CN1370279A - 用于定位一个未知信号的源的方法和设备 - Google Patents

Abstract

一种确定发送信号到多个卫星中继站(14和16)的未知源(10)的位置的方法包括从在接收机(18)处的中继站接收复制信号。接收机(18)还通过各自的中继站(14和16)发送和接收参考信号。所有的信号都被下变频,数字化并使用一个相关函数彼此成对相关,该相对函数包括一项,其补偿时变微分频率偏移(DFO)。对于时变微分时间偏移或时间扩展的补偿是通过复制或附加信号取样和应用相位相关来实现的。该过程将使得能够获得相关最大值和相关的测量结果而不管缓解该过程的中继卫星的运动的影响。结果使用在定位未知发射机的现有的几何技术之中。

Description

用于定位一个未知信号 的源的方法和设备

本发明涉及用于定位一个由多个信号中继站接收的未知信号的源的方法和设备。

在IEEE Trans.On Aerospace & Electronic Systems，Vol.AES-18，No.2，March 1982中，PC Chestnut描述了定位一个未知信号的源的基本技术，例如一种地面通信天线；它包括确定两个信号的到达时间差(TDOA)和/或到达频率差(FDOA)，该两个信号是通过以在对地静止或同步执道中的中继卫星形式的各自的截取平台从该源转发到接收机的。这两个信号通过卫星沿两个独立的信号路径，即地-卫星-地路径到接收站进行转发。一个卫星处在源天线辐射方向图的主波束或主波辫中，而另一个卫星处在一个旁辫中。每个卫星从该源接收一个信号(上行链路)，使用交接振荡器使其频率偏移并对一个地面接收机返回其频偏等效值(下行链路)。该两个信号路径长通常是不相等的，而正是这一点在接收机处给出两个信号到达时间差为TDOA值。FDOA是由于中继卫星相对地球和互相的移动所引起，该多谱勒偏移对两个下行链路信号的频率都同样发生。两个卫星和接收站的位置是已知的，在每个情况下固定的TDOA或FDOA的点的轨迹是与地球表面相交的一个面用以确定称为位置线(LOP)的一条曲线。在不同的时间TDOA或FDOA的两个测量，或在一次或多次每次的测量将提供两个在欲定位的源的位置处相交的LOP。

TDOA也被称为微分时间偏移(DTO)，而FDOA也可被称为微分频率偏移(DFO)或微分多谱勒偏移。

从两个接收的信号确定TDOA和FDOA的技术在下列标题的文章中加以描述：S Stein“Algorithms for Correlation FunctionProcessing”，IEEE Trans.On Acoustics Speech and Signalprocessing，Vol.ASSP-29，No.3，June 1981。在US5,008,679中也描述了关于包括两个中继卫星的发射机定位***，并使用TDOA和FDOA测量。该技术包括通过将信号相乘在一起并将其积积分来导出其间相关的程度。在信号间按序引进试验性的相对时间偏移和频率偏移并为每一个确定它们的相关性。在校准卫星应答器中信号传播延迟和在卫星中以及处理过程中的频率偏移的条件下，使相关性最大值的时间偏移和频率偏移被取作为所要求的TDOA和FDOA。

相关性程度是根据由Stein所指的交叉模糊函数或由下式所定义的CAF A(τ，ν)确定的： $A(\mathrm{\τ},\mathrm{\ν})=\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{z}_1^{*}\left(t\right)z_2(t+\mathrm{\τ})e^{-2\mathrm{\πi\νt}}\mathrm{dt}-----\left(1\right)$ A(τ，ν)是在接收站接收之后的处理中，在试验性时间偏移τ和试验性频率偏移ν已***在它们之中之后两个信号z₁(t)和z₂(t)[实信号s₁(t)和s₂(t)的复数或解析式]乘积的积分。在z₁ ^*(t)中的星点表示复数共轭。当获得A(τ，ν)的模的最大值即|A(τ，ν)|时，这是在面|A(τ，ν)|中的相关峰值作为两个变量τ和ν的函数，对于该峰值而言τ和ν的值是所要求的TDOA和FDOA。

US5,008,679的***要求准确知道卫星位置和速度，并且要求在地面站和卫星振荡器中高稳定的相位。其带宽受限，因为卫星轨道倾斜地球赤道平面，并需要两个接收机处于同一地点并具有公共的时间和频率基准。

在PCT合作条约下的国际专利申请号PCT/GB95/02211，其公开号为WO97/11383，涉及一个发射机定位***，该***采用通过相同卫星中继站的一个参考信号作为未知信号并按与其相位相干性进行处理。该参考信号被用来消除早期技术均经受到的大量的误差源和限制，从而给出在宽范围条件下改善了的使用精度和能力。不管这种改善已惊奇地发现经常不可能识别CAF面|A(τ，ν)|中的相关峰值-能看到的全部是噪声。

在授权于Webber等的美国专利US5,594,459中公开了用一种宽带近似消除误差源的相关的但并不相同的技术。

本发明的目的在于提供用于发射机定位的可选择的方法和设备。

本发明提供一种定位由多个信号中继站接收的未知信号的源的方法，该方法包括步骤：

(a)配置多个接收机接收通过各自的信号中继站的未知信号的复制信号；以及

(b)将复制信号进行相关处理；其特征在于用一个复相关函数(CCF)执行步骤(b)的相关处理，该函数至少部分地补尝复制信号微分频率偏移(DFO)中由于中继站相对源和接收机移动而随时间的变化。

在本发明的优选实施例中，步骤(b)中的相关处理还用适于同相的和经受数据复制或去除的数据组来执行，以消除因中继站相对源和接收机移动而引起的时间扩展。

如以上所表明的那样已发现使用现有技术的模糊函数不能获得相关峰值的理由在于中继站相对流和接收机的移动。在实际中对于对地静止的卫星而言是非常惊奇的，因为在一个测量间隔上迄今已被认为是不移动的，接着这意味着在同样的地点它影响全部的测量。单独的卫星移动在某些情况但并非其他情况已不可能期待来形成一个可获得的相关峰值。不管这些，按本发明已***号的相关性受到将其沿连接到源和接收机的线路的中继卫星的速度和加速度分量的影响，其导至复制的DFO和微分时间偏移(DTO)是时间相关的。如上所指出的通过使用该相关函数可以补偿DFO变化，并且在需要的场合DTO变化也可用数据取样来补偿。

