CN1331516A - 处理频率信号的装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种具有功率限制器(10)的处理频率信号的装置,其中该功率限制器(10)具有第一信号路径(12),该功率限制器(10)具有第二信号路径(14),第一信号路径(12)具有模拟信号处理装置(16),第二信号路径(14)具有数字信号处理装置(18),数字信号处理装置(18)具有用于选择地抑制一定频率范围的装置,及第一信号路径(12)的输出端及第二信号路径(14)的输出端与用于组合信号的装置(22)相连接。本发明还涉及一种可有利地使用根据本发明的装置实施的方法。

Description

处理频率信号的装置及方法

本发明涉及一种具有功率限制器的处理频率信号的装置。本发明还涉及一种其中功率被限制的处理频率信号的方法。

在现代无线电***的领域中公知了数字多点***(“digitale multipointsystems”(DMS))。DMS频带由多个频道组成。例如在DMS-26GHz中具有32个频道，每个频道28MHz。通常，一个DMS经营者从主管机关获得批准，以在一个或多个相关或不相关的频道中提供它的业务。制造者则必需在制造时将基台及终端的无线电频率(RF)组件调谐在这些通道上。这导致高的开发成本，因为需要开发多个通道专用的RF组件。此外在制造中形成了高成本，例如由于提高了每个频道专用元件所需的库存管理成本。

以下将描述传统的宽带采样。在***中所使用的模-数转换器的给定分辨率或动态性能的情况下，前级的模拟量滤波器将被这样地设计，即在极端工作条件(“最坏的情况”)下也能避免转换器的饱和。因为一个模-数转换器的量化噪音功率密度是恒定不变的，因此为了避免饱和模拟信号的阻尼不可能不引起有效频道信噪比的显著变差。在宽带采样时存在着危险，即来自另外***的并对其功率密度无影响的频率分量也被转换。这种情况在DMS***中譬如为，相邻的频带属于另一经营者。

在图11中表示出一个DMS***的宽带模-数转换器的输入端上的最坏情况下的功率密度分布。在该图中表示功率密度ρ相对频率f的变化。在该功率密度分布的中心是所考虑的频道(“channel of interest”)(COI)。在该图的范围内假定，在模-数转换器输入端上施加具有BNR[dB](截噪比“Blocking to NoiseRatio”)的恒定功率密度的所有相邻频道及具有在模拟量处理路径的噪音电平以上的功率密度SNR[dB](信噪比“Signal to Noise Ratio”)的有效通道。在此情况下，如果这些相邻频道属于另一经营者，则这些相邻频道的功率密度在有效频道以上30dB。在最坏情况下有下式：

        BNRmax＝SNR＋30dB    (1)

通过根据图11所示的模型及其要求、即该功率应小于其有效分辨率为ADC的模-数转换器的峰值功率对总功率的计算，可导出该转换器不工作在饱和状态的最大BNR的条件： $\mathrm{BNR}\≤10\·1g\left\{\frac{{3\·2}^{2(\mathrm{ADC}-1)}\·{10}^{\frac{\mathrm{Cr}+\mathrm{NQR}}{10}}-\frac{W_{\mathrm{CH}}}{f_S}\·{10}^{\frac{\mathrm{SNR}}{10}}+\frac{2\·W_F+W}{f_S}-\frac{1}{2}}{\frac{W_F+W-W_{\mathrm{CH}}}{f_S}}\right\}----\left(2\right)$ 其中SNR＝有效频道的“信噪比”，单位[dB]BNR＝相邻频道的“截噪比”，单位[dB]CR＝峰值因数，单位[dB]NQR＝量化噪音功率密度Q与信号噪音功率密度之间的距离，单位[dB]f_s＝采样频率ADC＝模-数转换器的有效位数W_CH＝一个有效频道的带宽W＝模-数转换器1输入端的总有效带宽W_F＝模拟抗混淆滤波器的滤波器边沿的带宽

将借助2个例子来说明上述等式。例1：描述在一个26GHz***中2个通道的转换器。

通道的频率间隔W_CH＝28MHz。这两个通道将同时用一个模-数转换器来处理(W＝56MHz)。采样频率为f_S≈200MHz。出现的有效频道的最大SNR≈17dB。假定使用有效位数ADC＝9的转换器作为模-数转换器。模拟滤波器的过渡带宽为WF＝0.25W＝14MHz。峰值因数(输入端峰值比平均幅值)将为CR＝10dB。

此外应要求，由模-数转换器引起的最大允许SNR的下降为Δ＝0.5dB。由此得到量化噪音功率密度与信噪功率密度的距离为： $\mathrm{NQR}=-10\·1g({10}^{\frac{\mathrm{\Δ}}{10}}+1)\≈9\mathrm{dB}-----\left(3\right)$ 根据式(3)得到最大允许BNR为：

    BNR＜41dB[要求：BNR＝47dB]

相邻频道的功率密度也将比有效通道的功率密度高24dB。因此不能满足30dB的要求，在不适当的条件下可导致转换器的过调节，以致必需通过通道专用前置模拟滤波器来减小动态范围。例2：描述在一个26GHz***中4个通道的转换器。

在W_CH＝28MHz的通道的频率间隔情况下现在是四个通道用一个模-数转换器来处理(W＝122MHz)。采样频率为f_S≈200MHz。如上所述，出现的有效频道的最大SNR＝17dB。假定使用有效位数ADC＝7的转换器作为模-数转换器。模拟滤波器的过渡带宽为WF＝0.25W＝28MHz。峰值因数将为CR＝10dB。

因此在由模-数转换器引起的最大允许SNR的下降为Δ＝0.5dB时，由上式得到最大允许BNR为：

    BNR＜27dB[要求：BNR＝47dB]    (4)

三个相邻频道的功率密度将仅比有效通道的功率密度高10dB。因此对于DMS的应用传统的方案是完全不适合的。为了满足30dB的储备要求，必需提供具有其有效分辨率为12Bit(约14Bit标称位)的400MHz模-数转换器，这在当时(1998)是不能预见的，为了避免转换器的过调节，信号功率必需减小至少20dB。

以上描述了最大负载的情况(“Maximum Load Szenario”)。除此以外还必需考察最小负载的情况(“Minimum Load Szenario”)。对此将参照图12。在此情况下在转换器的输入端仅有一个具有带宽例如为80KHz(DMS)及SNR为5dB(QPSK)的业务频道(Traffic channel，Subchannel)，以致该转换器难以被控制。这与很高的过采样系数(采样频率/有效通道带宽)一起形成对信号及量化噪音的强相关性并由此使SNR显著变差。

