CN1429426A - 具有双模合成器的射频处理设备 - Google Patents

Abstract

一种射频处理设备，包括：有压控振荡器的本振合成器电路，压控振荡器产生振荡信号f1。N分频电路接收振荡信号f1并分割该信号以产生f1/N振荡信号。双模合成器连接到N分频电路并产生正交模信号f1/N。接收机电路和发射机电路有效连接到本振合成器电路。每个接收机电路和发射机电路至少有两个混频器电路，用于混频和分别下变换/上变换中间射频信号。

Description

具有双模合成器的射频处理设备

本发明涉及射频处理，具体涉及具有锁相环电路的射频处理。

在工业中使用无线导电装置变得非常普通。例如，蜂窝式网络盛行于整个世界。此外，无线局域网在某些地区变得越来越普遍。这些无线应用中多数使用的频率是在不需要从联邦通信委员会获得地方特许的波段。这种波段的一个例子是在2.4GHz附近，它是FCC建立的特许应用空间。

一种无线应用空间是无线电缆置换。例如，无线电缆置换允许计算机键盘连接到计算机而不使用实际连线。红外应用中也有类似的情况，它不使用射频而使用光波。

然而，利用小的单片电路工作在较高的千兆赫频率是很困难的。较高的频率通常要求单独的芯片和电路。理想的情况是，如果大多数收发信机射频处理器可以利用单片制成，且可以使用少量的部件完成简单的设计。这种情况对于在这种***中进行中频处理处理是很有利的。

本发明包括一种射频处理设备，该设备包括：有压控振荡器的本振合成器电路，压控振荡器产生振荡信号f1；N分频电路，用于接收振荡信号f1和分割该信号以产生f1/N振荡信号；连接到所述N分频电路的双模合成器(dual modulus synthesizer)，用于产生正交模信号f1/N；和有效连接到所述本振合成器电路的接收机电路和发射机电路，每一个至少有两个混频器电路，用于混频和分别下变换/上变换中间射频信号，其中所述本振合成器给每个所述混频器电路提供本机振荡。

本发明还包括一种射频处理设备，该设备包括：有压控振荡器的本振合成器电路，压控振荡器产生振荡信号f1；N分频电路，用于接收振荡信号f1和分割该信号以产生f1/N振荡信号；和连接到所述N分频电路的双模合成器，用于产生正交模信号f1/N；有效连接到本振合成器电路并有接收混频器的接收机电路，接收混频器接收射频信号和振荡信号f1；连接到接收混频器的正交函数图像抑制混频电路，其中所述正交函数图像抑制混频电路接收正交模信号f1/N和f1/N振荡信号，用于下变换接收的射频信号成用于解调的中频；连接到所述本振合成器电路并有外差式混频器电路和发射混频器的发射机电路，发射混频器连接到所述外差式混频器电路，其中所述发射混频器接收所述振荡信号f1，而所述外差式混频器电路接收所述f1/4振荡信号，用于上变换第一和第二中间射频信号成发射射频信号；有效连接到所述接收机电路和发射机电路的调制器/解调器锁相环电路，用于解调从所述接收机电路接收的信号和调制所述发射机电路处理的信号；和发射/接收转换开关，用于发射功能与接收功能之间的转换。

方便的是，射频处理设备包括：有压控振荡器的本振合成器电路，压控振荡器产生振荡信号f1。N分频电路接收振荡信号f1和分割该信号以产生f1/N振荡信号。双模合成器连接到N分频电路并产生正交模信号f1/N。接收机电路和发射机电路有效连接到本振合成器电路。每个接收机电路和发射机电路至少有两个混频器电路，用于混频和分别下变换/上变换中间射频信号。本振合成器给每个混频器电路提供本机振荡。

在本发明的另一方面，接收机电路包括：接收振荡信号f1的第一混频器。接收机电路还包括：接收f1/N振荡信号和正交模信号f1/N的第二正交函数图像抑制混频器电路。外差式混频器电路接收f1/N振荡信号。接收机电路还包括：从本振合成器接收振荡信号的混频器。