步骤(b)中的相关处理可包括在复制信号和计算它们的相关性之间***一个试验性时间偏移，并重复此步骤以获得一个相关最大值并导出至少一个复制的DTO和DFO；它可以用包函一个时间函数的指数的CCF来执行，该时间函数具有为一个固定的DFO值的第一项以及为时间和DFO随时间的变化率的固定的值的积的第二项，即一个固定的微分频率比率偏移(DFRO)值，其中步骤(b)还包括在计算相关性之前***相应于DFRO的一个试验值并对每个其他类型重复一种类型的试验值，由此对其他类型的多个值重复，然后确定一个DFRO值适当至少部分地补偿DFO随时间的变化。

该CCF可以表示为由下式给出的A(τ₀，b₁，b₂)： $A({\mathrm{\τ}}_0,b_1,b_2)=\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{z}_1^{*}\left(t\right)z(t+{\mathrm{\τ}}_0)e^{-2\mathrm{\πi}(b_1+2b_{2}t)t}\mathrm{dt}-----\left(2\right)$ 这里z₁和z₂是表示在传送不同路径后相关的两个信号的数据组，星点表示z₁的复数共轭，T表示取数据组的时间，τ₀是该信号的DTO。而b₁和b₂对其DFO随时间t变化的线性近似表示是常数

    DFO≡ν＝b₁+2b₂t                         (3)这里b₁是在数据记录初始时的初始固定DFO值，而2b₂是DFRO，如以上定义的那样。

该固定的DFO值b₁在每重复步骤(b)之后对频域而言可以由方程(2)的乘积z₁ ^*(t)z₂(t+τ₀)exp(-2πib₂t²)的富氏变换来确定(即忽略b₁项)，b₁因此被确定为产生CCF最大值的频率。而这将减少要求的计算量，因为它避免了步进通过b₁的试验值并且为每一个重新计算CCF。对于N个取样的一个数据组，它减少了从N²到Nlog_eN范围的计算量，实质上减少了对大的数N～10⁶的计算量。

可以用适于同相的取样数据组和取样数执行相关，取样在该组中重复或从该组中去除，据此为适应性选择数据组(z₁或z₂)，而对于DTO随时间的变化率的符号也与该数据组相关。在两个欲相关的数据组之一中的数据取样可以由将跟随乘一相位因子的一个去除的取样的取样或由包括和跟随乘以这样的一个因子的重复的取样的取样同相适应，相位因子是e^2πifΔt或e^-2πifΔt将根据适应该两个数据组的哪一个和根据DTO随时间变化的符号，其中f是为进行取样在下变频之后该取样的一个信号频段的中心频率，而Δt是取样之间的间隔。

取样可以根据下列方程交替地选择去除和重复： ${\mathrm{\τ}}_m=-\frac{\mathrm{\λ}}{c}{b}_1^{\′}{t}_m-\frac{\mathrm{\λ}}{c}{b}_2{t_m}^2=\mathrm{m\Δt}-----\left(4\right)$ 这里t_m是从取样开始到选择来重复的第m个取样的时间，m是选择号码，Δt是取样间隔，τ_m是时间扩展(表示为大量取样间隔)，而λ是在一个接收站点在任一频率下变频之前信号取样频带的中心频率的波长。参数b₁′为DFO(b₁)的估算值，具有任何***误差(例如在卫星中继站的频率偏移)，该误差由使用一个参考信号导出一个估算的校准值而抵消。参考b₁′可以交替地由使用其试验值和计算CCF的模直到获得最大CCF来导出。还可能在以上表示式中将b₂用成一个独立的参数，由此分离DFO的时间扩展和时间变化。方程(4)是对t_m的求解以确定时间扩展导至数据组z₁和z₂超出连续增量Δt的步进的次数。如果时间扩展的影响不是过分地严重，则可以通过消除方程(4)中的t_m ²项采用线性近似。

另一方面，本发明提供一种用于定位由多个信号中继站接收的未知信号的源的定位设备，包括：

(a)多个接收机，用于通过各自的信号中继站接收的未知信号的复制；

(b)相关处理器，用于相关该复制信号并获得表示至少其DTO和DFO之一的相关最大值；其特征在于该相关处理器被配置来用一个复相关函数(CCF)执行相关，其至少部分地补偿由于中继站相对源和接收机的移动导至DFO随时间变化。

在本发明的一个优选实施例中，该相关处理器还被配置来对于适于同相并经受数据复制或去除的数据组执行相关以抵消由中继站相对源和接收机移动引起的时间扩展。

相关处理器可被配置来使用包含一个时间函数的一个指数的CCF，该时间函数具有为一个固定DFO值的第一项以及为时间和用于DFO随时间变化率的一个固定值的乘积的第二项，即一个固定的微分频率变化率偏移(DFRO)值，其中该相关处理器还被配置来***DFRO的试验值和对成对的DTO和DFRO的试验值重复地计算相关性以获取一个相关最大值。

该相关处理器可配置来在复制信号之间***一个试验时间偏移，计算它们的相关性并重复这个过程以获得一个相关最大值。它可采用适于同相的一个取样数据组和取样数，取样被复制在该组中或从该组去除，据此为适应性选择数据组(z₁或z₂)，而对于与该数据组相关的DTO的随时间的变化率的符号也是如此。它也可配置来由将跟随一个去除取样的取样乘一相位因子或由将包括和跟随一个复制取样的取样乘以这样的一个因子同相地适应在两个欲相关的数据组之一中的取样，相位因子是e^2πifΔt或e^-2πifΔt将根据适应该两个数据组的哪一个和根据DTO随时间变化的符号，其中f是为进行取样在下变频之后该取样的一个信号频段的中心频率，而Δt是取样之间的间隔。

相关处理器可以基于在其中获得取样的一个间隔上相关函数的时间尺度扩展选择去除和复制的取样。如果从无时间扩展补偿的数据可以获得一个CCF峰值，则在该时间上可计算相关开拓。选择的数据组根据数据组z₁或z₂是否调整和时间扩展是正的或负的由去除或***取样可以缩简或扩展。另外，相关处理器可以根据上述方程(4)或此外的线性近似选择去除和复制的取样。