该作用可这样来应付，即输入端的功率例如通过一个自动增益控制(“Automatic Gain Control”(AGC))来提高。对于白色量化噪音的条件可以分析地或通过仿真给出。

对过采样关系大的带宽是基于类似宽带的预处理及由此有大的噪音带宽Wnoise＝W。

由此对于例1及2的过采样系数有： $\mathrm{\η}=\frac{f_s}{W}\≈2^2---\left(5\right)$ 其结果表明，在满足以下条件时， $10\·\lg \left(\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{{\mathrm{\δ}}^2}\right)=10\·\lg (\frac{1}{6}\·{10}^{\frac{\mathrm{NQR}+\mathrm{AGC}}{10}})>0\mathrm{dB}---\left(6\right)$ 对于该过采样系数的量化噪音是近似白色的。其中σ²表示平均信号功率及δ表示所使用的转换器的量化步长。

由此得到条件：

            AGC＞8dB－NQR    (7)当NQR大于8dB时-情况肯定会是这样的，因此将不需要AGC。

采样***设计时的一个重要参数是允许采样点对其标准值的偏移值(jitter)。为了能定量地捡测采样偏移的方差，将参考图13所示的模型。在该模型的范围中假定，由一个频道产生的偏移噪音功率其频谱被限制在该频道上。

以下的等式表示采样偏移方差与所使用的转换器的分辨率、有效频道带宽及所要求的量化功率密度和偏移噪音功率密度之间距离的关系的条件： $\mathrm{\Δ}=10.1g({10}^{\frac{\mathrm{SJR}-\mathrm{SNR}}{10}}+{10}^{\frac{\mathrm{NQR}}{10}}+1)=10.1g({10}^{\frac{\mathrm{NQR}}{10}}\·({10}^{\frac{\mathrm{QJR}}{10}}+1)+1)----\left(8\right)$ 式中SJR＝-20·lg(2·π·f_max·σ_j)其中σ_j＝采样节偏移的方差，单位[sec]SNR＝有效频道的“信噪比”，单位[dB]NQR＝信号噪音功率密度与量化噪音功率密度之间的距离，单位[dB]QJR＝量化噪音功率密度及偏移噪音功率密度之间的距离，单位[dB]SJR＝信号噪音功率密度与偏移噪音功率密度之间的距离，单位[dB]f_max＝最大信号频率。

以下用两个例子描述采样偏移方差的要求。例1：描述在一个26GHz***中2个通道的转换器。

最显著的条件是对于28MHz的第二通道，即f_max＝68MHz。因此在式2内括号中的第一项对SNR的降低不能提供有意义的值，它要求：

      QJR＞10dB        (9)由SNR＝17dB及NQR＝9dB得到对偏移的一个要求：

     σ_j≤37psec      (10)例2：描述在一个26GHz***中4个通道的转换器。最苛刻的条件是对于28MHz的第四通道，即f_max＝136MHz。由SNR＝17dB及NQR＝9dB得到对偏移的一个要求：

     σ_j≤18.5psec    (11)

以上的实施例表明，在传统的宽带采样(例如在26GHz中的四个28MHz频道)情况下，要求一个具有有效分辨率至少为12Bit的模-数转换器的采样频率大于400MHz。仅在这样的转换器动态范围中从另外***的相邻通道接收的信号功率才可被控制。在不久的将来提供这种转换器看来是不可能的。

为了能使用现今的转换器进行宽带采样，必需在转换前使信号的功率受到限制。通常这可设置通道专用的模拟滤波器但这将带来以上所述的问题，即滤波器必需为频道专门地设计。

本发明将基于现有技术根据权利要求这样来解决，即功率限制器具有两个信号路径；第一信号路径具有模拟信号处理装置；第二信号路径具有数字信号处理装置；数字信号处理装置具有用于选择地抑制一定频率范围的装置；及第一信号路径的输出端及第二信号路径的输出端与用于组合信号的装置相连接。通过该结构可作到：在所有与有效频道相邻的频道中的功率被降低。该装置将配置数字部分及受其控制，由此它可适配于待处理的有效频道。在这方面有效频道应被理解为在基台中待处理的整个频率范围。例如在26GHz的***中，这将为一个或多个相邻或不相邻的28MHz频道。

最好第二信号路径具有一个模-数转换器，一个FIR(有限脉冲响应“FiniteImpulse Response”)滤波器及一个数-模转换器。以此方式，通过功率限制组件可提供因果互补的滤波，其滤波部分可数字地实现。在第二信号路径中借助一个FIR滤波器来抑制有效频道，而以尽可能高的SNR来处理相邻频道。被滤波的信号将传送给一个数-模转换器作继续处理。

最好在FIR滤波器中可执行功率调节，延时调节及si(x)补偿。因此可这样地提供数字信号，即接着通过与由第一信号路径引导的模拟信号相组合可形成一个信号，在该信号中有效信号未改变地被传送，而相邻频道被抑制。在这方面有利的是，FIR滤波器具有倾斜的滤波边沿。由此可达到：在有效频道直接附近的信号功率被有效地抑制，这将导致大的角度(N＞150)。

最好该FIR滤波器工作在转换器的采样频率上。因此可不降低采样频率地工作。

有利的是，FIR滤波器是借助一个滤波器组来实现。即用多个分析滤波器来工作，其中每个对一个频道进行低通FIR滤波。在四个分析滤波器的情况下，每个滤波器以采样速率的四分之一工作。通过有效频道部分频带的消隐产生出所需的带阻特性。另一部分频带可在随后的组合滤波中被处理。在组合滤波后以高采样频率进行部分频带信号的相加。

最好第一信号路径具有一个模拟延时机构。由此可达到，在第一信号路径及第二信号路径中的延时相一致，由此避免了滤波功能的下降。

最好该模拟延时机构具有一个恒定的总运行时间。该恒定总运行时间在例如20至150MHz的频率范围上可实现在所述大频率范围上的良好滤波功能。一个现实的恒定总运行时间譬如在250ns的范围上。

