CN1374727B - 保护继电装置 - Google Patents

Abstract

一种保护继电装置，判定电力***的事故点是否存在于规定范围内，具有：滤波器部件1、2，向具有规定传递函数的数字滤波器中输入电力***的电压、电流的采样数据，输出第一电压数据和第一电流数据以及与第一电压数据和第一电流数据分别正交的第二电压数据和第二电流数据；计算部件3、5、7、9，根据第1时刻时的所述第一电压数据、第一电流数据、第二电压数据、第二电流数据和与第一时刻不同的第二时刻时的第一电压数据、第一电流数据、第二电压数据、第二电流数据来计算规定的测量值；和操作判定部件，根据计算部件得到的所述规定的测量值来进行操作判定。本发明即使在电力***的事故电压、电流中产生高频成分，也可不受影响，可提高可靠性。

Description

保护继电装置

相关申请的参照引用

本申请基于并主张2001年3月2日提交的在先日本专利申请2001-057948优先权的权益，此处参照引入其全部内容。

技术领域

本发明涉及减轻因电力***事故的事故电流的失真成分产生的影响的保护继电装置。

背景技术

一般，为了监视电力***而使用保护继电装置。因此，保护继电装置中的主要技术问题为减轻包含于从***输入的信号中的、在***事故时发生的事故电流、事故电压的高频分量的影响。

特别是，近年来，为了增大地下电缆输电线、相位调节电容器等设备表的***充电容量分量，倾向于降低产生的高频波的次数。

因此，在从前利用的衰减数字滤波器的高频成分的方法中，有必要在确保期望的衰减量的同时延长滤波器的延迟时间，推迟继电器的操作时间。

其中，即使包含有高频波，也可采用在原理上不受高频波影响的近似方式。

参照图1来说明这种近似方式的一个实例。在图1的输电线中，设事故点F以前的输电线阻抗常数为电阻R，阻抗L的情况下，保护继电装置的设置点A的电压电流分别为v、i。此时，输电线2的微分方程式在事故点F的电压设为零时，可由式(1)来表示。

V＝R·I+L·(di/dt)…(1)

通过近似计算式(1)的微分项(di/dt)，即使不用滤波器去除高频波，也可提高检测精度。下面表示实际中适用的数字计算的具体方法的一个实例。

v_m+v_m-1＝R·(i_m+i_m-1)+L·(i_m-i_m-1)

v_m-1+v_m-2＝R·(i_m-1+i_m-2)+L·(i_m-1-i_m-2)…(2)

由式(2)计算电抗值X(＝ω₀·L)，电感为式(3)所示。

$L_m=X_m/{\mathrm{\ω}}_o=$

$\frac{(v_m+v_{m-1})\·(i_{m-1}+i_{m-2})-(v_{m-1}+v_{m-2})\·(i_m+i_{m-1})}{(i_m-i_{m-1})\·(i_{m-1}+i_{m-2})-(i_{m-1}-i_{m-2})\·(i_m+i_{m-1})}\mathrm{\Λ}---\left(3\right)$

另外，L_m/L(真值)在式(5)和式(6)的条件下如式(4)所示，X_m/X(真值)的频率特性如图2的虚线曲线所示。

Lm/L(真值)＝tan(ω₀T/2)/tan(ωT/2)…(4)

其中，式i_m＝Isin(ωt_m)、v_m＝Vsin(ωt+θ)

i_m-i_m-1＝2Isin(ωT/2)cos(ωt_m-ωT/2)…(5)

v_m+v_m-1＝2Vcos(ωt/2)sin(ωt_m-ωT/2+θ)…(6)

因此，X_m/X(真值)的频率特性如图2的虚线曲线所示。

在图2中，横轴为频率(次数)，纵轴为***电量的基本频率为50Hz时的电抗测量值。另外，在图2中，虚线曲线表示600Hz下采样的情况，实线表示4800Hz下采样的情况。

如图2所示，由于频率偏离基波，L_m/L(真值)的值比1小。从图2可知，如果将(ωT/2)的值抑制得很小(即，使采样周期变小)，则该值(L_m/L)在基波的2-3倍附近约为1。

实际上，用图2的实线来表示采样周期为8倍时的频率特性。定性上，微分项的近似量(i_m-i_m-1)和被微分量(v_m+v_m-1)之间的关系如式(7)和式(8)所示。因此，若提高采样频率(减小周期)，则可提高微分项的近似精度。

Sin(ωT/2)＝ωT/2、cos(ωT/2)＝1

i_m-i_m-1＝2I·sin(ωT/2)·cos(ωt_m-ωT/2)＝2I·ωT/2·cos(ωt_m-ωT/2)…(7)

v_m+v_m-1＝2V·cos(ωT/2)·sin(ωt_m-ωT/2+θ)＝2V·sin(ωt_m-ωT/2+θ)…(8)

但是，式(7)的值为相对于振幅值I而言非常小的值。因此，包含于采样数据(i_m、i_m-1)中的噪音(A/D转换时产生的量子化误差、模拟电路中产生的白噪音)的相对值变大，存在难以实用化的问题。

例如，在采样周期T＝1/4800sec、ω₀＝2π·50Hz时，式(9)右边的第二项ε(ω₀T/2)的误差放大至约30倍。在式(9)中，ε为噪音误差。

(i_m-i_m-1)/(ω₀T/2)＝2I·(ω/ω₀)·cos(ωt_m-ωT/2)+ε/(ω₀T/2)…(9)