为更充分地理解本发明，现在将参照附图仅借助例子描述其实施例，其中：

图1说明陆基发射机，卫星中继站和陆基接收机之间的信号传播；

图2表示由本发明定位***补偿的效果；

图3示意表示本发明定位***的处理电路；

图4是使用受卫星相对源和接收机移动影响的数据获得的现有技术交叉模糊函数模|A(τ，ν)|的二维空间图与两个变量τ和ν的函数关系；

图5除按本发明作图复相关函数|A(τ，b₁，b₂)|外，在所有方面等效于图4；

图6和图7是等效情况下复相关函数信号功率与频率的关系图，所不同的在于前者无中继站移动补偿，而后者有中继站移动补偿。

图8-11是彼此绘制的DTO和DFO的仿真的无噪声结果图，并分别表示时间和频率失真，频率补偿，时间补偿和时间及频率补偿；

图12-14分别等效于图8，9/10和11，但附加噪声效应。

参照图1，定位在***合众国11的一个未知发射机10产生引起和卫星通信相干扰的信号。发射机10具有辐射强度方向图12，其旁瓣12A指向处于对地静止轨道中的第一卫星14，其信号沿第一上行链路路径l₁ ^u(虚线)传播到第一卫星14。它还具有辐射图主波瓣12B，指向在这样一个轨道中的第二个卫星16；其信号沿第二上行链路路径l₂ ^u传播到第二卫星16，并使用后者产生和通信信号相干扰。该未知信号频率是由例行监视卫星信道的频谱分析设备确定的。典型的通信卫星工作在K_u频段(11-14GHz)，具有16个频道，每个36MHz宽，而且每个可携带100个通信信号。对路径标志l₁ ^u和l₂ ^u的上标“u”表示来自未知发射机10的上行链路。

卫星14和16由定位在英格兰的以地面站天线18A和18B形式的各个接收机监视，并合在一起称为接收机18。它们从该未知发射机10接收信号并沿第一和第二下行链路路径l₁ ^d和l₂ ^d将其转发到各个接收机18。这里上标“d”指示到监视接收机的下行链路路径。接收机18接收各自的复制的未知信号，该信号包括路径延迟和因卫星移动的多谱勒频偏。接收机18还分别发射参考信号到卫星14和16，这些信号是彼此复制的信号，当开始发射时，相位锁在一起。卫星14和16返回频偏等效的参考信号到各自的接收机18。

现参照图2，其中以前描述的元件的标记是相同的，指出按照源/卫星/接收机的几何示意图形由本发明抵消的效果。在实验中研究使用对地同步轨道卫星得到的处理大数据组的可实行性发现这些效果。发现用可接受的信号噪声比不能获得相关峰值的原因在于卫星移动的特有情况。这是非常惊奇的，因为对于在地球上定位一个源所要求的相对短的取样周期上迄今已认为对地静止或同步卫星相对一个源或接收机的移动基本上是不变的，这意味着，在个别地点，在那个间隔中对全部测量有可能具有同等的效果。因此不排除卫星移动间或单独在某些场合而不是别的什么场合形成可得到的一个相关峰值。任凭这种情况，按本发明已发现信号相关性是由沿着连接该卫星到源和接收机的线路的卫星速度和加速度分量的影响。如以下将更详细地加以描述的那样，已发现在大地定位测量期间这些分量在不同时间可以是很不相关的，以便在某些场合而不是别的什么场合形成可得到的相关。

图2用箭头20标记以指示包括在源10和接收机18方向上卫星速度和加速度(例如ν_1u，a_1u)分量的参数，并同信号时间延迟和相关的信号路径一起在下表定义。本发明包括抵消DFD的时间变化和最好也抵消时间扩展的时间变化的处理；以下在图2中用一个线性源时间轴22和一个非线性接收机时间轴24来加以描述。该轴22和24指示在到达接收机18的连续信号之间因卫星移动存在时变时间分隔或扩展。

时间延迟τxy，速度分量vxy或加速度分量axy	路径(τxy)或方向(vxy或axy)和卫星或接收机
		τ1u	在到卫星14的上行链路路径l1 u上的延迟
τ1d	在到接收和18A的下行链路路径l1 d上的延迟
		τ2u	在到卫星16的上行链路路径l2 u上的延迟
τ2d	在到接收机18B的下行链路路径l2 d上的延迟
		v1u	沿到源10的上行链路路径l1 u卫星14的速度分量
v1d	沿到接收机18A的下行链路路径l1 d卫星14的速度分量
		v2u	沿到源10的上行链路路径l2 u卫星16的速度分量
v2d	沿到接收机18B的下行链路路径l2 d卫星16的速度分量
		a1u	沿到源10的上行链路路径l1 u卫星14的加速度分量
a1d	沿到接收机18A的下行链路路径l1 d卫得14的加速度分量
		a2u	沿到源10的上行链路路径l2 u卫星16的加速分量
a2d	沿到接收机18B的下行链路路径l2 d卫星16的加速度分量

图2表示对开始规则地放置在一个波形上的点可能发生什么，该波形通过在空间的一条路径并经受时变的多谱勒效应。使用模数转换器(ADC)取样接收的信号并对经受多谱勒效应的信号给出有规则的取样组；在方程(2)中的数据组z₁或z₂之一个中，这些取样要求定时调整，以便响应经受不同程度多谱勒效应的其他数据组中的取样。图2未描述这种情况-但代之以表示对在开始规则地放置的一个信号波形上的点的阵列受微分多谱勒效应影响的结果。扩展不同于跨越四个在以后描述的接收机频道，并且对一单独频道示意表示在22处。

现在还参照图3，其示意地表示本发明的用于发射机定位***(TLS)的一个信号处理***并一般用30指示。着重之处在于该图是示意的，而且并不表示全部***特征细节，仅轮廓性地加以描述，因为在现有技术的US5,008,679和公开的PCT申请WO97/11383中非常详细地描述了发射机的定位。该说明书的读者可参照PCT申请WO97/11383以便详细说明发射机定位将如何付诸于实践，但关于附加参数的测量以及复数相关处理为获得按本发明的卫星移动补偿不在此例。

为简化说明，功能性地而不是借助设备的实际项目说明处理***30；某些项目归类多个功能，而其他一些分开表示的项目可以合在一起实施，像单独的一个装置。处理***30具有四个频道：32AR，32AU，32BR和32BU；后缀A和B表示分别与接收机18A和18B相关，而后缀R和U表示分别与参考和未知信号相关。元件具有相同的数字标记，还具有区分频道的不同的后缀。频道和它们的元件将被认为设有后缀则表示任一或全部没有差别，如果需要加上后缀则是专门指定的。接收机18A连接到频道32AU和32AR，而接收机18B连接到频道32BU和32BR。

每个频道32包含串连配置的混频级34，用于频率的下变频转换和模拟滤波，一个模数转换器(ADC)36和指数级38(H)，用于将实信号转换到具有同相和正交分量的复等效信号。混频器34连接到馈送LO的一个公共本振信号。从指数级38AU和38BU的输出传送到第一相关处理级40U，而从指数级38AR和38BR的输出传送到第二相关处理级40R。处理级40U和40R执行参数确定，而相关函数处理将在以后更详细地描述。在映像级42中进行几何计算和映像以定位未知的发射机10。指数表示，相关处理和映像级38，40和42可以在单个计算机中实施。