特别有利的是，该恒定的总运行时间相应于第二信号路径的转换器及FIR滤波器的总延时。因此使模拟延时结构的延时适配于第二信号路径的延时。

最好组合信号的装置具有一个模拟加法器。通过这样的装置两个信号路径的信号可彼此相减，以致所产生的信号具有几乎未改变的有效频带，而相邻频道则被抑制。

最好模拟加法器的输出信号输出到一个模-数转换器组件。因此，主要的模-数转换将基于其中干扰相邻频道被抑制了的输入信号来实现。

有利的是，输入的频率信号传送到模拟预处理装置。以此方式，模拟输入信号可通过模拟预处理被预阻尼，以使得第二信号路径上的转换器不会过调节。这是有利的，因为通过第二信号路径上的转换器形成了噪音，它与原始信号不相关及由此亦可不被抑制。该噪音分量的功率密度因此必需尽可能地小(相邻频道的高SNR)。

最好对输入的频率信号可施加一个校准信号。该校准信号位于校准信号“以外”，它将在模-数转换器组件后面的数字部分(调制解调器)中被估值。数字延时的调节可在该基础上进行，并且使得该校准信号的抑制最大。因为在数字部分中存在着对延时适配调节的可能性，例如通过连接延时机构，而对于模拟部分不存在对延时作绝对调节的必要性。只要它们在相同的量级上，就可能使第一信号路径及第二信号路径彼此被调准。但应注意到，在所考虑的整个频率范围上模拟延时的总时间应保持恒定。

在另一实施形式中可有利地，设有一个第三信号路径，它数字地实现一个等效频道，在其中进行采样速率的降低，其中第三信号路径具有一个复合混频器及一个FIR滤波器。由此可在第二信号路径上不使用有效频带的带阻滤波器。以此方式，可大大降低对FIR滤波器的要求。相反地，模拟延时机构仅实现小得多的延时就够了，这大约比带阻滤波器的实施形式降低16倍。由此在第二信号路径上FIR滤波器仅执行譬如si(x)补偿，延时调节及功率调节。

最好模-数转换器组件的输出信号传送到一个第四信号路径，在其中进行采样速率的降低，其中第四信号路径具有一个复合混频器及一个FIR滤波器。由此模-数转换器组件的输出信号可适配于第三信号路径的信号。

在这方面有利的是，第三信号路径的输出端及第四信号路径的输出端与用于组合信号的装置相连接。通过过渡到一个等效复合低通信号及随后将第三信号路径的信号及第四信号路径的信号相组合可使采样频率降低，例如可降低8倍。

有效的是，模-数转换器组件的输出信号通过一个校准单元被反馈到至少一个FIR滤波器。相应FIR滤波器的功能由此可基于模-数转换器组件的输出信号来调节。

同样在这方面有效的是，模-数转换器组件的输出信号通过一个校准单元被反馈到模-数转换器组件的一个可调节放大器。其放大系数可根据有效频带中的幅值及相位特性来适配。

本发明还基于根据权利要求19的方法这样地解决，即：频率信号被传送第一信号路径；频率信号被传送第二信号路径；在第一信号路径中进行模拟信号处理，及在第二信号路径中进行数字信号处理；在数字信号处理时选择地抑制一定频率范围；及由模拟信号处理产生的信号与由数字信号处理产生的信号相组合。通过该方法可实现根据本发明装置的优点。

最好在第二信号路径中将信号数字化，将该数字化信号传送给一个FIR滤波器，及将被滤波的信号传送给一个数-模转换器。以此方式，通过功率限制组件可提供因果互补的滤波，其滤波部分可数字地实现。在第二信号路径中借助一个FIR滤波器来抑制有效频道，而以尽可能高的SNR来处理相邻频道。被滤波的信号将传送给一个数-模转换器作继续处理。

最好在FIR滤波器中执行功率调节，延时调节及si(x)补偿。因此可这样地提供数字信号，即接着通过与由第一信号路径引导的模拟信号相组合可形成一个信号，在该信号中有效信号未改变地被传送，而相邻频道被抑制。

尤其有利的是，FIR滤波器工作在转换器的采样频率上。因此可不降低采样频率地工作。

最好在第一信号路径中信号被延时一定的量，它相应于第二信号路径的转换器及FIR滤波器的总延时。由此可保证，为了随后的组合两个信号路径彼此相适配。

尤其有利的是，从由模拟信号处理产生的信号中减去由数字信号处理产生的信号。因此，所产生的信号具有几乎未改变的有效频带，而相邻频道则被抑制。

最好由减法产生的信号输出到一个模-数转换器组件。因此，主要的模-数转换将基于其中干扰相邻频道被抑制了的输入信号来实现。

有效的是，输入的频率信号被模拟预处理。以此方式，模拟输入信号可通过模拟预处理被预阻尼，以使得第二信号路径上的转换器不会过调节。这是有利的，因为通过第二信号路径上的转换器形成了噪音，它与原始信号不相关及由此亦可不被抑制。该噪音分量的功率密度因此必需尽可能地小(相邻频道的高SNR)。

特别有效的是，对输入的频率信号施加一个校准信号。该校准信号位于校准信号“以外”，它将在模-数转换器组件后面的数字部分(调制解调器)中被估值。数字延时的调节可在该基础上进行，并且使得该校准信号的抑制最大。因为在数字部分中存在着对延时适配调节的可能性，例如通过连接延时机构，而对于模拟部分不存在对延时作绝对调节的必要性。只要它们在相同的量级上，就可能使第一信号路径及第二信号路径彼此被调准。但应注意到，在所考虑的整个频率范围上模拟延时的总时间应保持恒定。

根据另一实施形式，有利的是，第二信号路径中的一个模-数转换器的输出信号被传送到一个第三信号路径，它实现了具有一个复合混频器及一个FIR滤波器的等效频道，在其中使采样速率降低。由此可在第二信号路径上不使用有效频带的带阻滤波器。以此方式，可大大降低对FIR滤波器的要求。相反地，模拟延时机构仅实现小得多的延时就够了，这大约比带阻滤波器的实施形式降低16倍。由此在第二信号路径上FIR滤波器仅执行譬如si(x)补偿，延时调节及功率调节。

有利地，模-数转换器组件的输出信号传送到一个第四信号路径，它具有一个复合混频器及一个FIR滤波器，在其中使采样速率降低。由此模-数转换器组件的输出信号可适配于第三信号路径的信号。