发明内容

本发明的目的在于提供一种改良后的保护继电装置。

根据本发明第一方面的保护继电装置，判定电力***的事故点是否存在于规定范围内，具有：

滤波器部件，具备：第一滤波器部件，向传递函数为(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)·(1+kz^-1+z^-2)的数字滤波器输入第一时刻t_m的采样数据v_m、i_m，输出第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm，z表示z变换运算符；第二滤波器部件，向传递函数为(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)·(1-z^-2)的数字滤波器中输入所述第一时刻t_m时的所述采样数据v_m、i_m，输出与所述第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm正交的第二电压数据v_jm和第二电流数据i_jm；

计算部件，使用所述第一时刻t_m的所述第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm、第二电压数据v_jm、第二电流数据i_jm和第二时刻t_m-p的所述第一电压数据v_sm-p、第一电流数据i_sm-p、第二电压数据v_jm-p、第二电流数据i_jm-p，根据

$X_m=\frac{-v_{\mathrm{sm}}\·i_{\mathrm{sm}-p}+i_{\mathrm{sm}}\·v_{\mathrm{sm}-p}}{-i_{\mathrm{jm}}\·i_{\mathrm{sm}-p}+i_{\mathrm{jm}-p}\·i_{\mathrm{sm}}}$

计算电抗值X_m；

操作判定部件，具有操作判定部，该操作判定部根据所述电抗值X_m来进行操作判定。

根据本发明的第二方面的保护继电装置，判定电力***的事故点是否存在于规定范围内，其特征在于，具有：

滤波器部件，具备：第一滤波器部件，向传递函数为(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)·(1+kz^-1+z^-2)的数字滤波器中输入第一时刻t_m的采样数据v_m、i_m，输出第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm，z表示z变换运算符；第二滤波器部件，向传递函数为(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)·(1-z^-2)的数字滤波器中输入所述第一时刻t_m的所述采样数据v_m、i_m，输出与所述第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm正交的第二电压数据v_jm和第二电流数据i_jm；

计算部件，使用从所述第一滤波器部件和第二滤波器部件得到的所述第一时刻和第二时刻t_m、t_m-p的所述第一和第二电压数据v_sm、v_jm、v_sm-p、v_jm-p及所述第一和第二电流数据i_sm、i_jm、i_sm-p、i_jm-p，根据

$R_m=\frac{-i_{\mathrm{jm}}\·v_{\mathrm{sm}-p}+v_{\mathrm{sm}}\·i_{\mathrm{jm}-p}}{-i_{\mathrm{jm}}\·i_{\mathrm{sm}-p}+i_{\mathrm{jm}-p}\·i_{\mathrm{sm}}}$

计算欧姆值R_m；

操作判定部件，根据来自所述计算部件的欧姆值R_m来进行操作判定。

根据本发明的第三方面的保护继电装置，判定电力***的事故点是否存在于规定范围内，其特征在于，具有：

滤波器部件，具备：第一滤波器部件，向传递函数为(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)·(1+kz^-1+z^-2)的数字滤波器输入第一时刻t_m的采样数据v_m、i_m，输出第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm，z表示z变换运算符；第二滤波器部件，向传递函数为(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)·(1-z^-2)的数字滤波器中输入所述第一时刻t_m时的所述采样数据v_m、i_m，输出与所述第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm正交的第二电压数据v_jm和第二电流数据i_jm；

极性电压值计算部件，输入所述第一和第二电压数据及第一和第二电流数据，计算与所述第一电压数据正交的第三电压；和

操作判定部件，根据所述第三电压来进行操作判定。

根据本发明的第四方面的保护继电装置，判定电力***的事故点是否存在于规定范围内，其特征在于，具有：

第一滤波器部件，向具有规定传递函数(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)·(1+kz^-1+z^-2)的数字滤波器中输入电力***的电压v、电流i的采样数据v_m、i_m，输出电压数据v_sm、电流数据i_sm，z表示z变换运算符；

第二滤波器部件，向具有规定传递函数(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)·(1-z^-2)的数字滤波器中输入所述采样数据v_m、i_m，输出与所述电压数据v_sm、电流数据i_sm正交的电压数据v_jm、电流数据i_jm；