处理***30的工作如下。来自接收机18的信号放大后馈送到混频级34，在那里经滤波并下变频到适于模数(A/D)转换的中心频率。下变频在若干级中随滤波发生以限定在每个情况中有关信号频段并防止在A/D级出现假频。混频器级34AU和34BU调谐以提取未知信号，同时混频级34AR和34BR调谐以提取参考信号。

ADC36使用自动电平控制(ALC)取样来自各混频级34的信号，以使量化噪声影响最小。如此形成的信号取样是实信号，而指数表示级38使用Hilbert转换将它们转换到解折的或复数的形式。实际上，来自频道32AU的一组信号取样s₁(t)转换到可解析的取样组z₁(t)，然后z₁(t)共轭形成一组z₁ ^*(t)。接着对频道32BU进行类似的程序但无共轭运算以产生一取样组z₂(t)。如以下将描述的那样。这些未知信号的两个可解析的取样组接着在40U一起相关，以确定它们的DFO和DTO。对参考信号在38AR和38BR产生相同的取样组并在40R进行相关。

以下指示复数取样的实和虚部：频道32AU：(x₁(t_i)，y₁(t_i))或z₁；频道32BU(x₂(t_i)，y₂(t_i))或z₂；频道32AR(r₁(t_i)，s₁(t_i))或p₁；频道32BR(r₂(t_i)，s₂(t_i))或p₂。

每个相关处理级40相关分别从同一初始信号的失真形式取得的两组信号取样，失真起因于通过卫星中继站的传播；即彼此相关在频道32AU和32BU中的两个未知信号的形式，如像在频道32AR和32BR中的两个参考信号形式彼此相关那样。每个取样组还具有噪声分量，其统计地独立于来自其他频道的取样组的噪声分量。

如在现有技术中那样，过程等同在相关中使用的取样组，借助将可调整的参数***相关操作，直到该相关函数为一个最大值；这些参数是与源/卫星/接收机几何形状相关。如在现有技术中使用参考信号为的是消除噪声同在未知信号中的噪声相关，而参考信号源提供一个参考点，相对该参考点将确定未知源的位置。但是，在现有技术中，每个相关操作仅包括微分频率偏移(DTO或ν)和微分时间偏移(DTO或τ)的固定值。在本发明中，对时变DFO的表示式为的是补偿卫星移动，而如果必要的时变DTO被抵消的话。如果卫星移动并不过分严重，则有可能通过仅补偿时变DFO而获得合适的结果。使用新的不同于方程(1)的相关函数来改变相关操作实施。该新函数称为复数相关函数或CCF以将其与早期的表示式加以区别；对于抵消时变DFO合适的方式是使用倾斜于黄道的轨道对地同步卫星。它并不抵消时变DTO，是不同于以下描述的过程。CCF表示为由以上方程(2)给出的A(τ₀，b₁，b₂)并以下为方便而被重复： $A({\mathrm{\τ}}_0,b_1,b_2)=\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{z}_1^{*}\left(t\right)z(t+{\mathrm{\τ}}_0)e^{-2\mathrm{\πi}(b_1+2b_{2}t)t}\mathrm{dt}-----\left(2\right)$ 这里z₁和z₂是代表相关的两个信号的数据取样组，星点表示z₁的复数共轭，T是在其上进行取样的时间，z₀是因信号路径差而在其之间的微分时间偏移(DTO)的时间标量分量，和b₁及b₂是表示DFO的方程(3)中的常数：DFO≡ν＝b₁+2b₂t                               (3)常数b₁是测量时在数据记录开始时DFO的初始值；2b₂是DFO对时间的复化率，称为微分频率变化率偏移或DFRO。

方程(3)表示按本发明的发现，即在对地同步卫星情况下测量期间DFO的变化通常能假定为对时间是线性的而达到良好的近似。如果DFO对时间的变化是明显非线性的，则更高幂次的t-即b₃t²，b₄t³等等-可以包括在方程(3)的对DFO的表示式中，然而在多数情况下可以忽略。可以包括它们，只要卫星截取平台的移动要求于它，但是处于昂贵的额外处理的情况。参数τ₀和b₂由***每个试验值于方程(2)中确定，计算CCF和重复该过程从而发现相关表面|A(τ₀，b₁，b₂)|的最大值，即CCF的模作为τ₀，b₁，b₂的一个函数。不必重复b₁，因为这是根据频域中CCF峰的位置通过检验确定的，就像在下面将被更详细地加以描述的那样。

相关函数A(τ₀，b₁，b₂)应用到卫星中继站或截取平台是对地静止的(GEO)并要求大的数据组，从而导至长数据收集时间和DFO变化。它还可应用这样一些情况中，在那里使用其他类型的截取平台，则如飞机，GEO-LEO(低地球轨道MEO-MEO(中地球轨道)和LEO-LEO卫星组合，但是时间扩展补偿的附加技术是相关的，如将在以下描述的那样。

更详细地，使用方程(2)的相关过程如下。选择用于延迟和DFRO的参数τ₀和b₂的值。开始，设备这些参数到零，每个按以下步骤通过一个予定的范围接着递增：每个步骤是多个由在连续信号取样之间的时间Δt所确定的基本增量(即，多个取样率的倒数)。取样率在数字上等于由包括在混频器34中的低通滤波器设置的取样带宽的两倍。

在τ₀和b₂中的基本增量分别表示为Δt和Δb₂；Δt＝1/2B_s和Δb₂＝1/2T²，这里B_s和T分别是ADC36的取样带宽和取样周期。

对于每个DTOτ₀和DFRO b₂的值，取z₁ ^*(t)z₂(t+τ₀)乘exp(-2πib₂t²)的内积的快速富氏变换(FFT)，以便将其转换到频域。这将使DFO b₁自动确定为那个频率偏移，在此频率偏移上将产生CCF函数最大值。计算所有DFO值用在单个FFT操作中，因此无必要以步幅Δb₁递增并在每个步幅之后计算CCF。对每组(τ₀，b₂)值重复FFT；即选择τ₀和b₂的第一值并计算z₁ ^*(t)z₂(t+τ)exp(-2πib₂t²)的FFT。对于增量步幅为Δt＝1/2B_s的τ₀的值的范围重复这种计算；之后b₂增加一个0.001Hz/s增量(这是一个额定常规值)并重复τ₀值的范围和相关的FFT估算。重复这个过程直到已使用在其各自范围中的所有τ和b₂的值。对于在7.9GHz-8.4GHz的SHF频段中的操作，使用GEOsat截取平台，求得典型b₂值为0.05Hz/s。在频域复相关函数(CCF)的模具有一个最大值，而在该最大值处τ₀和b₁值提供要求的DTO和DFO。由此提供计算(τ₀，b₁，b₂)值范围的CCF的进行计算的有效方法。

