 출력하며, 위상 보상기 37에서는 N 개의 채널 심볼들 각각에 대하여 동일한 채널 추정신호를 가지고 위상 보상을 수행하여 연판정값 계산기 39로 출력한다.

한편 채널 추정기 340에 의하여 구해진 채널 추정신호는 현재 수신 심볼의 진폭왜곡 성분을 추정하기 위하여 에너지 계산기(I² + Q²) 31로 입력되며, 에너지 계산기 31에서 계산된 에너지 값은 곱셈기 33에 의하여 상기 <수학식 10>과 같이 정의되는 채널 이득 C_g 및 QAM 심볼의 연판정을 위한 참조값 a와 곱해진 후, 연판정값 계산기 39로 입력된다. 연판정값 계산기 39는 위상 보상된 심볼들과 상기 변형된 참조값(즉 진폭왜곡 추정값)을 이용하여 연판정값을 계산하여 출력한다. 각각의 다중경로 성분에 대하여 계산된 연판정값들은 다중경로 결합기(∑) 365로 입력되며, 다중경로 결합기 365는 각 연판정값들에 해당하는 경로의 진폭왜곡 성분 g_k,n(여기서 n은 경로)를 곱한 후, 모두 결합하여 최종적으로 다중경로 결합된 연판정값을 출력한다.

다음으로 도 7을 참조하면, 변조 심볼 레벨에서 n 번째 다중경로의 신호 성분은 하기의 <수학식 13>와 같이 정의할 수 있다.

상기 <수학식 12>에 나타낸 바와 같은 다중경로 신호성분에 대하여 m 개의 다중경로 결합을 수행하면, 하기의 <수학식 14>과 같이 송신 심볼(I_k,Q_k)과 다중경로 결합된 진폭왜곡 성분(g_k(comb))과의 곱의 형태로 표현된다.

이상에서 설명한 바와 같이, 연판정값을 계산하기 위한 진폭왜곡 성분에 대하여 다중경로 결합을 수행함으로써 상술한 단일 경로의 연판정값 계산 알고리즘을 그대로 적용할 수 있다.

도 7의 동작을 보다 상세히 설명하면, 각각의 다중경로에 대하여, 위상 보상기 47은 채널 추정기 340 출력의 공액 복소수를 취하여 심볼 멀티플렉서 45의 출력과 곱한다. 결합기 48은 각 다중경로의 위상 보상기 47의 출력에 대하여 다중경로 결합을 수행하여 연판정값 계산기 49로 입력한다.

한편, 다중경로 환경에서의 진폭왜곡을 추정하기 위하여 채널 추정기 340의 출력에 대한 에너지 계산기 41의 출력에 대해서도 결합기 42에 의하여 다중경로 결합을 수행한 후 곱셈기 43에서 채널 이득 및 16-QAM의 연판정을 위한 참조값 a와 곱하여 연판정값 계산기 49로 입력한다. 연판정값 계산기 49는 결합기 48로부터 입력받은 데이터 심볼과 곱셈기 43으로부터 입력받은 변형된 참조값(즉 진폭왜곡 추정값)을 이용하여 최종적으로 다중경로 결합된 연판정값을 계산하여 출력한다.

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되지 않으며, 후술되는 특허 청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

이상에서 상세히 설명한 바와 같이 동작하는 본 발명에 있어서, 개시되는 발명중 대표적인 것에 의하여 얻어지는 효과를 간단히 설명하면 다음과 같다.

본 발명은, 고속 패킷 전송 이동통신 시스템의 수신 장치에 적용될 수 있으며 기존 CDMA 이동통신 시스템의 이동국 수신 장치를 최소한으로 변형하여 고속 패킷 전송 이동통신 시스템의 고차 변조 신호를 복조할 수 있다.