充电电流补偿量计算部件，根据时刻t_m的所述电流数据i_sm、所述电压数据v_sm和调节值Cs，计算由i_sm-Cs·v_jm定义的电量；

发送接受部件，向对方电站发送该充电电流补偿量计算部件的输出，当将该对方电站的电量作为B时，接收该对方电站中由(i_sm-Cs·v_jm)B定义的电量；和

操作判定部件，根据来自所述充电电流补偿量计算部件和发送接受部件的输出，根据下式进行操作判定，

||(i_sm-Cs·v_jm)+(i_sm-Cs·v_jm)B||≥

ka·{||(i_sm-Cs·v_jm)||+||(i_sm-Cs·v_jm)B||}+kb

||a_m||：表示与时刻t_m的交流电量a的振幅成正比的量

ka：比例抑制系数

kb：最小灵敏度电流。

附图说明

图1是作为本发明对象的电力***图。

图2是表示作为本发明对象的电抗测量值的频率特性的图。

图3是表示作为本发明对象的数字滤波器结构的电抗测量值的频率特性图。

图4是本发明实施例1的保护继电装置的框图。

图5是表示实施例1的第一变形例的保护继电装置的框图。

图6是表示阻抗平面上电抗特性的图。

图7是表示实施例1的第二变形例的保护继电装置的框图。

图8是表示实施例1的第三变形例的保护继电装置的框图。

图9是表示阻抗平面上欧姆特性的图。

图10是本发明实施例2的保护继电装置的框图。

图11是表示在阻抗平面上偏置姆欧特性的图。

图12是本发明实施例3的保护继电装置的框图。

图13是表示欧姆特性的最大灵敏度角和调节阻抗的关系的图。

图14是表示用电流基准表示的欧姆特性的图。

图15是表示实施例3的第一变形例的保护继电装置的框图。

图16是表示实施例3的第二变形例的保护继电装置的框图。

图17是本发明实施例4的保护继电装置的框图。

图18是说明输电线路的电信方程式的图。

具体实施方式

在说明本发明的各实施例之前，先说明本发明的原理。当将电流i＝I·sin(ωt)的采样数据引入传递函数f(Z)＝(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)时，得到式(10)所示时刻t_m时的电流i’_sm。

I’sm＝I·(sin(ωt_m)+sin(ωt_m-ωT)+…+sin(ωt_m-nωT))＝I·(sin(n+1)ωT/2)/sin(ωT/2))·sin(ωt_m-nωT/2)…(10)

当将该电流i’_sm引入传递函数((1+k·z^-1+z^-2)时，如式(11)所示，得到时刻t_m时的电流i_sm。

i_sm＝i’_sm+k·i’_sm-1+i’_sm-2＝I·(k+2cos(ωT))·(sin((n+1)ωT/2)/sin(ωT/2))·sin(ωt_m-(n+2)ωT/2)…(11)

同样，当将电流i＝I·sin(ωt)引入传递函数f(Z)·(1-z^-2)时，由式(12)得到时刻t_m时的电流i_jm。

i_jm＝2I·cos(ωT/2)sin((n+1)ωT/2)·cos(ωt_m-(n+2)ωT/2)…(12)

也可与电流同样地得到电压，当将其设为电压v_sm、电压v_jm时，它们为正交的关系。

其中，若由基波选择非常接近1的值，使决定式(12)右边大小的量不会变为|sin((n+1)ωt/2|＜＜1，则可在抑制噪音误差放大的同时确保频率特性的性能。

以上，将时刻t_m的i_jm、i_sm、v_sm和时刻t_m-1的i_jm-1、i_sm-1、v_sm-1代入

$X_m=\frac{-v_{\mathrm{sm}}\·i_{\mathrm{sm}=p}+i_{\mathrm{sm}}\·v_{\mathrm{sm}-p}}{-i_{\mathrm{jm}}\·i_{\mathrm{sm}=p}+i_{\mathrm{jm}-p}\·i_{\mathrm{sm}}}\mathrm{\Λ}---\left(13\right)$

中时，m、p表示采样时系列，由

v_sm＝V·(k+2cos(ωT))·(sin((n+1)ωT/2)

/sin(ωT/2)·sin(ωt_m+θ-(n+2)ωT/2)…(14)

得到电压v_sm。结果，电抗值X_m如式(15)所示。

$\mathrm{Xm}=\frac{V(k+2\cos \left(\mathrm{\ωT}\right))}{I\sin \left(\mathrm{\ωT}\right)}\·\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\mathrm{\Λ}---\left(15\right)$

θ：电流基准的电压超前相位

因此，在式(12)中，通过使n变得非常大，可减轻噪音误差的影响，另外，相对于X_m的基波的频率特性性能在将其图表化后如图3所示。从该图中可知，k＝4时频率特性最好。

根据上述原理，参照图4来说明本发明实施例1的保护继电装置的说明。图4是本发明实施例1的保护继电装置示意结构的框图。实施例1的保护继电装置可确保式(4)所示的频率特性的性能，即使减小采样周期，包含于微分量数据中的噪音误差也不会放大。

在图4中，第1(数字)滤波器1具备将电力***的电压v、电流i中的采样数据v_m、i_m通过传递函数f(Z)·(1+kz^-1+z^-2)输出为电压数据v_sm、电流数据i_sm的数字滤波器(Z表示Z变换运算符)，抽取作为保护对象的未图示的电力***的电压、电流的规定频率成分。

第2(数字)滤波器2具备将采样数据v_m、i_m通过传递函数f(Z)·(1-z^-2)输出为电压数据v_jm、电流数据i_jm的数字滤波器(Z表示Z变换运算符)，即抽取频率成分中与第1滤波器正交的电压、电流。

电抗值计算部3根据时刻t_m时的电压数据v_sm、电流数据i_sm、电压数据v_jm、电流数据i_jm和时刻t_m-p时的电压数据i_sm-p、电流数据i_sm-p、电压数据v_jm-p、电流数据i_jm-p来计算电抗值X_m。

操作判定部4根据电抗值计算部3得到的电抗值X_m和事先设定的整数值Xs来进行X_m≤Xs的比较判定。事先设定的整数值在本说明中记载为调节值。

根据这种结构，具有传递函数f(Z)·(1+kz^-1+z^-2)的第1滤波器输入电力***的电压v、电流i的采样数据v_m、i_m，输出电压数据v_sm、电流数据i_sm。