以上过程近似地定位于CCF的最大值。定位精度可以通过如在PCTWO97/11383中详细描述的内插法加以改进。以上认为其与复数模糊函数(CAF)有关。取大约其最大值的CCF的模(或平方的模)的值的范围，并用内插法去获得DTO，DFO和DFRO值的更好的估算。

该过程对来自被定位的源的信号产生τ₀，b₁和b₂值。对于参考信号重复该过程以得到相应的τ_0，ref，b_1，ref和b_2，ref。该过程对于在t＝0数据收集开始时其具有的瞬时值给出校正的DFO；方程(3)提及。

使用τ₀和τ_0，ref的值确定上行链路到达时间差TDOA_u，即在各卫星14和16处在来自未知源10的两个信号或复制信号到达时间之间的差。b₁，b_1，ref以及b₂和b_2，ref的值用来确定未知信号和参考信号的DFO值。现将给出理论论述。

首先参照τ₀和τ_0，ref的使用，DTO是对于传播两个不同路径到一个接收机的开始未知的或参考信号的两个失真形式的时间差，即或者从该源10到一个接收机18，或者通过卫星14或16从源10到一个接收机18。借助于与源/卫星/接收机***的运动学有关的独立的，时间不变参数(τ₀，b₁，b₂…等)，它可以在取样的持续期间表示成时间t的函数：

DTO≡τ＝τ₀+a₁t+a₂t²+a₃t³+......                  (4)

DTOτ由两项τ₁和τ₂的差形成的，其表示复制的单个初始信号因传播不同路径而产生的信号传播延迟。它也可表示成如下上行链路和下行链路延迟加上在传播电子信号频带(例如一个卫星应答器***)中试验的任何附加延迟的和：

τ＝τ₁-τ₂＝(τ_1u+τ_1d)-(τ_2u+τ_2d)＝(τ_1u-τ_2u)+(τ_1d-τ_1d)    (5)这里在表1中定义各项。借助上行链路延迟差和下行链路延迟差的和方程(5)表示DTO，并归类在电子延迟间的这些任一个差中。

对大地定位要求的取样周期通常较短(毫秒到数十秒)，并不管卫星的移动已发现上行链路和下行链路延迟可表示为缩短了的时间t的下列幂级数

τ_1u＝τ₀，1u+a_1，1ut+a_2，1ut²+......                               (6)

对于早期在表中给出的其他延迟的类似表示，即τ_1d，τ_u2和τ_d2，用系数下标适当变化到a_1，1d等。系数a_1，1u等并不和在早期的表中定义的加速度相同，而是能够与卫星速度和加速度相关。对DTO全部表示为：

τ＝((τ_0，1u-τ_0，2u)+(τ_0，1d-τ_0，2d))+((a_1，1u-a_1，2u)+(a_1，1d-a_1，2d))t (7)

+((a_2，1u-a_2，2u)+(a_2，1d-a_2，2d))t²+........参数τ₀，a₁，和a₂通过检验求得，即通过拟合方程(4)和(7)中的时间t的幂的系数求得。

用于DTDτ的方程(7)包含上行链路的贡献，其直接与欲确定的未知源位置相关，和下行链路贡献，其根据卫星/接收机***几何形状是已知的，上行链路贡献称为TDOA_u。为消除TDOA_u估算的偏差，一种对参考信号的DTO的等效表示式是从未知源信号的DTO中减去。除以与它们影响源信号DTO同样方式影响它的偏差(例如卫星处理延迟)外，源/卫星/接收机***的已知几何形状允许参考信号DTO进行计算。这就是为什么也测量参考信号DTO的原因。TDOA_u通过以下关系与测量的DTO值相关： ${\mathrm{TDOA}}_u=\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{ref}}+\frac{{(l_1^u-l_2^u)}_{\mathrm{ref}}}{c}=\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{ref}}+\frac{{(l_1^d-l_2^d)}_{\mathrm{ref}}}{c}-----\left(8\right)$ 这里c是光速，而下标‘ref’在(8)中表示卫星和接收地面终端之间的路径，参考信号通过该路径通过。DFOν是两个接收的信号之间的频率差。可以表示它，使用在多谱勒速度和时延对时间的变化率之间的一般关系，借助源/卫星/接收机***的运动学，对于卫星上行链路示例说明如下： $\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ν}}_{1u}=\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\φ}}_{1u}=-\frac{d}{\mathrm{dt}}\left(\frac{{l_1}^u}{{\mathrm{\λ}}_u}\right)=\frac{{\mathrm{\ν}}_{1u}}{{\mathrm{\λ}}_u}=-\frac{c}{{\mathrm{\λ}}_u}\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\τ}}_{1u}-----\left(9\right)$ 这里Δν_1u是多谱勒频偏，是在到卫星14的上行链路路径l₁ ^u上发生的，τ_1u是相位和λ_u是在上行链路上的卫星14或16处接收的信号的波长(在其中心频率)，通过改变下标可得到其他***上行链路和下行链路的类似表示式。

未知信号DFO由下式给出： $\mathrm{DFO}\≡\mathrm{\ν}=-\frac{c}{{\mathrm{\λ}}_u}[\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\τ}}_{1u}-\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\τ}}_{2u}]-\frac{c}{{\mathrm{\λ}}_d}[\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\τ}}_{1d}-\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\τ}}_{2d}]+\mathrm{bias}-----\left(10\right)$ 其中λ_u和λ_d分别是上行链路和下行链路信号在其中心频率处的自由空间波长，而偏差由卫星周转频率偏移和卫星位置误差所引起。

参考信号DFO类似地由下式给出： ${\mathrm{DFO}}_{\mathrm{ref}}\≡{\mathrm{\ν}}_{\mathrm{ref}}=-\frac{c}{{\mathrm{\λ}}_{u,\mathrm{ref}}}{[\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\τ}}_{1u}-\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\τ}}_{2u}]}_{\mathrm{ref}}-\frac{c}{{\mathrm{\λ}}_{d,\mathrm{ref}}}{[\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\τ}}_{1d}-\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\τ}}_{2d}]}_{\mathrm{ref}}+\mathrm{bias}---\left(11\right)$