有效地，第三信号路径的输出信号及第四信号路径的输出信号相组合。通过过渡到一个等效复合低通信号及随后将第三信号路径的信号及第四信号路径的信号相组合可使采样频率降低，例如可降低8倍。

有利的是，模-数转换器组件的输出信号通过一个校准单元被反馈到至少一个FIR滤波器。其放大系数可根据有效频带中的幅值及相位特性来适配。

同样有利的是模-数转换器组件的输出信号通过一个校准单元被反馈到模-数转换器组件的一个可调节放大器。

本发明是基于一个出人意料的知识，即与有效频道相邻的频道中的功率限制可通过可变滤波器来实现。该滤波器具有一个固定调节的模拟部分，例如一个延时机构，及一个可变的数字部分，它的频率可适配于有效频道的频率。由此将不再需要开发频道专用的RF组件来使滤波器调整到有效频道的专用频率上，尤其在被分配给多个经营者的DMS频带的情况下，因此本发明体现了显著的优点。

现在将参照附图以例子的方式来描述本发明。

图1表示本发明第一实施形式的电路图；

图2表示关于一个带阻滤波器的滤波特性的频谱密度分布；

图3表示关于一个因果互补的带阻滤波器的滤波特性的频谱密度分布；

图4表示一个功率限制器的输入端的频谱密度分布；

图5表示一个模拟加法器的输入端的频谱密度分布；

图6表示一个模-数转换器组件的输入端的频谱密度分布；

图7表示借助滤波器组的一个FIR实施方案；

图8表示最小负载情况的模-数转换器组件的输入端的频谱密度；

图9表示在整个***中设置的根据本发明的装置；

图10表示本发明另一实施形式的电路图；

图11表示用于最大负载情况的模-数转换器的输入端的功率密度分布；

图12表示用于最小负载情况的模-数转换器的输入端的功率密度分布；

图13表示考虑到偏移噪音功率情况下的功率密度分布。

图1表示一个根据本发明装置的电路图。一个功率限制器10包括第一信号路径12及第二信号路径14。第一信号路径12具有一个模拟延时机构16。第二信号路径14包括一个模数转换器24，一个FIR滤波器18及一个数-模转换器26。在该图中及在本专利申请的另外电路图中，将举例地给出所使用元件的规格及可能的型号。功率限制器10还在其输出端包括一个模拟加法器22。在功率限制器10的输入端具有一个用于模拟预处理的单元52及一个混频器60，后者除预处理的输入信号外还接收一个校准信号58。在功率限制器10的后面连接着一个模-数转换器组件46。该组件包括一个用于模拟预处理的单元54，一个可调节的放大器50及一个模-数转换器56。该模-数转换器的输出信号传送给一个调制解调器M。还表示出一个广播调制解调器BRCM的信号路径，它被引导到可调节的放大器50及FIR滤波器18上。

一个中频输入信号IF被输入到模拟预处理单元52。该信号将在一个混频器60中与一个校准信号58相混频。混频器60的输出信号将分配给第一信号路径12及第二信号路径14。在第二信号路径14中的模-数转换器24上实现数字化。在FIR滤波器18中进行所需有效频道的抑制，延时调节，功率调节及Si(x)补偿。FIR滤波器18的输出信号传送给一个数模转换器26。第一信号路径12的信号传送给一个模拟延时机构16，它的延时值被调整在第二信号路径14的总延时值上。第一信号路径12及第二信号路径14最后连接到一个模拟加法器22上，在其中从第一信号路径12的信号中减去第二信号路径14的信号。因此相邻频带被抑制了，而有效频带几乎无变化地通过功率限制器10。这样被滤波的信号被传送给模-数转换器组件46中的模拟预处理单元54，接着在可调节放大器50中被放大及最后送到模-数转换器56中被最终数字化。该模-数转换器的输出信号被传送给调制解调器M。无论是可调节放大器50还是FIR滤波器均被广播调制解调器BRCM调节。这样实现的模件式的功率限制器10是一个因果互补的滤波器，它的延时机构作成模拟的，而它的滤波器部分作成数字的。有效频道将分支地借助FIR滤波器18被抑制。相邻的频道用尽可能高的SNR被处理。在模拟加法器22上从延时的模拟原始信号中减去数-模转换的信号，由此抑制了相邻的频道及有效频道未受影响地被保留。

图2表示用于抑制有效频道的FIR滤波器18的过渡特性。

图3表示从调制的功率限制器10的输入端到输出端的整个滤波特性(图1的互补滤波器)有效频带未改变地被传送，而相邻频道被抑制了。

具体装置的定参数有两个准则是重要的：

-有效频道中SNR的下降必需尽可能小，即加法器输入端上FIR支路的有效频道中的噪音功率密度必需大大地小于原始信号的噪音功率密度。

-在加法器输入端上的相邻频道中的SNR应尽可能地大。

图4，5及6表示该装置的不同点上的频谱。将用以下参数来进行仿真：-四个28MHz的频道，其中假定第二频道为有效频道，-BNR＝47dB，即三个相邻频道在有效频道以上30dB(SNR＝17dB)，-S＝25dB，即模拟信号必需在本身模-数转换前放大25dB，以达到所需的SNR，-在FIR支路中的模-数转换器：F_ADC＝7标称位及采样频率为414.8MHz，-在FIR支路中的数-模转换器：F_ADC＝11标称位及采样频率为414.8MHz，-使用理想的模拟延时机构。

图4表示输入端频谱，它可与图11中的模型相比较。下水平线表示转换组件的模-数转换器(ADC＝7Bit)的量化噪音密度。模拟预处理这样地定标信号，即在FIR支路中的模-数转换器不会被过调节。在该调节时有效频道中的SNR处于SNR≈0dB。

在图6中表示出加法器(FIR支路)输入端上的频谱。有效频道中的噪音功率密度在原始信号的噪音功率密度以下约20dB，以致有效频道SNR的下降很小。

在图6中表示出放大后的转换器模件的模数转换器输入端的频谱。相邻频道现在实质上包含放大的转换器噪音。有效频道左及右的两个尖角包含由于FIR滤波的最后倾斜边缘引起的相邻频道信号功率。

图6中的信号功率现在很小，以致转换器模件中的转换器不会被过调节。

根据本发明的装置的一个问题在于，有效频道附近的信号功率可直接地被抑制。由于该原因，FIR滤波器应具有尽可能倾斜的滤波边缘，这将导致大的角度(N＞150)。此外滤波器在该采样速率上处理转换器，即无采样的减速。对于采样速率的问题可利用：通过一个滤波器组来实现FIR滤波器。