另外，具有传递函数f(Z)·(1-z^-2)的第2滤波器输入电压v、电流i的采样数据v_m、i_m，输出电压数据v_jm、电流数据i_jm。

电抗值计算部3根据时刻t_m时由第一滤波器1得到的电压数据v_sm、电流数据i_sm及由第二滤波器2得到的电压数据v_jm、电流数据i_jm和在时刻t_m-p时由第一滤波器1得到的电压数据v_sm-p、电流数据i_sm-p及由第二滤波器2得到的电压数据v_jm-p、电流数据i_jm-p，由式(17)计算电抗值X_m。

$X_m=\frac{-v_{\mathrm{sm}}\·i_{\mathrm{sm}-p}+i_{\mathrm{sm}}\·v_{\mathrm{sm}-p}}{-i_{\mathrm{jm}}\·i_{\mathrm{sm}-p}+i_{\mathrm{jm}-p}\·i_{\mathrm{sm}}}\mathrm{\Λ}---\left(17\right)$

m、p表示采样时系列。

另外，操作判定部4根据电抗值计算部3得到的电抗值X_m和调节值Xs，判定X_m≤Xs是否成立，成立时操作判定为操作，不成立时操作判定为不操作。

当用Z变换运算符来表示第一和第二滤波器1、2的传递函数时，分别变为f(Z)·(1+kz^-1+z^-2)和f(Z)·(1-z^-2)。如上所述，第一和第二滤波器1、2的输出彼此正交，第一滤波器1的输出对于第二滤波器2的输出而言为延迟90度的关系。

用三个传递函数来定义这些传递函数，即传递函数1：f(Z)，传递函数2：(1+kz^-1+z^-2)和传递函数3：(1-z^-2)，通过对其进行组合，也可构成第一滤波器1和第二滤波器2。

即，使输入电压、电流首先通过传递函数1的数字滤波器，再使其输出分别通过传递函数2和传递函数3的数字滤波器，则可得到与上述相同的输出。

图4的电抗值计算部3根据式(17)计算从图1的保护继电装置的设置点到事故点的电抗值。在式(17)中，设输入电压、电流为i＝I·sin(ωt)、v＝V·sin(ωt+θ)，则式(17)变为式(15)。

因此，对于由电抗值计算部3计算的电抗值X_m而言，操作判定部4用电抗值X_m、调节值Xs和事先设定的基波的常数sin(ω₀t)/(k+2·cos(ω₀t))来将判定式补正为式(18)，以判定是否操作。操作判定通常反复多次。

Xm≤Xs/(sin(ω₀·T)/(k+2·cos(ω₀·T))…(18)

如上所述，抑制因微分项近似引起的误差放大，宽频带下的L_m/L(真值)具有无限接近1的特性。因此，即使在电力***的事故电压、事故电流中产生高频成分，也可不受影响，可提高可靠性。

在上述说明中，用第一滤波器1和第二滤波器2的输出来由电抗值计算部3计算电抗值，根据该电抗值，由操作判定部4根据式(18)的条件式来进行操作判定。

本发明不限于此，例如如图5所示，操作控制量计算部5根据第一滤波器1和第二滤波器2的输出，由式(19)计算a_m、b_m，操作判定部使用其通过后述的式(20)来进行操作判定。

a_m＝-v_sm·i_sm-p+v_sm-p·i_sm

b_m＝-i_jm·i_sm-p+i_jm-p·i_sm…(19)

即，当向传递函数f(Z)·(1+kz^-1+z^-2)的第一滤波器1和传递函数f(Z)·(1-z^-2)的第二滤波器2中输入电流i＝I·sin(ωt)和电压v＝V·sin(ωt+θ)时，式(19)替换为式(20)。其中，f(Z)＝(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)。

a_m＝IV{(k+2cos(ωT))^2.(sin((n+1)ωT/2)/sin(ωT/2))²}·sin(θ)·sin(pωT)

b_m＝2I²{cos(ωT/2)·sin((n+1)ωT/2·(k+2cos(ωT))·(sin((n+1)ωT/2)/sin(ωT/2))}·sin(pωT)…(20)

因此，操作判定部6用输出的a_m、b_m将灵敏度常数K₀、电抗调节值Xs补正为Xs←Xs/(sin(ω₀t)/(k+2·cos(ω₀t))，根据式(21)的判定式来进行操作判定。

b_m·x_m-a_m≥k₀…(21)

因此，虽然是与在先说明的方法不同的方法，但与在先情况一样，可得到图6所示的电抗特性。

如上所述，抑制因微分项近似引起的误差放大，宽频带下的L_m/L(真值)具有无限接近1的特性，即使在电力***的事故电压、事故电流中产生高频成分，也可不受影响，可提高可靠性。

另外，作为这种计算方法，可使用由图7所示式(22)定义的欧姆值计算部7，也可使用由后述的式(25)定义的操作判定部8。

$R_m=\frac{-i_{\mathrm{jm}}\·v_{\mathrm{sm}-p}+v_{\mathrm{sm}}\·i_{\mathrm{jm}-p}}{-i_{\mathrm{jm}}\·i_{\mathrm{sm}-p}+i_{\mathrm{jm}-p}\·i_{\mathrm{sm}}}---\left(22\right)$

在这种结构中，当向传递函数f(Z)·(1+kz^-1+z^-2)的第一滤波器1和传递函数f(Z)·(1-z^-2)的第二滤波器中输入电流i＝I·sin(ωt)和电压v＝V·sin(ωt+θ)时，变为式(23)。其中，f(Z)＝(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)。另外，根据式(20)的关系，欧姆值R_m变为式(24)