现在，借助于举例并参照附图描述本发明，其中

图1是本发明设备作为射频处理器的基本部件的高级方框图。

图2是图1所示设备的详细方框图。

图3是另一个实施例中图1的设备，它表示变型跳频本振合成器和第二接收混频器电路。

本发明的设备是一种射频处理器和用在射频收发信机中。它产生2.4GHz ISM波段中跳频扩展频谱(FHSS)频移键控(GFSK)调制信号，并接收和解调相同2.4GHz ISM波段内的跳频扩展频谱GFSK调制信号。本发明的一个有益方面，跳频本机振荡器是每个发射机电路和接收机电路中两个各自混频电路所共同的。大部分的发射机和接收机部件是利用单片方式制成在一个芯片上，包括发射机调制器和接收机调制器电路的主要部分。一个芯片外压控振荡器(VCO)有双重转换，其中第一和第二线性振荡器之间是被因子“N”谐波相关。另一些压控振荡器用于形成各自的第一中频和第二中频(f2和f3)，但是，这些压控振荡器工作的频率范围可以利用单片技术在低频下实现，因此，这些压控振荡器不是太复杂。

在发射机电路中，频率变换发生在第二中频(f3)与第一中频(f2)之间，与倍频对比，它可以避免过量的相位噪声放大。接收机中的另一个约束是要求提供足够低的第一中频(f2)，可以实现图像抑制混频技术。调制和解调频移键控(FSK)信号的***方法有几个理想的特征，包括芯片外跳频VCO，它用于发射机电路和接收机电路，便于实现双变换过程。它还给第一和第二频率变换提供一个基准信号。发射机频率变换，即，从第二中频(f3)到第一中频(f2)的上变换，以避免与倍频相关的相位噪声倍增。第一中频(f2)是足够低以减小复杂性。从第一中频(f2)到下变换第二中频(f3)的接收机图像抑制混频器技术避免了第二中频图像响应。

第二中频(f3)也是足够地低，便于利用相同的锁相环(PLL)进行准确的FSK/GFSK四电平调制和解调。第一中频(f2)也是足够地高，可以在接收机和发射机中提供良好的第一中频图像抑制，用于简单的射频前置滤波，而仍然具有上述的优点。

现在参照图1，它表示2.45GHz ISM波段中通信收发信机所用射频处理器10的高级部件的基本方框图。虽然选取的频率最后工作在2.45GHz ISM波段，但是所描述的频率仅仅代表一种类型选取的最后频率，在该频率下可以使用射频处理器。然而，以下的描述适合于ISM波段中较高的2.45GHz频率区。

在本发明中，有称之为第一发射混频器12和第二发射混频器14的两个发射混频器，以及第一接收混频器16和第二接收图像抑制混频器电路18，在现有技术中，它要求两个本地振荡器，一个本地振荡器用于第一发射和接收混频器，第二个本地振荡器是用于第二发射和接收混频器。

在图1和图2所示本发明的射频处理器10中，只有一个称之为跳频本振合成器20的振荡器，它产生频率f1的振荡信号给第一混频器，并进入分频器22电路和第二混频器。在本发明基本部件的描述之后是简要介绍本发明所用的数学。

发射比特的产生是借助于发射机发生器30，并传送给调制器/解调器锁相环电路32。信号输入到发射机频率变换环路34，然后进入第一发射混频器12。跳频本振合成器20中产生振荡信号，它产生的信号通过N分频电路38，进入发射机频率变换环路34和第一发射混频器12，在其中混频形成第一中频f2信号。这个信号在第二发射混频器14中混频，第二发射混频器14从跳频本振合成器20接收振荡信号而不传输通过N分频电路22。它经高通滤波器40输出ISM波段频率F0，F0是f1-f2的图像。高通滤波器40中有截止频率F0。然后，该信号以所需的频率传输到发射/接收转换开关42。

在接收机电路侧，调制的射频信号，即，本发明一个特征的跳频信号，进入到发射/接收转换开关42，开关42已转换到接收机电路侧。该信号进入从跳频本振合成器20接收振荡信号f1的第一接收混频器16。中频f2信号输出到低通滤波器44。在第二接收机图像抑制混频器电路18内，该电路有以下解释的正弦/余弦信号波分量正交混频电路，产生的第二中频f3信号进入到发射/接收转换开关46，并传输该信号到调制器/解调器锁相环电路32，其中接收比特传输通过和向前传送。