为了描述该方案可参照图7。该图表示用于粗延时调节的装置110及用于频道配置及细延时调节的放大调节的装置112。后一装置112包括四个分析滤波器A0，A1，A2及A3，各配置的放大器dS及综合滤波器S0，S1，S2及S3。此外还设有一个加法器114，对它输入综合滤波器S0，S1，S2及S3的信号。

在至200MHz的采样频率时，还有可直接实现FIR滤波器的可能性，而在约400MHz的采样频率时，在当前这是不可能的。对此的一种变通是图7中的方案，它基于一种“完善结构”(“Perfect Reconstruction(PR)”)的滤波器组。每个分析滤波器处理一个28MHz频道的带通FIR滤波，同时使采样速率降低，以使得滤波器在譬如1/4采样速率上工作。有效频道的部分频带被消隐(图7中组1)，由此产生了图2的带阻特性。另外的部分频带将乘以一个校正值，以补偿两个组中可能的放大系数适配误差。通过使用不同的分析/综合系数组及使用不同的向下采样信号的相位可进行延时的细调节。

在综合滤波后将以高的采样频率进行部分频带信号的相加。

延时细调节也可通过数-模采样相位调节由数字部分来实现。

图8表示用于最小负载情况的模-数转换器输入端的频谱。如上所述，在一定情况下较小频道移动的信号功率必需被提高，以避免有效频道中SNR的降低。该抑制组件对于该情况可作为高频抖动发生器使用。作为与图12所示情况相应的模拟输入信号可假设一个信号：它仅携有带宽为80KHz的业务频道。可清楚地看到，被放大的抑制组件的转换噪音保证了足够的调节。因此不需要作为占用频道的函数来调节放大系数。

以下将分析地描述图1所示的装置；及借助例子来展示其原理上的可实用性。以下的例子是基于下列元件：

元件	型号	制造商	性能
				AD转换器	TS8387	Thomson	采样速率：500MHz标称位数：8
DA转换器	MB86061	Fujitsu	采样速率：400MHz标称位数：12
				FPGA	XCV200	XILINX	以130MHz将16×16Bit相乘

在以下两段中将分开处理有效频道及相邻频道，及由此导出***参数的确定。

有效频道

在整个处理路径上、即到“转换器组件”的输出端为止，对于有效频道起决定性作用的参数是SNR的降低度Δ。该降低度将通过式(12)来求得。

将考虑模-数转换器及数-模转换器两者噪音的关系。而转换器放大器的噪音及信号处理最终精确度引起的噪音未被考虑。后者可通过相应的成本被减小。 $\mathrm{\Δ}=10\·1g(1+N_{\mathrm{FIR}}^S+N_{\mathrm{Converter}}^S)$ 及 $N_{\mathrm{Converter}}^S={10}^{\frac{S-\mathrm{NQR}}{10}}\·2^{2\mathrm{ADC}}\·(2^{-2F\_\mathrm{ADC}}\·{10}^{\frac{F\_\mathrm{ATT}}{10}}+2^{-2F\_\mathrm{DAC}})\left(12\right)$ $N_{\mathrm{FIR}}^S={10}^{\frac{\mathrm{SNR}-F\_\mathrm{ATT}}{10}}\·{10}^{-\frac{\mathrm{NQR}}{10}}$ (NQR，ADC及S彼此相关)SNR＝有效频道的“信噪比”，单位[dB]NQR＝“噪音与量化噪音之比”，单位[dB]S＝放大值(＞0)，单位[dB]ADC＝最后模数转换器的有效位数F_ADC＝FIR支路中的模-数转换器的有效位数F_DAC＝FIR支路中的数-模转换器的有效位数F_ATT＝FIR支路中带阻滤波器的阻尼

现在来进一步考察转换器的噪音分量N^S _Converter。因为通过抑制模件信号功率被下降了SdB，使用避免饱和的式(2)有： $\mathrm{BNR}-S=10.1g\left(\frac{{3\·2}^{2(\mathrm{ADC}-1)}\·{10}^{\frac{\mathrm{Cr}+\mathrm{NQR}}{10}}-\frac{W_{\mathrm{CH}}}{f_S}\·{10}^{\frac{\mathrm{SNR}}{10}}+\frac{2\·W_F+W}{f_S}-\frac{1}{2}}{\frac{W_F+W-W_{\mathrm{CH}}}{f_S}}\right)\left(13\right)$ 通过替代得到： $N_{\mathrm{Converter}}^S={10}^{\frac{\mathrm{BNR}-\mathrm{NQR}}{10}}\·\frac{\frac{W_F+W-W_{\mathrm{CH}}}{f_S}\·(2^{-2F\_\mathrm{ADC}}\·{10}^{\frac{F\_\mathrm{ATT}}{10}}+2^{-2F\_\mathrm{DAC}})}{\mathrm{0,75.1}{0}^{\frac{\mathrm{Cr}+\mathrm{NQR}}{10}}-2^{-2\mathrm{ADC}}(\frac{W_{\mathrm{CH}}}{f_S}\·{10}^{\frac{\mathrm{SNR}}{10}}-\frac{2\·W_F+W}{f_S}+\frac{1}{2})}$

模-数转换器的分辨率F_ADC是不重要的，因为量化噪音被FIR滤波器的阻尼加权。起决定作用的是数-模转换器的分辨率。代入：        BNR＝47dB

          SNR＝17dB

          ADC＝7Bit

          F_ADC＝7Bit

          F_DAC＝11Bit

          F_ATT＝60dB

          NQR＝13dB

          Cr＝10dB

          W＝112MHz

          W_CH＝28MHz

          W_F＝28MHz

          f_s＝414.8MHz得到转换器的噪音分量

        N^S _Converter＝0.046。

在FIR滤波器的噪音分量式中第一项是不重要的，用SNR＝17dB及F_ATT＝60dB得到一个相对N^S _Convertter可忽略的小值。这里起确定作用的量是NQR。总共得到FIR滤波器的噪音分量：