从(10)减(11)将抵消在两方程中相同的偏差并给出上行到达频率差FDOA_u的表示式： ${\mathrm{FDOA}}_u=\mathrm{\ν}-{\mathrm{\ν}}_{\mathrm{ref}}+\frac{c}{{\mathrm{\λ}}_d}[\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\τ}}_{1d}-\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\τ}}_{2d}]$ $-\frac{c}{{\mathrm{\λ}}_{u,\mathrm{ref}}}{[\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\τ}}_{1u}-\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\τ}}_{2u}]}_{\mathrm{ref}}-\frac{c}{{\mathrm{\λ}}_{d,\mathrm{ref}}}{[\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\τ}}_{1d}-\frac{d}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\τ}}_{2d}]}_{\mathrm{ref}}-----\left(12\right)$ 这里据***几何形状知道最后三项，头两项是未知的，而由确定CCF最大值测量参考DFO如在先描述的那样。如在图2中所表示的，还确定其他可测量的微分频率变化率偏移(DFRO＝2b₂)，这是在沿各自路径从源10通过卫星截取平台14和16到地面截取站18测量的信号的多谱勒变化率(DFO变化率)之间的差。可以用它来形成已知为采用源/卫星/接收机***的加速度效应的上行链路的到达微分多谱勒变化率(DDROA_u)的参数。该DDROA_u是沿未知源10到卫星截取平台14和16的路径测量的多谱勒变化率差。它对移动源的定位是有用的。该DDROA可借助DFRO由以下直接微分(12)来表示： ${\mathrm{DDROA}}_u=\mathrm{DFRO}-{\mathrm{DFRO}}_{\mathrm{ref}}+\frac{c}{{\mathrm{\λ}}_d}[\frac{d^2}{{\mathrm{dt}}^2}{\mathrm{\τ}}_{1d}-\frac{d^2}{{\mathrm{dt}}^2}{\mathrm{\τ}}_{2d}]$ $-\frac{c}{{\mathrm{\λ}}_{u,\mathrm{ref}}}{[\frac{d^2}{{\mathrm{dt}}^2}{\mathrm{\τ}}_{1u}-\frac{d^2}{{\mathrm{dt}}^2}{\mathrm{\τ}}_{2u}]}_{r\mathrm{ef}}-\frac{c}{{\mathrm{\λ}}_{d,\mathrm{ref}}}{[\frac{d^2}{{\mathrm{dt}}^2}{\mathrm{\τ}}_{1d}-\frac{d^2}{{\mathrm{dt}}^2}{\mathrm{\τ}}_{2d}]}_{\mathrm{ref}}-----\left(13\right)$

上行链路TDOA((8)中的TDOA_u)和上行链路FDOA((12)中的FDOA_u)用于处理静止RF源(在地球表面上的)的发射***置定位，就像在公开的国际申请号WO97/11383的现有技术中所描述的那样。在这种特定情况下显然地不使用DDROA_u。然而甚至正是在这种情况下，对DDROA_u引起卫星的加速度效应在CCF中被抵消，就像早先所描述的那样使用如在先描述的参数b₂的试验值。甚至当定位源10并不特别需要它时，在计算CCF时必须使用这个参数。这是因为RF发射体定位问题有两个部分。首先是检测CCF的峰值，其次是将CCF的峰值与地球表面上的位置相关。第一阶段对卫星移动效应灵感；除了在现有技术中使用的那些(τ₀和b₁)外需要b₂作为补偿参数。

借助现有技术几何形状方法，通过使用确定的TDOA_u和FDOA值到地球的表面来定位源10。首先如早先所描述的那样，通过使方程(2)中的CCF最大为未知的和参考信号获取参数τ₀，b₁和b₂。通过以t＝0代入方程(3)，使用b₁，b_1，ref和b_2，ret以确定信号和参考DFO值。在数据收集开始时这将设置DFO作为它的瞬时值-通常是在这时将DFO校正到该值，但这并不是重要的。

v和v_ref的值置换到方程(12)中以确定FDOA_u。这里再次置时间t＝0；结果使用在取样开始时与时间相关的卫星天文历表数据(在空间的瞬时位置)确定源10的位置。

TDOA_u乘以光速c给出微分倾斜距离(DSR)，这是在从一个发射站到信号中继卫星14和16的两个信号路径长度之间的差，即参考发射机位置18A/18B或未知源10之间的差。FDOA_u乘以上行链路路径信号波长λ_u给出微分倾斜距离变化率(DSRR或DSR变化的时间变化率)。在公开号为WO97/11383的专利合作条约下的申请号PCT/GB95/02211的国际专利详细描述如何使用台劳(Taylor)展开近似。按照DSR和DSRR值去定位在地球表面上的源10，但将不在此描述。

当要求大取样组时仅用两个对地静止卫星(GEO_sat)中继站就是以抵消时变DFO。在频域中它集中CCF。其效果可以从图4和5看出；图4表示使用现有技术模糊函数方程(1)获得的结果，而图5表示使用复相关函数或按本发明的方程(2)的CCF获得的结果。在使用两个对地静止卫星获得的两种情况中使用相同的数据组。以符合专利要求，这些图都是按颜色打印绘制而产生的，其中颜色表示幅度，因此它们的精度不高。然而它们却提供了由使用本发明取得的好处的一种可靠的指示。

图4是划出对DTO和DFO的现有技术复数模糊函数方程(1)的伪三维图。可以看到的全部是噪声。图5是按本发明的复数相关函数方程(2)的类似图。在图5中尖状相关最大值50是全解，并且明显地站立在噪声52之上。

参照图6再次用描绘CCF模平方或乘方对频率的关系曲线方式表示卫星移动的影响。在820，38的DFO处应当是一个单一的CCF峰值，但代之是一个扩展出大于16Hz的平顶60。这与图7相反，图7中已补偿掉DFO的变化从而给出一个清晰的峰值解70。

有必要使用快速移动中继站平台于地面定位，例如飞机，中地球轨道卫星(MEO_sat)，低地球轨道卫星(LEO_sat)，或与对地静止卫星的组合。如果是这样，在时域中CFF必须也集中以补偿时间扩展。有必要补偿在用于测量的数据采集的过程中明显变化的时间延迟τ₀。

方程(2)的CCF仅在取样间隔T中补偿DFO变化。但它不补偿时间扩展，即在该间隔中的DTO变化。DTO变化是通过取样的周期的复制或切除以补偿在与有关数据组(z₂或p₂)中的取样不同步的一个数据组(z₁或p₁)中的取样而抵消的。对于使用两个卫星的测量，其中一个是对地静止的，而另一个是低地球轨道，其可以包括在具有百万个取样量级的数据组中按每数百个***或去除一个取样。还要求相位相关，并与已***的取样一起被施加到所有在跟接***或去除的一个数据组中的取样，如果这种情发生的话。通过在数据组中的相继的取样，连续的相位相关累加从***或去除的点施加每一个。

取样调整的定时，***/去除根据取样漏失到发生所用的时间确定的。漏失出现在时间扩展值由等于ADC取样间隔的一个量变化时。第m个漏失的时间(m个取样间隔的总时间扩展)由两个近似之一个计算：或(a)在时间方向跨接取样间隔的模糊表面的扩展，或(b)使用如早先描述的从使CCF最大得到的参数τ₀，b₁，b₂。