-i_im·v_sm-p+i_jm-p·v_sm＝2IVcos(ωT/2)·sin((n+1)ωT/2)·(k+2cos(ωT))·(sin((n+1)ωT/2)/sin(ωT/2)·cos(θ)·sin(pωT)…(23)

R_m＝(V/I)·cos(θ)…(24)

操作判定部8通过式(24)计算的欧姆值R_m和调节值R_s来判定式(25)的判定式是否成立，成立时判定为操作。

R_m≤R_s…(25)

如上所述，抑制因微分项近似引起的误差放大，宽频带下的L_m/L(真值)具有无限接近1的特性，即使在电力***的事故电压、事故电流中产生高频成分，也可不受影响，可提高可靠性。

另外，作为这种计算方法，可使用由图8所示式(26)定义的操作控制量计算部9，也可使用由后述的式(28)定义的操作判定部10。

c_m＝-i_jm·v_sm-p+v_sm·i_jm-p

b_m＝-i_jm·i_sm-p+i_jm-p·i_sm…(26)

即，当向传递函数f(Z)·(1+kz^-1+z^-2)的第一滤波器1和传递函数f(Z)·(1-z^-2)的第二滤波器2中输入电流i＝I·sin(ωt)和电压v＝V·sin(ωt+θ)时，式(26)替换为式(27)。其中f(Z)＝(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)。

m＝-i_jm·v_sm-p+i_jm-p·v_sm

＝2IVcos(ωT/2)·sin((n+1)ωT/2)·(k+2cos(ωT))·(sin((n+1)ωT/2)/sin(ωT/2))·cos(θ)·sin(pωT)…(27)

操作判定部10根据c_m、b_m、欧姆调节值Rs、灵敏度常数K1，基于式(28)的判定式来判定是否操作。

R_s-c_m≥k₁…(28)

这种保护继电装置具有与在先参照图7说明的结构相同的图9所示的欧姆特性，仅实现方法不同。

如上所述，抑制因微分项近似引起的误差放大，宽频带下的L_m/L(真值)具有无限接近1的特性，即使在电力***的事故电压、事故电流中产生高频成分，也可不受影响，可提高可靠性。

下面参照图来说明本发明的实施例2。对于与上述实施例相同的结构使用相同符号，适当省略说明。

在实施例1中，例如在图4中计算电抗，在图5和图8中计算操作量控制量，在图7中计算欧姆值，在此基础上进行操作判定。

与之相反，在本实施例中，如图10所示，设置欧姆计算部7和电抗值计算部3，使用它们的输出由操作判定部11来进行操作判定。

即，从第一滤波器1和第二滤波器2输出的电压v_sm、电流i_sm和电压v_jm、电流i_jm输入计算欧姆值的欧姆计算部7和计算电抗的电抗值计算部3。欧姆计算部7根据式

$\mathrm{Rm}=\frac{-i_{\mathrm{jm}}\·v_{\mathrm{sm}-p}+v_{\mathrm{sm}}\·i_{\mathrm{jm}-p}}{-i_{\mathrm{jm}}\·i_{\mathrm{sm}-p}+i_{\mathrm{jm}-p}\·i_{\mathrm{sm}}}$

计算欧姆值R_m。电抗值计算部3根据式(13)计算电抗X_m。

操作判定部11用欧姆值R_m和电抗值X_m根据式(29)来判定是否操作。这种保护继电装置如图11所示，具有偏置姆欧特性(オフセツトモ一)。

(R_m-R₀)·(R_m-R_p)+(X_m-X₀)·(X_m-X_F)≤0…(29)

R₀(欧姆分量)：偏置姆欧近侧调节值

X₀(电抗分量)：偏置姆欧近侧调节值

R_F(欧姆分量)：偏置姆欧远侧调节值

X_F(电抗分量)：偏置姆欧远侧调节值

参照图来说明本发明的实施例3。对于与上述各实施例相同的结构使用相同符号，适当省略说明。

本实施例中的保护继电装置如图12所示，具备极性电压值计算部12和操作判定部13，极性电压值计算部12输入来自第一滤波器1和第二滤波器2的电压v_sm、电流i_sm和电压v_jm、电流i_jm，提取与电压v_sm正交的电压v_pjm，操作判定部13在输入上述电压和电流的同时，输入来自极性电压值计算部12的电压v_pjm，根据式(30)来判定是否操作。

v_pjm-p·((Rs·i_sm+Xs·i_jm)-v_sm)-v_pjm·((Rs·i_sm-p+Xs·i_jm-p)-v_sm-p)≥K2…(30)

其中，Rs、Xs为欧姆分量、电抗分量中的各调节值，Xs补正为Xs←Xs/(sin(ω₀t)/(k+2·cos(ω₀t))。

在式(30)中，(Rs·i_sm+Xs·i_jm)项和(Rs·i_sm-p+Xs·i_jm-p)项的电量具有以电流i_sm为基准，大小(Rs²+Xs²)^1/2、相位超前φ＝tan^-1(Xs/Rs)的关系。其实例如图13所示。

当向传递函数f(Z)·(1+kz^-1+z^-2)的第一滤波器1和传递函数f(Z)·(1-z^-2)的第二滤波器2中输入电流i＝I·sin(ωt)和电压v＝V·sin(ωt+θ)时，成为式(31)。其中f(Z)＝(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)。

v_pj·{Rs·I_s·cos(θ)+Xs/(sin(ω₀T)/(k+2cos(ω₀T)))·I_j·sin(θ))-Vs}·sin(pωT)≥K2

其中，Is、Vs、Ij如下。

Is＝I(k+2cos(ωT))(sin(n+1)ωT/2)/sinωT/2))