    N^S _FIR＝0.00005＋0.05≈0.05。

对于该例数值从抑制模件输入端到转换器模件输出端的有效频道的噪音下降度为：

    Δ＝10·lg(1＋0.046＋0.05)＝0.4dB。相邻频道

起决定作用的判据是相邻频道的频率抑制。这可用作为频率函数的等式(14)来计算。

将考虑转换器的噪音，FIR滤波器的特性及模拟部分中的不精确度(数字及模拟支路中的不同的信号延时)。而由信号处理最终精确度引起的噪音及放大器噪音未予以考虑(见上述)。

力图达到的相邻频道的抑制至少为20dB(例如例2)。对于此值将计算其要求： $\mathrm{Sup}\left(f\right)=-10.1g({10}^{\frac{\mathrm{CF}\_\mathrm{ATT}}{10}}+N_{\mathrm{Converter}}^P+N_{\mathrm{Ana}\log }\left(f\right))$ 及 $N_{\mathrm{Converter}}^P={10}^{-\frac{\mathrm{BNR}-S}{10}}\&CenterDot;{10}^{\frac{\mathrm{NQR}}{10}}\&CenterDot;2^{2\mathrm{ADC}}\&CenterDot;(2^{-2F\_\mathrm{ADC}}+2^{-2F\_\mathrm{DAC}})---\left(14\right)$ N_analog(f)＝2(1－cos(2πf|τ|))其中BNR＝相邻频道的“截噪比”，单位[dB]NQR＝“噪音与量化噪音之比”，单位[dB]S＝放大值(＞0)，单位[dB]ADC＝最后模-数转换器的有效位数F_ADC＝FIR支路中的模-数转换器的有效位数F_DAC＝FIR支路中的数-模转换器的有效位数CF_ATT＝互补带阻滤波器的阻尼(<＝>带阻滤波器的波动)τ＝在加法器上两个路径之间的信号延时差，单位[sec]。使用式(13)得到N^P _Converter： $N_{\mathrm{Converter}}^P={10}^{-\frac{\mathrm{NQR}}{10}}\&CenterDot;\frac{\frac{W_F+W-W_{\mathrm{CH}}}{f_S}\&CenterDot;(2^{-2F\_\mathrm{ADC}}+2^{-2F\_\mathrm{DAC}})}{\mathrm{0,75}\&CenterDot;{10}^{-\frac{\mathrm{Cr}+\mathrm{NQR}}{10}}-2^{-2\mathrm{ADC}}(\frac{W_{\mathrm{CH}}}{f_S}\&CenterDot;{10}^{\frac{\mathrm{SNR}}{10}}-\frac{2\&CenterDot;W_F+W}{f_S}+\frac{1}{2})}$ AD-DA转换器路径中的噪音减小了相邻频道中可实现的SNR及由此减小了加法器输出端的抑制。用现实的值代入：

            ADC＝7Bit

            F_ADC＝7Bit

            F_DAC＝11Bit

            SNR＝17dB

            NQR＝13dB

            Cr＝10dB

            W＝112MHz

            W_CH＝28MHz

            W_F＝28MHz

            f_s＝414.8MHz得到：

            N^P _Converter＝0.00023虽然对于有效频道FIR支路中模-数转换器的分辨率几乎无意义，但这里其分辨率直接有关。另一方面这里数-模转换器的分辨率被降低。

这是一个很关键的分量。该项与频率相关及要求延时精确度随信号频率上升。为了在带终端(f_max＝136MHz)还能等到20dB的所需阻尼，必需满足条件(式14)：

            |τ|＜0.12ns。在带始端(例如f＝24MHz)条件不太苛刻：

                |τ|＜0.68ns。由这些值及CF_ATT＝45dB(图3)得到可达到的相邻频道的最小阻尼：对于fε[24，136MHz]Sup(f)＞-101g(0.0003＋0.00023＋0.1)≈20dB可清楚看到，误差适配对相邻频道的抑制幅值起决定性作用。

现在将确定对相邻频道的采样偏移的要求。因为在加法器输入端施加Sup(f)＝20dB的信噪比，满足以下要求就够了：

        SJR－Sup(f)＞10dB。对于转换器模件的条件如例2中式(9)：

        SJR－SNR＞NQR＋10dB。最后的条件显然苛刻些，由此对于整个装置的采样偏移的要求为：

            σ≤18.5psec。

总地对模拟部分提出以下要求：-模拟延时机构必需在考虑的频率范围上实现一个恒定的量级为250ns的总运行时间。允许的偏差为从低频率时的最大+/-0.68ns至高频率时的最大+/-0.12ns。-模拟加法器必需在所考虑的频率范围上无失真地工作。应注意到，数-模转换的信号比原始信号具有高得多的带宽。

图9表示本发明在整个***中的应用。在图的下边缘上是由标记表示的功能组。其中标记212表示四个不同的RF组件，216表示两个不同的IF组件，222表示一个模/数类型的转换器及226表示一个数字型的调制解调器。

信号S被传送给一个RF组件210，它的输出信号输送到一个IF组件114。该IF组的输出端到频道外部抑制单元218。后者的输出信号传送到一个转换器组件220。其所产生的207.4MHz的信号将分配给调制解调器M。中心广播调制解调器BRCM处理校准信号及产生相应的用于抑制模件数字部分的调节信息。

图10表示本发明的另一实施形式。与图1中所示单元相应的单元用相同的标记表示。与图1中实施例不同的是，在功率限制器10中设有一个FIR滤波器，它不进行有效频道的带阻滤波。此外，设有一个第三信号路径32，它从第二信号路径14的模-数转换器24后面分支出来。它包括一个混频器70，在其中将分支出的信号与另一信号78混频。该混频器的输出信号传送给一个FIR滤波器76，它将进行采样速率的降低。所产生的输出信号将传送给另一FIR滤波器78。在模-数转换器46的后面具有第四信号路径38。这里也是在一个混频器74中与另一信号72混频。该混频器的输出信号传送给一个FIR滤波器80，这里也进行采样速率的降低。第四信号路径38的输出信号及第二信号路径32的输出信号将传送到一个加法器44。后者的输出信号传送给调制解调器M。因为在FIR滤波器62中不使用有效频带的带阻滤波器，对该FIR滤波器62的要求将大大地下降。因此模拟延时机构16必需实现小得多的延时，例如减小16倍。但由此提高了对数字后置处理的要求。同样必需考虑，由此需要精确知道数-模转换器及后联模-数转换器之间的关系(在有效频带置的幅值及相位)。