对于近似(a)，根据在其中已获得数据组的间隔上该复数相关函数的时间尺度扩展，相关处理器选择在一数据组中用于去除或复制的取样。如果一个CCF峰值可以从无时间扩展补偿的数据取得，则计算在其上扩展相关的时间间隔Δt。对于k个时间间隔的扩展，在数据组的调整(连续的取样漏失)的位置之间的取样数是N/K，这里N是在该数据组中的取样数。为调整而选择的数据组z₁或z₂(参见方程(2))只是实施习惯问题因而在原则上是任意的；例如如果z₁对应于由时间扩展展开的一个信号，则它能由取样去除收缩以对它校正，或者另外z₂可以扩展以对它匹配。选择的数据组由去除或***取样而收缩或扩展，其根据两个数据组之哪个被选择用于调整以及还根据确定的时间扩展是正或是负；如果选择z₁，它扩展，只要时间扩展是负的，其相应于DTO的变化率是负的。

在另外的近似(b)中，相关处理器30选择取样用于去除和复制乃是基于下列方程，它是从卫星移动导出的近似并是时间的二次函数： ${\mathrm{\τ}}_m=-\frac{\mathrm{\λ}}{c}{b}_1^{\′}{t}_m-\frac{\mathrm{\λ}}{c}{b}_2{t_m}^2=\mathrm{m\Δt}-----\left(14\right)$ t_m是从取样开始到第m个复制或去除取样，τ_m是实验高达t_m的总的时间扩展，m是为抵消时间扩展去除或***的取样间隔的数，Δt是取样间隔(在连续的ADC取样间的时间)，λ是在接收机18处，在任何频率下变频之前，在信号取样频段中心频率上的波长。参数b₁′是具有任一***误差(由于卫星周转频率变化)的DFO b₁的时间标量分量的估算，该***误差使用由参数信号导出的一个估算校正。另外b₁′可以是另一个参数，它是以使CCF的模最大的步幅变化。还可以在以上表示式中用b₂作为的步幅变化的独立参数，由此分解DFO的时间扩展和时间变化。

如果卫星移动效应不太严重，有可能忽略方程(14)中二次项t_m ²并应用产生的线性相关。

居先由忽略或***取样的取样乘以一个由下列表示式之一给出的相位相关因子：

      P＝e^2πifΔt，或P＝e^-2πifΔt                (15)

对p的表示式中的指数是正或负将根据居先的取样是忽略还是***；f是在下变频后对输入到模拟/数字转换器的取样信号的中心频率，而Δt是连续的ADC取样之间的间隔。取样的信号频段由反-段频低通滤波器设置。

在采取时间扩展补偿前，CCF的模最大化以取得DFO的近似值，而参数τ₀，b₁和b₂如以前所讨论的那样。之后时间扩展补偿通过***或去除合适的取样和调整四个数据组z₁，z₂，p₁，p₂的每一个中的相位来实施以产生补偿的等效值。之后CCF使用如此形成的补偿的数据组再次最大化以提供良好的DTO，DFO值以及要求的DFRO和DDROA。

对DFO移动及时间扩展的变化的补偿的过程概括如下：(a)使用仅对变化DFO的补偿获得DFO和DTO的初始值；(b)通过延迟/提前(转换)与一个相关数据组有关的部分并应用相位相关时间扩展补偿一个数据组；它包括复制/删除取样，如果适宜的话；以及(c)相乘取样组(在内积的意义上)以获得信号能量的测量并改变参数值以使CCF的模最大并以一般方式由下式给出：

           CCF＝[z₁ ^*]T^-1D^-1[z₂]                (16)它是CCF模，是最大化的，因为包括来自接收设备的噪声，其使信号能量是一个复量(在数学意义上)。T^-1和D^-1符号用来分别表示转换补偿和频率失真补偿，上标表示由***几何形状和运动学引入的影响的改变符号。括号[]表示包括该信号取样的一个矢量。一个中继站卫星的转换将导至时间扩展，因为改变了信号路径并由此改变了行程的相关时间。

对于开发DTO和DFO的更通用的表示式必须记住产生CCF最佳化使处理器更强化。在此描述的使用τ₀，b₁和b₂的近似值在目前并行的处理器的能力中是良好的。

方便的是借助DFO补偿和分开的DTO补偿表示失真补偿，因为相位的快速变化是通过这种的近似来去除的，即舍去影响一个数据流的DTO扩展补偿而不需要信号取样间的内插。

参照图8-11，其用图说明按本发明的抵消DFO变化和时间扩展的效应。这些图是使用无显著噪声的仿真数据导出的DTO对DFO的曲线图在图8中，DFO随DTO在包括误差限制的区域80上改变。图9说明单独的频率补偿效应，即抵消DFO中的变化。产生的区域90平行于DFO轴表示DFO目前是不变的，图10是图9对时间或仅DTO补位的等效图，并表示DTO不变的区域100。图11表示两个这些过程的组合，它表示不变DFO和DTO的单个峰值，对于DTO变化的补偿仅用方程(14)中的线性项执行。

图12-14用图说明产生噪声的效应。除关于使用图8-11相同数据产生的噪声外，它们准确地表示无噪声的相同特征。可以看到图12和13中DTO和DFO是不可视的，或无补偿(图12)或仅对频率失真和时间失真之一补偿(图13)，其给出同样结果。图14具有单个容易在周围噪声上可看清的峰值140，例如142；它说明按本发明对频率和时间失真两者的补偿导出DTO和DFO值可以取得而不管是否存在噪声。

Claims (17)

1.一种定位由多个信号中继站接收的一个未知信号的源的方法，该方法包括步骤：(a)配置多个接收机(18)通过各自的信号中继站(14，16)接收复制的未知信号；以及(b)使该复制信号经受相关处理；特征在于在步骤(b)中的相关处理用一个复相关函数(CCF)执行，该函数至少部分地补偿因中继站相对源和接收机移动该复制信号的微分频率偏移(DFO)随时间的变化。

2.按权利要求1的方法，其特征在于步骤(b)中的相关处理包括在复制信号间引入一个试验时间偏移并计算它们的相关值，然后重复该过程以获得一个相关最大值并导出至少复制信号微分时间偏移(DTO)和DFO中之一；

3.按权利要求2的方法，其特征在于步骤(b)中的相关处理用包含时间函数的一个指数的CCF来执行，该时间函数第一项，其是一个不变的DFO值，和第二项，其是时间和一个常数值的积，用于DFO随时间的变化率，即一个固定的微分频率变化率偏移(DFRO)值，其中步骤(b)还包括在计算相关前引入一个试验值对应于DFRO，并且重复一个类型的试验值用于每个其他类型，还确定一个合适的DFRO值以获得相关最大值。