Vs＝V(k+2cos(ωT))(sin(n+1)ωT/2)/sinωT/2))

I_j＝2Icos(ωT/2)sin((n+1)ωT/2)        …(31)

其中，当用Zs(大小：(Rs²+Xs²)^1/2、相位φ＝tan^-1(Xs/Rs))来表示式(31)时，变为式(32)。因此，式(32)表示在频率为基频的情况下，图14所示的姆欧特性的操作原理式。

V_pj·{(Zs·Is·cos(θ)cos(φ)+Zs·Ij·sin(θ)sin(φ)/(sin(ω₀T)/(k+2cos(ω₀T))-Vs}·sin(pωT)

＝V_pj·{Zs·I·cos(θ)cos(φ)(k+2cosωT))

/sin(ωT)+sin(θ)sin(φ)

(k+2cosω₀T))/sin(ω₀T))-Vs}·sin(pωT)

∵ω＝ω₀

＝V_pj·{Zs·I·cos(θ-φ)-Vs}·sin(pωT)≥K2…(32)

在上述结构中，说明了极性电压值计算部12提取基波中与电压v_sm正交的电压v_pjm的情况。本发明不限于此。例如图15所示，也可设置极性电压值计算部14，将与电压V_sm正交的电压v_jm的一定周期前(N采样前的数据)的电压作为极性电压。在该情况下，电压v_pjm和电压v_sm如式(33)所示。

V_pjm＝2V·sin((n+1)ωT/2)·cos(ωT/2)·cos(ωtm+θ＝NωT-(n+2)ωT/2)

V_sm＝V·(k+2cos(ωT))·sin((n+1)ωT/2)/sin(ωT/2)·sin(ωtm+θ-(n+2)ωT/2)…(33)

(Nω₀T＝2π·M，(M为整数))

如图16所示，设置极性电压值计算部15，提取与电压v_sm正交的电压v_pjm，若用于短路检测，例如在AB相的情况下，也可提取以AB相为基准的正相电压。另外，A、B、C表示三相交流电量的各相。

例如，以AB相为基准的正相电压可由Vp_sm(AB)＝-3^1/2·(V_jm(C)-v_jm(0))+V_sm(AB)提取。其中，V_sm(0)表示零相电量。

另外，若用于接地，则以A相为基准的正相电压可由Vp_sm(A)＝3^1/2·(V_sm(A)-v_sm(0))+V_jm(BC)计算。

如上所述，除从正交的两个电量中提取电压向量的方法外，也可适用使采样时系列偏离约90度的方法。

如上所述，抑制因微分项近似引起的误差放大，宽频带下的L_m/L(真值)具有无限接近1的特性，即使在电力***的事故电压、事故电流中产生高频成分，也可不受影响，可提高可靠性。

参照图17来说明本发明的实施例4。对于与上述各实施例相同的结构使用相同符号，适当省略说明。

图17是适用于说明本实施例的保护继电装置的框图。在实施例4中，第一滤波器1和第二滤波器2的输出输入充电电流补偿量计算部16，充电电流补偿量计算部16的输出依据比率差动继电方式的操作判定原理向操作判定部18输入，以判断是否操作。

在充电电流补偿量计算部16中，将调节值Cs补正为Cs←Cs·(k+2·cos(ω₀t))/(sin(ω₀t)，使用来自第一滤波器1的输出电流i_sm和来自第二滤波器2的输出电压V_jm，计算i_sm-Cs·V_jm。Cs·V_jm为充电空量Cs产生的电流补偿成分。

收发部件17接收对方电站的相同电量(i_sm-Cs·V_jm)B，并向电站发送自端的电量。这里，B表示对方电站中的电量。

之后，操作判定部18根据补偿充电电流补偿量计算部16中得到的补偿自端充电电流的电流、和补偿对方电站中端子的充电电流的电流的向量和电流、即补偿差动电流振幅值和各端子的充电电流的电流的标量和电流，基于式(34)来进行操作判定。

||(i_sm-Cs·v_jm)+(i_sm-Cs·v_jm)B||≥

ka·{||(i_sm-Cs·v_jm)||+||(i_sm-Cs·v_jm)B||}+kbΛ(34)

||a_m||：表示与时刻t_m时的交流电量a的振幅成正比的量

ka：比例抑制系数

kb：最小灵敏度电流

参照图18的输电线路来说明式(34)的充电电流补偿的物理含义。公知的电信方程式在收发端子处如式(35)所示。其中，当差动电流在i_DD(t)中，以

为条件来进行泰勒展开近似时，变为式(36)。

前进波：i_DF(t)＝i_s(t-τ)+e_s(t-τ)/z+i_R(t+τ)-e_R(t+τ)/z

后进波：i_DB(t)＝i_s(t-τ)-e_s(t-τ)/z+i_R(t+τ)+e_R(t+τ)/z

差动电流：i_DD(t)＝(i_DF(t)+i_DB(t))/2      Λ(35)

这里，后缀S：输送电端

R：接收电端子

Z：峰值阻抗＝v(L/C)

τ：传播时间＝1/v(LC)