Claims

다중레벨 변조방식을 지원하는 이동통신 시스템의 복조방법에 있어서,

파일럿 채널 및 적어도 하나의 패킷 데이터 채널을 통해 수신된 신호를 해당 PN 코드를 가지고 PN 역확산하는 과정과,

상기 PN 역확산된 신호를 이용하여 파일럿 채널 신호를 추출하고 페이딩에 의한 상기 파일럿 채널 신호의 왜곡을 나타내는 채널 추정신호를 추정하는 과정과,

상기 PN 역확산된 신호를 해당 채널의 왈시 코드를 가지고 왈시 역확산하여 데이터 심볼들을 생성하는 과정과,

상기 채널 추정신호를 이용하여 상기 데이터 심볼들의 위상왜곡을 보상하며, 상기 채널 추정신호의 에너지 값에 연판정을 위해 미리 정해지는 참조값 및 소정의 채널 이득을 곱함으로써 상기 위상 보상으로 인해 발생하는 진폭왜곡 추정값을 추정하고, 상기 위상 보상된 데이터 심볼과 상기 진폭왜곡 추정값을 이용하여 연판정값을 계산하는 과정과,

상기 연판정값을 프레임 단위로 수집하여 블럭 디-인터리빙하는 과정과,

상기 블럭 디-인터리빙된 신호를 복호화하여 원래의 패킷 데이터를 복원하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
제 1 항에 있어서, 다중경로 결합 수신 구조에 있어서 각각의 다중경로에 대 하여 계산된 상기 연판정값들에 경로별 가중치들을 각각 곱한 후 상기 곱한 결과를 다중경로 결합함으로써 다중경로 결합된 연판정값을 계산하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
제 1 항에 있어서, 다중경로 결합 수신 구조에 있어서, 다중경로 결합된 상기 채널 추정신호의 에너지 값에 상기 참조값 및 상기 채널 이득을 곱함으로써 다중경로 결합된 진폭왜곡 추정값을 추정하고, 다중경로 결합된 상기 위상 보상된 데이터 심볼과 상기 다중경로 결합된 진폭왜곡 추정값을 이용하여 다중경로 결합된 연판정값을 계산하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 방법.
다중레벨 변조방식을 지원하는 이동통신 시스템의 복조장치에 있어서,

수신 신호를 해당 PN 코드를 가지고 PN 역확산한 신호를 이용하여 파일럿 채널 신호를 추출하고 페이딩에 의한 상기 파일럿 채널 신호의 왜곡을 나타내는 채널 추정신호를 구하는 채널 추정기와,

상기 PN 역확산된 신호를 해당 채널의 왈시 코드를 가지고 왈시 역확산하여 생성된 데이터 심볼들을 입력받아 공액 복소수화된 상기 채널 추정신호를 곱함으로써 상기 데이터 심볼들의 위상왜곡을 보상하는 복수의 위상 보상기와,

상기 위상 보상된 데이터 심볼들을 채널별로 정렬하는 심볼 멀티플렉서와,

상기 채널 추정신호의 에너지 값을 계산하는 에너지 계산기와,

연판정을 위해 미리 정해지는 참조값에 상기 계산된 에너지 값과 소정의 채널 이득을 곱하여 진폭왜곡 추정 값을 계산하는 곱셈기와,

상기 심볼 멀티플렉서의 출력과 상기 진폭왜곡 추정값을 입력받아 상기 연판정값을 계산하는 연판정값 계산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 장치.
다중레벨 변조방식을 지원하는 이동통신 시스템의 복조장치에 있어서,

수신 신호를 해당 PN 코드를 가지고 PN 역확산한 신호를 이용하여 파일럿 채널 신호를 추출하고 페이딩에 의한 상기 파일럿 채널 신호의 왜곡을 나타내는 채널 추정신호를 구하는 채널 추정기와,