除了较高的频率之外，跳频本振合成器20，可以利用单片方式制成其工作频率范围内的所有部件。

为了便于描述，现在参照图2所示一个优选实施例描述图1所示方框部件中选取的部件。

如图2所示，发射/接收转换开关46可以在发射基准信号与从第二接收机混频器18接收的第二中频f3之间进行转换。调制器/解调器锁相环电路32包括：GFSK低通滤波器50，它从发射机比特发生器30接收产生的发射比特。这些比特从低通滤波器50传输通过处在发射开关模式的锁相环发射/接收转换开关52。该信号传输到调制解调锁相环加法电路54，加法电路54已从环路滤波器56和相位检测器58接收到信号。这个环路包括：环回到相位检测器58的压控振荡器60。环路滤波器56有可以工作在1.5MHz的接收机和可以工作在10kHz的发射机。如上所述，接收机比特在接收机的连接点62传送出，接收机的连接点62是在环路滤波器56与调制解调锁相环加法电路54之间。

在发射机电路侧，第二中频f3信号传输到发射机频率变换环路34，最初进入相位检测器64和带宽为约1.5MHz的环路滤波器66，再进入压控振荡器68。在本发明的一个方面，压控振荡器68约在280MHz。这个电路环路包括：第一发射混频器12和截止频率f_C约为20MHz的低通滤波器70。第一发射混频器12从跳频本振合成器20通过N分频电路38接收本振信号。产生和上变换的第一中频f2信号进入已从跳频本振合成器20接收到本振信号的第二发射混频器，该信号没有传输通过N分频电路22。形成的上变换射频信号作为所需的调制射频信号传输到高通滤波器40，并通过处在发射模式下的发射/接收转换开关42。

跳频本振合成器20包括：接收频率为ΔF0/(1+1/N)的基准信号的相位检测器72，带宽B约为50kHz的环路滤波器74，频率为f1的芯片外压控振荡器76，和环路中的M分频器电路78。

第二接收机图像抑制混频器电路包括：正交混频电路18a；还包括：具有各自正交相移的正弦混频器电路82和余弦混频器电路84的信号分割器电路80，这两个电路可以与0/-90°相移电路86结合工作。余弦混频器和正弦混频器馈入各自的+45移相器电路88和-45移相器电路90，并传输信号到加法电路92和中心频率F_C＝f3的中频带通滤波器94，在这个例子中，约为1MHz的带宽足以传输调制信号。

芯片外振荡器VCO 76嵌入在相对窄的环路中并要求良好的相位噪声。由于具有较高的频率，它通常是制成在芯片外。单片VCO 60要求5％的准确性，若需要，则还包含芯片外的RC网络。压控振荡器68是嵌入在宽锁相环电路中的单片振荡器，它容许较差的相位噪声，因为它工作在外差方式且不是倍频器。它仍然是频率调制的，且剩余噪声不被放大。环路滤波器66通过合适的瞬时频率驱动VCO 68，在环路内形成误差信号。本领域专业人员知道，第二发射混频器14产生的实际频率是在所需ISM波段中80-100频率之一。这些频率可以在它们的波段中步进，其步长为1MHz。

在接收工作模式下，信号从低通滤波器44中传输，它的截止频率F_C在f2频率时约为287MHz。第二接收混频器在图像抑制下变换过程中的作用是下变换调制的射频信号，从287MHz下变换到约16MHz。

图2中的各个频率范围和N分频数可以表示成如下：

F0＝f3+f1*(1+1/N)

Δf1＝ΔF0/(1+1/N)

N＝(F0-f2)/(f2-f3)

f2＝(f3+F0/N)/(1+1/N)

f1＝F0-f2

基于图3中的例子：

N＝4，F0＝2.45GHz，ΔF0＝1MHz，

f3＝16.0MHz

于是，

f2＝502.8MHz，f1＝1.9472GHz，

Δf1＝800kHz(合成器基准)