$i_{\mathrm{DD}}\left(t\right)=i_s\left(t\right)-(\mathrm{\τ}/z)\frac{{\mathrm{de}}_s\left(t\right)}{\mathrm{dt}}+({\mathrm{\τ}}^2/z)\frac{d^2{e}_s\left(t\right)}{{\mathrm{dt}}^2}-({\mathrm{\τ}}^3/3\mathrm{lz})\frac{d^3{e}_s\left(t\right)}{{\mathrm{dt}}^3}\mathrm{\Λ}$

$+i_R\left(t\right)-(\mathrm{\τ}/z)\frac{{\mathrm{de}}_R\left(t\right)}{\mathrm{dt}}+({\mathrm{\τ}}^2/z)-\frac{d^2{e}_R\left(t\right)}{{\mathrm{dt}}^2}-({\mathrm{\τ}}^3/3\mathrm{lz})-\frac{d^3{e}_R\left(t\right)}{{\mathrm{dt}}^3}\mathrm{\Λ}---\left(36\right)$

∵τ/z＝∑c/2   (SR全区间的充电容量的1/2)

假设当仅在收发电端的电流向量和电流(is(t)+iR(T))中提取差动电流，则上述的充电电流分量变为误差电流，因为导致差动继电器的灵敏度下降，所以通过对其进行补偿而可仅提取事故电流分量。

$i_{\mathrm{DD}}\left(t\right)=i_s\left(t\right)-(\mathrm{\τ}/z)\frac{{\mathrm{de}}_s\left(t\right)}{\mathrm{dt}}+i_R\left(t\right)-(\mathrm{\τ}/z)\frac{{\mathrm{de}}_R\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\mathrm{\Λ}---\left(37\right)$

在此前的说明中，将第一滤波器1和第二滤波器2中的传递函数f(Z)说明为f(Z)＝(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)。即使将传递函数f(Z)作为f(Z)＝(1+z^-2+z^-4+…+z^-2n)，可知也可得到相同的效果。

此时，在式(10)中，最好将ωT/2置换为ωT，在该情况下，变为式(38)。另外，式(8)和式(12)也可进行同样的置换。从以下的每次说明开始，记载为f1＝f(Z)＝(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)，f2＝f(Z)＝(1+z^-2+z^-4+…+z^-2n)。

i’_sm＝I·(sin(ωt_m)+sin(ωt_m-2ωT)+sin(ωt_m-2nωT))＝I·(sin((n+1)ωT)/sin(ωT))·sin(ωt_m-nωT)…(38)

因此，通过将f1变为f2，当所使用的数据窗口长以相同长度积分的近似误差为相同值时，有利于减少后者的数据数量。例如，在f1时n＝2，f2时n＝1。

另外，因为使用f1的第一滤波器1和第二滤波器2的增益比使用f2的第一滤波器1和第二滤波器2的增益大，所以可实现部分噪音误差的压缩。

例如，在使用f1的情况下，n＝2的增益G1为式(39)，在使用f2的情况下，n＝2的增益G2为式(40)。

G1＝|sin(3ωT/2)/sin(ωT/2)|＝|2cos(ωT)+1|…(39)

G2＝|sin(2ωT)/sin(ωT)|＝|2cos(ωT)|…(40)

虽然这种传递函数f(Z)由非递归形数字滤波器构成，但本发明不限于此，即使由递归形数字滤波器构成，也可实现相同的积分误差特性。

如上所述，抑制因微分项近似引起的误差放大，宽频带下的L_m/L(真值)具有无限接近1的特性，即使在电力***的事故电压、事故电流中产生高频成分，也可不受影响，可提高可靠性。

如上所述，根据本发明，即使在电力***事故时产生的事故电流、电压上重叠高频分量，通过在宽的频带中引入相互正交的规定数字滤波器，可高精度地近似规定的时间微分方程式，实现高精度的保护继电装置。

Claims (8)

1.一种保护继电装置，判定电力***的事故点是否存在于规定范围内，其特征在于，具有：

滤波器部件，具备：第一滤波器部件，向传递函数为(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)·(1+kz^-1+z^-2)的数字滤波器输入第一时刻t_m的采样数据v_m、i_m，输出第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm，z表示z变换运算符；第二滤波器部件，向传递函数为(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)·(1-z^-2)的数字滤波器中输入所述第一时刻t_m时的所述采样数据v_m、i_m，输出与所述第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm正交的第二电压数据v_jm和第二电流数据i_jm；

计算部件，使用所述第一时刻t_m的所述第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm、第二电压数据v_jm、第二电流数据i_jm和第二时刻t_m-p的所述第一电压数据v_sm-p、第一电流数据i_sm-p、第二电压数据v_jm-p、第二电流数据i_jm-p，根据

$X_m=\frac{{-v}_{\mathrm{sm}}\·i_{\mathrm{sm}-p}+i_{\mathrm{sm}}\·v_{\mathrm{sm}-p}}{-i_{\mathrm{jm}}\·i_{\mathrm{sm}-p}+i_{\mathrm{jm}-p}\·i_{\mathrm{sm}}}$

计算电抗值X_m；

操作判定部件，具有操作判定部，该操作判定部根据所述电抗值X_m来进行操作判定。

2.根据权利要求1所述的保护继电装置，其特征在于：

所述操作判定部件根据所述电抗值X_m和调节值Xs，基于X_m≤Xs的判断式来进行操作判定。

3.根据权利要求1所述的保护继电装置，其特征在于：

所述计算部件使用所述第一时刻t_m的所述第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm、第二电压数据v_jm、第二电流数据i_jm和第二时刻t_m-p的所述第一电压数据v_sm-p、第一电流数据i_sm-p、第二电压数据v_jm-p、第二电流数据i_jm-p，根据