在第一模-数转换器后面，如上述***中那样，对于四个28MHz频带进行si(x)补偿及延时和功率调节。有效频带的带阻滤波不是必要的。因此在数-模转换器的后面可以包括有效频带的强信号分量，它远位于数-模转换器量化噪音以上。因此在第二模-数转换器后面必需进行该干扰分量的补偿。为此将数字地实现一个等效的频道。通过对等效的复合低通信号的过渡采样速率降低8倍。

在上述实施形式中尤其要考虑以下问题：-需要一个模拟延时机构，它在所考虑的频率范围、例如20至150MHz的范围上具有15ns量级恒定的总运行时间。如果两个支路中的延时不相一致，则滤波作用减小。当两个支路中的放大系数不同时，滤波作用也减小。-si(x)补偿滤波器以转换器采样速率(414.8MHz)处理。-在数-模转换器上运行及在加法器中修改有效信号的信号分量必需通过数字后置处理补偿。对此必需很精确地知道幅值特性及延时。数字的实现必需相应细致校准地进行。这里所示实施形式的分析描述及定参数如下地进行：

相应的参数是在整个处理路径上、即一直到“转换器模件”输出端的有效频道的SNR下降度。该下降度可借助式(15)来求得。

为了简化计算及描述将假定：该***由si(x)补偿，数-模转换器，加法器，AAF2，及在有效频带中具有放大系数S的一个理想频率特性的放大器和模-数转换器来实现，及通过等效频道中的适配误差来描述总的偏差。

在计算中将考虑模-数转换器及数-模转换器两者的噪音，但不考虑转换器放大器的噪音。 $\mathrm{\&Delta;}=10.1g(1+N_{\mathrm{Model}}^S+N_{\mathrm{DA}}^S+{10}^{\frac{\mathrm{NQR}}{10}})$ 式中 $N_{\mathrm{DA}}^S={10}^{\frac{S-\mathrm{NQR}}{10}}\&CenterDot;2^{2(\mathrm{ADC}-F\_\mathrm{DAC})}$ $N_{\mathrm{Model}}^S=({10}^{\frac{S-\mathrm{NQR}}{10}}\&CenterDot;2^{2(\mathrm{ADC}-F\_\mathrm{ADC})}-{10}^{\frac{\mathrm{SNR}}{10}})\&CenterDot;(1-2\&CenterDot;{10}^{\frac{\mathrm{\&delta;}}{20}}\&CenterDot;\cos \left(2\mathrm{\&pi;f\&epsiv;}\right)+{10}^{\frac{\mathrm{\&delta;}}{10}})$ (15)其中SNR＝有效频道的“信噪比”，单位[dB]NQR＝“噪音与量化噪音之比”，单位[dB]S＝放大值(＞0)，单位[dB]ADC＝最后模-数转换器的有效位数F_ADC＝FIR支路中的模-数转换器的有效位数F_DAC＝FIR支路中的数-模转换器的有效位数F_ATT＝FIR支路中带阻滤波器的阻尼δ＝在等效频道中幅值特性的误适配，单位dBε＝等效频道的信号运行误差

现在来更详细地考察数-模转换器的噪音分量N^S _DA。因为信号功率通过抑制模件下降了SdB，使用式(13)有： $N_{\mathrm{DA}}^S={10}^{\frac{\mathrm{BNR}-\mathrm{NQR}}{10}}\&CenterDot;\frac{\frac{W_F+W-W_{\mathrm{CH}}}{f_S}\&CenterDot;\left(2^{-2F\_\mathrm{DAC}}\right)}{\mathrm{0,75}{10}^{\frac{\mathrm{Cr}+\mathrm{NQR}}{10}}-2^{-2\mathrm{ADC}}(\frac{W_{\mathrm{CH}}}{f_S}\&CenterDot;{10}^{\frac{\mathrm{SNR}}{10}}-\frac{2\&CenterDot;W_F+W}{f_S}+\frac{1}{2})}$ 这里起决定作用的是数-模转换器的分辨率。代入：        BNR＝47Db

          SNR＝17dB

            ADC＝7Bit

            F_ADC＝7Bit

            F_DAC＝11Bit

            NQR＝13dB

            Cr＝10dB

            W＝112MHz

            W_CH＝28MHz

            W_F＝28MHz

            f_s＝414.8MHz得到：

            N^P _DA＝0.043当由模-数转换器引起的噪音功率密度小于有效信号功率密度时，模-数转换器的分辨率F_ADC是不苛刻的。

通过δ＝0.05dB及ε＝20ps对于f＝136MHz及上值得到：

            N^S _Model＝0.020因10^-NQR/10＝0.05，对于该数值例的下降度为：

Δ＝10·lg(1＝0.020＋0.043＋0.05)＝0.47dB对于ε＝10ps下降度减小到Δ＝0.42dB。

对于抑制能力有效频带中的功率是不重要的，因为相邻频道可能具有显著高的功率。如果这不被符合，则不存在任何抑制问题。

因此，对于相邻频道的抑制能力式(14)也适用。

对于采样偏移的要求也由数-模转换器的采样偏移起决定作用。

对于允许的采样偏移的计算必需注意到：第一模-数转换器的量化噪音可始终在有效频带信号电平的量级中，因此在该计算中一定会有影响(根号内的第一加数)。 ${\mathrm{\&sigma;}}_j\&le;\frac{{10}^{-\frac{\mathrm{SJR}-\mathrm{SNR}}{20}}}{2\&CenterDot;\mathrm{\&pi;}\&CenterDot;f\&CenterDot;\sqrt{{10}^{-\frac{S-\mathrm{NQR}}{10}}\&CenterDot;2^{2(\mathrm{ADC}-F\_\mathrm{ADC})}+{10}^{\frac{\mathrm{SNR}}{10}}}}$ 其中SNR＝“信噪比”，单位[dB]SJR＝“信号与偏移之比”，单位[dB]NQR＝“噪音与量化噪音之比”，单位[dB]S＝放大值(＞0)，单位[dB]ADC＝最后模-数转换器的有效位数F_ADC＝FIR支路中的模-数转换器的有效位数由公知的数及条件：