4.按权利要求1，2或3的方法，其特征在于步骤(b)中的相关处理用适于同相的并经受数据重复或去除的数据组执行以抵消时间扩展。

5.按权利要求4的方法，其特征在于相关的两个数据组之一中的取样由跟随乘以一个相位因子的去除取样的取样或由包括和跟随乘以这样的一个因子的复制取样的取样而适于同相，根据两个数据组的那个是适合的和DTO随时间变化的符号，该相位因子是e^2πifΔt或e^-2πifΔt，其中f是在为取样下变频之后取样的信号频段的中心频率和Δt是连续取样间之时间间隔。

6.按权利要求4或5的方法，其特征在于当情况可以根据在其中取得一个间隔上相关函数的时间尺度扩展时去除或重复选择取样。

7.根据权利要求4或5的方法，其特征在于当情况可以根据对下列t_m的二次方程式至少线性近似时为去除或重复选择取样： ${\mathrm{\τ}}_m=-\frac{\mathrm{\λ}}{c}{b}_1^{\′}{t}_m-\frac{\mathrm{\λ}}{c}{b}_2{t_m}^2=\mathrm{m\Δt}$ 这里t_m是对第m个复制或去除的取样的时间，m是直到时间t_m重复或去除取样的数，τ_m是直到时间t_m的总时间扩展，Δt是连续取样之间的时间间隔，而λ是在取样频段的中心频率上的自由空间波长，b’₁是在对任何***频率误差校正的取样的开始时DFO的估算值，而b₂是DFO随时间变化的变化率的一半。

8.按权利要求1-7任一的方法，其特征在于相关函数是由下式给出的称为CCF的复相关函数： $\mathrm{CCF}\≡A({\mathrm{\τ}}_0,b_1,b_2)=\underset{0}{\overset{\mathrm{\τ}}{\∫}}{z}_1^{*}\left(t\right)z(t+{\mathrm{\τ}}_0)e^{-2\mathrm{\πi}(b_1+2b_{2}t)t}\mathrm{dt}$ 这里z₁和z₂是表示相关的两个信号的数据组，星点表示z₁的复共轭，T是在其上进行取样的时间，τ₀是DTO的时间标量分量，而b₁和b₂在对以下DFO随时间变化的表示式中是常数：

           DFO≡ν＝b₁+2b₂t其中CCF是特别由在其中***试验值b₂和适于包括附加的或去除的取样值的z₁和z₂形式而最大，以便抵消时间扩展。

9.按权利要求8的方法，其特征在于在每重复步骤(b)之后，将z₁ ^*(t)z₂(t+τ₀)exp(-2πib₂t²)的积富氏转换到领域，以便提供可得到作为频率偏移的DFO b₁，在该频率偏移CCF最大值出现。

10.一种用于定位由多个信号中继站(14，16)接收的未知信号的源(10)的定位设备，其包括(a)多个接收机(18)，用于通过各自的信号中继站(14，16)接收复制的未知信号；(b)一相关处理器(30)，用于相关复制信号，并得到表示至少其DTO和DFO之一的相关最大值；其特征在于配置该相关处理器(30)以用复相关函数(CCF)执行相关，其至少部分地补偿因中继站相对源和接收机移动DFO随时间的变化。

11.按权利要求10的设备，其特征在于配置相关处理器(30)以在复制信号间引入一个试验时间偏移，计算它们的相关性并重复这个过程以取得相关最大值。

12.按权利要求11的设备，其特征在于配置相关处理器(30)，以使用包含时间函数的一个指数的CCF，该时间函数具有是一个不变的DFO值的第一项和是时间和一个常数值的积的第二项，用于DFO随时间的变化率，即一个固定的微分频率变化率偏移(DFRO)值，其中，相关处理器(30)还被配置来引入DFRO的试验值和重复地对DTO和DFRO的成对试验值计算相关性以确定使相关最大值获得的DFRO值。

13.按权利要求11或12的设备，其特征在于相关处理器(30)配置来用适于同相的并经受数据复制或去除的数据组执行相关，以抵消时间扩展。

14.按权利要求13的设备，其特征在于相关处理器(30)配置来适于同相的两个数据组取样之一由将跟随一个去除的取样的取样乘一个相位因子或将一个复制的取样和跟随复制的取样的取样乘一个这样的因子进行相关，根据两个数据组的哪个是适合的和DTO随时间变化的符号，该相位因子是e^2πifΔt或e^-2πifΔt，其中f是为取样下变频之后取样的信号频段的中心频率和Δt是连续取样间的时间间隔。

15.按权利要求13或14的设备，其特征在于相关处理器(30)配置来根据在一时间间隔上的相关函数的时间尺度扩展选择用于去除和重复的取样，在该间隔上获得取样。

16.按权利要求13或14的设备，其特征在于相关处理器(30)配置来基于下列为t_m ²的二次方程式的至少线性项选择用于去除和复制的取样： ${\mathrm{\τ}}_m=-\frac{\mathrm{\λ}}{c}{b}_1^{\′}{t}_m-\frac{\mathrm{\λ}}{c}{b}_2{t_m}^2=\mathrm{m\Δt}$ 这里t_m是从取样开始到第m个重复的或去掉的取样的时间，m是直到时间t_m重复的或去除的取样数，τ_m是直到时间t_m的总的时间扩展，Δt连续取样之间的时间间隔，λ是取样频段的中心频率处的自由空间波长b₁′，是在对任何***频率误差校正的取样的开始处DFO的一个估算值，而b₂是DFO随时间变化的变化率的一半。

17.按权利要求10的设备，其特征在于CFF由下式给出： $\mathrm{CCF}\≡A({\mathrm{\τ}}_0,b_1,b_2)=\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{z}_1^{*}\left(t\right)z(t+{\mathrm{\τ}}_0)e^{-2\mathrm{\πi}(b_1+2b_{2}t)t}\mathrm{dt}$ 这里z₁和z₂是表示两个相关的信号的数据组，星点表示z₁的复数共轭，T是在其上进行取样的时间，τ₀是DTO的时间标量分量，而b₁和b₂在用于对DFO随时间t变化的DFO的下列表示式中是常数：DFO≡ν＝b₁+2b₂t，其中相关处理器(30)配置来通过除那些τ₀外用试验值b₂，与适于包含复制或去除的取样值的z₁和z₂的形式一起计算它使CCF最大，以抵消时间扩展。

18.按权利要求(17)的设备，其特征在于相关处理器(30)配置来将连续积z₁ ^*(t)z₂(t+τ₀)exp(-2πib₂t²)富氏变换到频域，以便获得DFO b₁作为频率偏移，在该频率偏移上出现CCF最大值。

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