$\mathrm{Rm}=\frac{{-i}_{\mathrm{jm}}\·V_{\mathrm{sm}-p}+V_{\mathrm{sm}}\·i_{\mathrm{jm}-p}}{{-i}_{\mathrm{jm}}\·i_{\mathrm{sm}-p}+i_{\mathrm{jm}-p}\·i_{\mathrm{sm}}}$

计算欧姆值R_m，

所述操作判定部件根据来自所述计算部件的欧姆值R_m，根据(R_m-R₀)·(R_m-R_F)+(X_m-X₀)·(X_m-X_F)≤0

欧姆分量R₀：偏置姆欧近侧调节值

电抗分量X₀：偏置姆欧近侧调节值

欧姆分量R_F：偏置姆欧远侧调节值

电抗分量X_F：偏置姆欧远侧调节值

的判定式来进行操作判定。

4.一种保护继电装置，判定电力***的事故点是否存在于规定范围内，其特征在于，具有：

滤波器部件，具备：第一滤波器部件，向传递函数为(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)·(1+kz^-1+z^-2)的数字滤波器中输入第一时刻t_m的采样数据v_m、i_m，输出第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm，z表示z变换运算符；第二滤波器部件，向传递函数为(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)·(1-z^-2)的数字滤波器中输入所述第一时刻t_m的所述采样数据v_m、i_m，输出与所述第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm正交的第二电压数据v_jm和第二电流数据i_jm；

计算部件，使用从所述第一滤波器部件和第二滤波器部件得到的所述第一时刻和第二时刻t_m、t_m-p的所述第一和第二电压数据v_sm、v_jm、v_sm-p、v_jm-p及所述第一和第二电流数据i_sm、i_jm、i_sm-p、i_jm-p，根据

$R_m=\frac{{-i}_{\mathrm{jm}}\·v_{\mathrm{sm}-p}+v_{\mathrm{sm}}\·i_{\mathrm{jm}-p}}{{-i}_{\mathrm{jm}}\·i_{\mathrm{sm}-p}+i_{\mathrm{jm}-p}\·i_{\mathrm{sm}}}$

计算欧姆值R_m；

操作判定部件，根据来自所述计算部件的欧姆值R_m来进行操作判定。

5.一种保护继电装置，判定电力***的事故点是否存在于规定范围内，其特征在于，具有：

滤波器部件，具备：第一滤波器部件，向传递函数为(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)·(1+kz^-1+z^-2)的数字滤波器输入第一时刻t_m的采样数据v_m、i_m，输出第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm，z表示z变换运算符；第二滤波器部件，向传递函数为(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)·(1-z^-2)的数字滤波器中输入所述第一时刻t_m时的所述采样数据v_m、i_m，输出与所述第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm正交的第二电压数据v_jm和第二电流数据i_jm；

极性电压值计算部件，输入所述第一和第二电压数据及第一和第二电流数据，计算与所述第一电压数据正交的第三电压；和

操作判定部件，根据所述第三电压来进行操作判定。

6.根据权利要求5所述的保护继电装置，其特征在于：

所述极性电压值计算部件根据所述第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm、第二电压数据v_jm、第二电流数据i_jm，计算第三电压v_pjm，

所述操作判定部件使用上述第三电压v_pjm、第一时刻t_m的第一电压数据v_sm、第一电流数据i_sm、第二电压数据v_jm、第二电流数据i_jm和第二时刻t_m-p的所述第一电压数据v_sm-p、第一电流数据i_sm-p和调节值Rs、Xs，根据

v_pjm-p·{(Rs·i_sm+Xs·i_jm)-v_sm}

-v_pjm·{(Rs·i_sm-p+Xs·i_jm-p)-v_sm-p}＞K2

来进行操作判定。

7.根据权利要求5所述的保护继电装置，其特征在于：

所述极性电压值计算部件计算与所述第一电压正交的电压的规定采样前的电压，作为第三电压。

8.一种保护继电装置，判定电力***的事故点是否存在于规定范围内，其特征在于，具有：

第一滤波器部件，向具有规定传递函数(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)·(1+kz^-1+z^-2)的数字滤波器中输入电力***的电压v、电流i的采样数据v_m、i_m，输出电压数据v_sm、电流数据i_sm，z表示z变换运算符；

第二滤波器部件，向具有规定传递函数(1+z^-1+z^-2+…+z^-n)·(1-z^-2)的数字滤波器中输入所述采样数据v_m、i_m，输出与所述电压数据v_sm、电流数据i_sm正交的电压数据v_jm、电流数据i_jm；

充电电流补偿量计算部件，根据时刻t_m的所述电流数据i_sm、所述电压数据v_sm和调节值Cs，计算由i_sm-Cs·v_jm定义的电量；

发送接受部件，向对方电站发送该充电电流补偿量计算部件的输出，当将该对方电站的电量作为B时，接收该对方电站中由(i_sm-Cs·v_jm)B定义的电量；和

操作判定部件，根据来自所述充电电流补偿量计算部件和发送接受部件的输出，根据下式进行操作判定，

||(i_sm-Cs·v_jm)+(i_sm-Cs·v_jm)B||≥

ka·{||(i_sm-Cs·v_jm)||+||(i_sm-Cs·v_jm)B||}+kb

||am||：表示与时刻t_m的交流电量a的振幅成正比的量

ka：比例抑制系数

kb：最小灵敏度电流。

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