        SJR－SNR＞NQR＋10dB得到对采样偏移的要求：

            σ_j≤10psec。总地对模拟分量提出以下要求：-模拟延时机构必需在考虑的频率范围上实现一个恒定的量级为15ns的总运行时间。允许的偏差为从低频率时的最大+/-0.68ns至高频率时的最大+/-0.12ns。-模拟加法器必需在所考虑的频率范围上无失真地工作。应注意到，数-模转换的信号比原始信号具有高得多的带宽。

在数字后置处理后出现一个作为复合基带信号的28MHz频道。不用附加的转换器可处理另外三个28MHz频道。对此数字后置处理仅需多次地构成。

在以上的说明、附图及权利要求书中所公开的本发明的特征既可单独地也可任意组合地用于在实质上实现本发明。

Claims (32)

1.具有功率限制器(10)的处理频率信号的装置，其特征在于：

-该功率限制器(10)具有第一信号路径(12)，

-该功率限制器(10)具有第二信号路径(14)，

-第一信号路径(12)具有模拟信号处理装置(16)，

-第二信号路径(14)具有数字信号处理装置(18)，

-数字信号处理装置(18)具有用于选择地抑制一定频率范围的装置，及

-第一信号路径(12)的输出端及第二信号路径(14)的输出端与用于组合信号的装置(22)相连接。

2.根据权利要求1的装置，其特征在于：第二信号路径(14)具有一个模-数转换器(24)，一个FIR滤波器(18)及一个数-模转换器(26)。

3.根据权利要求1或2的装置，其特征在于：在FIR滤波器(18)中可执行功率调节，延时调节及si(x)补偿。

4.根据以上权利要求中一项的装置，其特征在于：FIR滤波器(18)具有倾斜的滤波边沿。

5.根据以上权利要求中一项的装置，其特征在于：FIR滤波器(18)工作在转换器(24，26)的采样频率上。

6.根据以上权利要求中一项的装置，其特征在于：FIR滤波器(18)是借助一个滤波器组(28)实现的。

7.根据以上权利要求中一项的装置，其特征在于：第一信号路径(12)具有一个模拟延时机构(16)。

8.根据以上权利要求中一项的装置，其特征在于：该模拟延时机构(16)具有一个恒定的总运行时间。

9.根据以上权利要求中一项的装置，其特征在于：该恒定的总运行时间相应于转换器(24，26)及FIR滤波器(18)的总延时。

10.根据以上权利要求中一项的装置，其特征在于：组合信号的装置具有一个模拟加法器(22)。

11.根据以上权利要求中一项的装置，其特征在于：模拟加法器(22)的输出信号输出到一个模-数转换器组件(46)。

12.根据以上权利要求中一项的装置，其特征在于：输入的频率信号传送到模拟预处理装置(52)。

13.根据以上权利要求中一项的装置，其特征在于：对输入的频率信号可施加一个校准信号(58)。

14.根据以上权利要求中一项的装置，其特征在于：设有一个第三信号路径(32)，它数字地实现一个等效频道，在其中进行采样速率的降低，其中第三信号路径(32)具有一个复合混频器(34)及一个FIR滤波器(76，78)。

15.根据以上权利要求中一项的装置，其特征在于：模-数转换器组件(46)的输出信号传送到一个第四信号路径(38)，在其中进行采样速率的降低，其中第四信号路径(38)具有一个复合混频器(70)及一个FIR滤波器(72)。

16.根据以上权利要求中一项的装置，其特征在于：第三信号路径(32)的输出端及第四信号路径(38)的输出端与用于组合信号的装置(44)相连接。

17.根据以上权利要求中一项的装置，其特征在于：模-数转换器组件(46)的输出信号通过一个校准单元(48)被反馈到至少一个FIR滤波器(62，78)。

18.根据以上权利要求中一项的装置，其特征在于：模-数转换器组件(46)的输出信号通过一个校准单元(48)被反馈到模-数转换器组件(46)的一个可调节放大器(50)。

19.用于处理频率信号的方法，其中功率受到限制，其特征在于：

-频率信号被传送第一信号路径(12)，

-频率信号被传送第二信号路径(14)，

-在第一信号路径(12)中进行模拟信号处理，

-在第二信号路径(14)中进行数字信号处理，

-在数字信号处理时选择地抑制一定频率范围，及

-由模拟信号处理产生的信号与由数字信号处理产生的信号相组合。

20.根据权利要求19的方法，其特征在于：在第二信号路径(14)中将信号数字化，将该数字化信号传送给一个FIR滤波器(18)及将被滤波的信号传送给一个数-模转换器(26)。

21.根据权利要求19或20的方法，其特征在于：在FIR滤波器中执行功率调节，延时调节及si(x)补偿。

22.根据权利要求19至21中一项的方法，其特征在于：FIR滤波器(18)工作在转换器(24，26)的采样频率上。

23.根据权利要求19至22中一项的方法，其特征在于：在第一信号路径(12)中信号被延时一定的量，它相应于第二信号路径(14)的转换器(24，26)及FIR滤波器(18)的总延时。

24.根据权利要求19至23中一项的方法，其特征在于：从由模拟信号处理产生的信号中减去由数字信号处理产生的信号。

25.根据权利要求19至24中一项的方法，其特征在于：由减法产生的信号输出到一个模-数转换器组件(46)。

26.根据权利要求19至25中一项的方法，其特征在于：输入的频率信号被模拟预处理。

27.根据权利要求19至26中一项的方法，其特征在于：对输入的频率信号施加一个校准信号(58)。

28.根据权利要求19至27中一项的方法，其特征在于：第二信号路径(14)中的一个模-数转换器(24)的输出信号被传送到一个第三信号路径(32)，它实现了具有一个复合混频器(68)及一个FIR滤波器(76，78)的等效频道，在其中使采样速率降低。

29.根据权利要求19至28中一项的方法，其特征在于：模-数转换器组件(46)的输出信号传送到一个第四信号路径(38)，它具有一个复合混频器(74)及一个FIR滤波器(80)，在其中使采样速率降低。

30.根据权利要求19至29中一项的方法，其特征在于：第三信号路径(32)的输出信号及第四信号路径(38)的输出信号相组合。

31.根据权利要求19至30中一项的方法，其特征在于：模-数转换器组件(46)的输出信号通过一个校准单元(48)被反馈到至少一个FIR滤波器(62，78)。

32.根据权利要求19至31中一项的方法，其特征在于：模-数转换器组件(46)的输出信号通过一个校准单元(48)被反馈到模-数转换器组件(46)的一个可调节放大器(50)。

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