大致支持图1和图2所示实施例的基本数学如下所示。

BTC∈BTC{0，1，...93}(BTC蓝牙信道)

F0＝BTC*1MHz+2.402GHz，其中F0是“2.402-2.495波段”内的频率(美国和日本RF信道的合并)

接收机调谐频率：F0_receiver＝f3+f1/N+f1＝f1(1+1/N)+f3

发射机调谐频率：F0_transmitter＝f1+f2，其中f2＝f3+f1/N

所以，F0_transmitter＝f1(1+1/N)+f3

结论：F0_receiver＝F0_transmitter＝F0

这个结论公式意味着，在给定f1，f3和N的条件下，RX和TX都调谐到相同的频率。

有用的关系式：

合成器步长(基准频率)：dF0＝f3+(f1+df1)(1+1/N)-f3-f1(1+1/N)＝df1(1+1/N)

因此，df1＝dF0/(1+1/N)-步长-

给定N值下的f2值：f2＝f3+f1/N＝f3+(F0-f2)/N，

求解得到，f2＝{N*f3+F0}/{1+N}

给定f2频率下的N值：N＝{F0-f2}/{f2-f3}

图像频率：f1-f2

IF频率：f2

合成器频率选择公式：

f1＝M*(dF0)/(1+1/N)

M＝2402+BTC-f3(单位MHz)

形成跳频本振合成器的双变换合成器与N分频操作保持特定的射频步长。典型可编程频率合成器的基准等于输出步长ΔF0。N分频的双变换把基准频率改变成ΔF0/(1+1/N)。然而，Tx的上变换和Rx的下变换中的步长仍然是ΔF0。展示这个事实的基本数学是：

f1 VCO输出：ΔF0/(1+1/N)

N分频器输出：ΔF0/((1+1/N)*N)

双变换求和以上的频率步长。这些部分步长之和表示成如下：

ΔF0/(1+1/N)+ΔF0/((1+1/N)*N)

ΔF0*N/((1+1/N)*N)+ΔF0/((1+1/N)*N)

(ΔF0*N+ΔF0)/((1+1/N)*N)

ΔF0*(N+1)/(N+1)

ΔF0

以上的数学步骤表示N分频器的双变换，它保持上变换和下变换中的步长。双变换可以与其他的操作进行组合(例如，乘以N)。

图3表示一个例子，与图1和图2所示相同的元件用相同的参考数字表示。

跳频本振合成器有双模合成器电路100，它包括：-90相移电路102，f1 VCO 76，和N分频电路104，其中N分频是4分频，即，N＝4。双模合成器中馈入已被20分频电路106分频的发射基准信号，它可以有800kHz的步长。

第二接收机混频器电路18包括：正弦混频器82和余弦混频器84，其中余弦混频器84从双模合成器100接收信号，更具体地说，+45相移电路88和-45相移电路90从余弦混频器84和正弦混频器82接收信号，然后进入加法电路92，再进入带通滤波器94，如以上所描述的。16MHz基准信号是由基准信号发生器产生的。以下表示图3中所示射频处理器电路的各种统计结果。

F0＝f3+f1*(1+1/N)

ΔF1＝ΔF/(1+1/N)

N＝(F0-f2)/(f2-f3)

f2＝(f3+F0/N)/(1+1/N)

f1＝F0-f2

例子：(BTC＝48)

F0＝2.45GHz，dF0＝1MHz，

f3＝16.5MHz

于是，

f2＝502.8MHz，f1＝1.9472GHz，

df1＝800kHz(基准)

一种射频处理设备，包括：有压控振荡器的本振合成器电路，压控振荡器产生振荡信号f1。N分频电路接收振荡信号f1并分割该信号以产生f1/N振荡信号。双模合成器连接到N分频电路并产生正交模信号f1/N。接收机电路和发射机电路有效连接到本振合成器电路。每个接收机电路和发射机电路至少有两个混频器电路，用于混频和分别下变换/上变换中间射频信号。

Claims (7)