상기 PN 역확산된 신호를 해당 채널의 왈시 코드를 가지고 왈시 역확산하여 생성된 데이터 심볼들을 입력받아 채널별로 정렬하는 심볼 멀티플렉서와,

상기 심볼 멀티플렉서의 출력에 공액 복소수화된 상기 채널 추정신호를 곱함으로써 상기 데이터 심볼들의 위상왜곡을 보상하는 위상 보상기와,

상기 채널 추정신호의 에너지 값을 계산하는 에너지 계산기와,

연판정을 위해 미리 정해지는 참조값에 상기 계산된 에너지 값과 소정의 채널 이득을 곱하여 진폭왜곡 추정 값을 계산하는 곱셈기와,

상기 위상 보상기의 출력과 상기 진폭왜곡 추정 값을 입력받아 상기 연판정값을 계산하는 연판정값 계산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 장치.
다중레벨 변조방식을 지원하는 이동통신 시스템의 복조장치에 있어서,

각각의 다중경로에 대응하여, 수신 신호를 해당 PN 코드를 가지고 PN 역확산한 신호를 이용하여 파일럿 채널 신호를 추출하고 페이딩에 의한 상기 파일럿 채널 신호의 왜곡을 나타내는 채널 추정신호를 구하는 복수의 채널 추정기와,

각각의 다중경로에 대응하여, 상기 PN 역확산된 신호를 해당 채널의 왈시 코드를 가지고 왈시 역확산하여 생성된 데이터 심볼들을 입력받아 채널별로 정렬하는 복수의 심볼 멀티플렉서와,

각각의 다중경로에 대응하여, 상기 심볼 멀티플렉서의 출력에 공액 복소수화된 상기 채널 추정신호를 곱함으로써 상기 데이터 심볼들의 위상왜곡을 보상하는 복수의 위상 보상기와,

각각의 다중경로에 대응하여, 상기 채널 추정신호의 에너지 값을 계산하는 복수의 에너지 계산기와,

각각의 다중경로에 대응하여, 연판정을 위해 미리 정해지는 참조값에 상기 계산된 에너지 값과 소정의 채널 이득을 곱하여 진폭왜곡 추정 값을 계산하는 복수의 곱셈기와,

각각의 다중경로에 대응하여, 상기 위상 보상기의 출력과 상기 진폭왜곡 추정 값을 입력받아 상기 연판정값을 계산하는 복수의 연판정값 계산기와,

상기 복수의 연판정값 계산기의 출력을 다중경로 결합하여 최종 연판정값을 출력하는 결합기를 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 장치.
다중레벨 변조방식을 지원하는 이동통신 시스템의 복조장치에 있어서,

각각의 다중경로에 대응하여, 수신 신호를 해당 PN 코드를 가지고 PN 역확산한 신호를 이용하여 파일럿 채널 신호를 추출하고 페이딩에 의한 상기 파일럿 채널 신호의 왜곡을 나타내는 채널 추정신호를 구하는 복수의 채널 추정기와,

각각의 다중경로에 대응하여, 상기 PN 역확산된 신호를 해당 채널의 왈시 코드를 가지고 왈시 역확산하여 생성된 데이터 심볼들을 입력받아 채널별로 정렬하는 복수의 심볼 멀티플렉서와,

각각의 다중경로에 대응하여, 상기 심볼 멀티플렉서의 출력에 공액 복소수화된 상기 채널 추정신호를 곱함으로써 상기 데이터 심볼들의 위상왜곡을 보상하는 복수의 위상 보상기와,

상기 복수의 위상 보상기의 출력을 다중경로 결합하는 제1 결합기와,

각각의 다중경로에 대응하여, 상기 채널 추정신호의 에너지 값을 계산하는 복수의 에너지 계산기와,

상기 복수의 에너지 계산기의 출력을 다중경로 결합하는 제2 결합기와,

각각의 다중경로에 대응하여, 연판정을 위해 미리 정해지는 참조값에 상기 제2 결합기의 출력과 소정의 채널 이득을 곱하여 진폭왜곡 추정 값을 계산하는 곱셈기와,

각각의 다중경로에 대응하여, 상기 제1 결합기의 출력과 상기 진폭왜곡 추정 값을 입력받아 상기 연판정값을 계산하는 연판정값 계산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 상기 장치.