1.一种射频处理设备，包括：有压控振荡器的本振合成器电路，压控振荡器产生振荡信号f1；N分频电路，用于接收振荡信号f1和分割该信号以产生f1/N振荡信号；连接到所述N分频电路的双模合成器，用于产生正交模信号f1/N；和有效连接到所述本振合成器电路的接收机电路和发射机电路，每一个至少有两个混频器电路，用于混频和分别下变换/上变换中间射频信号，其中所述本振合成器给每个所述混频器电路提供本机振荡。

2.按照权利要求1的设备，其中所述接收机电路包括：接收振荡信号f1的第一混频器，所述接收机电路还包括：第二接收正交函数图像抑制混频器电路，用于接收所述f1/N振荡信号和所述正交模信号f1/N。

3.按照权利要求1的设备，其中所述发射机电路包括：接收所述f1/N振荡信号的外差式混频器电路，所述接收机电路还包括：从所述本振合成器接收所述振荡信号f1的混频器。

4.一种射频处理设备，包括：有压控振荡器的本振合成器电路，压控振荡器产生振荡信号f1；N分频电路，用于接收振荡信号f1和分割该信号以产生f1/N振荡信号；连接到所述N分频电路的双模合成器，用于产生正交模信号f1/N；有效连接到本振合成器电路并有接收混频器的接收机电路，接收混频器接收射频信号和振荡信号f1；连接到接收混频器的正交函数图像抑制混频电路，其中所述正交函数图像抑制混频电路接收正交模信号f1/N和f1/N振荡信号，用于下变换接收的射频信号成用于解调的中频；连接到所述本振合成器电路并有外差式混频器电路和发射混频器的发射机电路，发射混频器连接到所述外差式混频器电路，其中所述发射混频器接收所述振荡信号f1，而所述外差式混频器电路接收所述f1/4振荡信号，用于上变换第一和第二中间射频信号成发射射频信号；有效连接到所述接收机电路和发射机电路的调制器/解调器锁相环电路，用于解调从所述接收机电路接收的信号和调制所述发射机电路处理的信号；和发射功能与接收功能之间转换的发射/接收转换开关。

5.按照权利要求4的设备，其中所述正交函数图像抑制混频电路包括：正弦和余弦混频器部件；有效连接到所述正弦和余弦混频器部件的+45和-45移相器；和从所述+45和-45移相器接收信号的加法电路，所述接收机电路，发射机电路和调制器/解调器锁相环电路是利用单片电路制成的；以及还包括：有效耦合到本振合成器的基准信号发生器。

6.按照权利要求4的设备，其中所述调制器/解调器锁相环电路包括：相位检测器；压控振荡器；和有效耦合到所述相位检测器和所述压控振荡器的加法电路，所述锁相环电路包括：发射/接收转换开关，用于发射功能与接收功能之间的转换，发射功能接收加法电路内的发射数据，而接收功能不接收发射数据，其中高通滤波器有效连接到所述发射混频器，而所述发射射频信号包括FSK调制信号。

7.一种射频处理设备，包括：有压控振荡器的本振合成器电路，压控振荡器产生振荡信号f1；N分频电路，用于接收振荡信号f1并分割该信号以产生f1/N振荡信号；连接到所述N分频电路的双模合成器，用于产生正交模信号f1/N；有效连接到本振合成器电路并有混频器电路的接收机电路，混频器电路接收射频信号，振荡信号f1，正交模信号f1/N和f1/N振荡信号，用于下变换接收的射频信号成用于解调的中频；连接到所述本振合成器电路并有混频器电路的发射机电路，混频器电路连接到所述本振合成器电路，用于接收所述振荡信号f1和所述f1/N振荡信号并上变换第一和第二中频的射频信号成发射射频信号；有效连接到所述接收机电路和发射机电路的调制器/解调器锁相环电路，用于解调从所述接收机电路接收的信号和调制所述发射机电路处理的信号；发射功能与接收功能之间转换的发射/接收转换开关；和有效连接到所述本振合成器电路和所述调制器/解调器锁相环电路的基准信号发生器，用于产生相同的基准信号给发射模式下的所述本振合成器电路和本振合成器电路。

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