CN1321517C - 用于连续相位移频键控调制信号的解调的装置和方法 - Google Patents

Abstract

CPFSK调制信号的解调方法及解调器。在一种用于CPFSK调制信号解调的方法中，对在CPFSK的线性逼近中产生的第n-1个替状符号a_n-1进行估算，以判定CPFSK调制所依据的第n个输入数据符号_n。此种情况下第n-1个替代符号a_n-1依据先前判定出的第n-1个输入数据符号_n-1进行估算。

Description

用于连续相位移频键控调制信号的解调的装置和方法

技术领域

本发明涉及一种使用一连续相位对调频信号进行相干解调的方法和装置。

背景技术

现在已知许多种数字调制类型，这些类型分别基于移幅键控(ASK)、移频键控(FSK)、移相键控(PSK)方法或其组合形式。考虑到频率经济性原因，数字通信***经常采用所谓的使用连续相位的CPM调制类型(CPM：连续相位调制)。使用连续相位的FSK称作CPFSK(连续相位FSK)，其中的一个例子为泛欧GSM(全球移动通信***)移动无线电标准中所使用的高斯最小偏移键控(GMSK)。

CPFSK信号的解调可采用相干方法或非相干方法。非相干解调可利用一个模拟FM解调器进行，亦可利用一个差分解调器以数字方式进行。但是，非相干解调的一个缺点是会出现3dB范围内的相对较高的损耗；而且，由于无法将符号间干扰(ISI)考虑在内，还会出现功率降低的问题。

CPFSK调制基本为非线性，但可近似描述为线性调制。关于该特征所依据的线性逼近方法的说明，请参见IEEE通信传输(Trans.Commun.)，COM-34(1986)卷第150-160页由Pierre A.Laurent所著的“通过调幅脉冲(AMP)的叠加进行数字相位调制的精确结构及近似结构(Exact andApproximate Construction of Digital Phase Modulations bySuperposition of Amplitude Modulated Pulses(AMP))”一文。CPFSK调制信号的这种特征提供了采用相干解调的可能性。

由K.D.Kammeyer与B.G.Teubner Verlag于1996年在Stuttgart出版的代表现有最新技术的“信息传输(Nachrichten bertragung，英文名称为Information Transmission)”一书的第12.1.5节第422与423页中描述了一种调制指数η等于0.5或0.5的倍数的CPFSK信号的相干调制解调器，该解调器对接收到的信号的同相分量与正交分量交替进行采样(因为这两个分量之间存在90°的相位偏移)，然后将采样值与发送机端所用输入数据符号的CPFSK替代符号(线性逼近依据于替代符号)的对应复数表示形式进行比较。在若干可能的输入数据中，实际发送的输入数据符号定义为其复数替代符号与两个测量采样值(实部与虚部)最接近的那个输入数据符号。

这种CPFSK信号的相干解调方法可推广至有理调制指数η＝M/N(其中M与N均为整数)。在有理调制指数情况下，始终具有有限种替代符号状态，因此，仅通过比较采样值与替代符号的有限调制字符表就能够-并且一直能够-进行解调。

而对于调制指数η为非有理调制指数的情况，不存在任何替代符号的有限调制字符表，从而无法使用常规的相干CPFSK解调方法。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于CPFSK接收信号的解调、能够实现良好接收、尤其是即使在调制指数不是有理数时亦能进行CPFSK接收信号解调的方法及一种装置。

通过以下技术方案实现该目的。

根据本发明的一种用于解调连续相位移频键控调制信号的方法，包括：获得第n-1个替代符号a_n-1的估算值_n-2，该替代符号产生在连续相位移频键控调制信号的线性逼近中，并作为先前判定出的第n-1个输入数据符号 的函数；和，判定第n个输入数据符号 ，所述连续相位移频键控调制信号依据该数据符号通过利用产生在所述连续相位移频键控调制信号的线性逼近中的第n-1个替代符号a_n-1的估算值_n-1来比较当前得到的第n个复数采样符号y_n相对于在第n-1个时间步长时估算的第n-1个替代符号a_n-1的估算值_n-1的相位角。

根据本发明，解调(即CPFSK调制所依据的第n个输入数据符号的判定)依据于对CPFSK的线性逼近中产生的第n-1个替代符号的估算，因此解调总是依据由接收机进行估算的替代符号进行，这说明不再需要接收机中已知的固定调制字符表，而是由接收机通过估算“跟随”发送机的状态。

对于没有信道均衡的解调方式，第n个输入数据符号d_n可很容易地依据当前第n个复数采样符号y_n与对于第n-1个时间步长所估算的替代符号_n-1的相对相角判定。

另一种方法是使用一个均衡器，尤其是使用一个维特比(Viterbi)均衡器对第n个输入数据符号d_n进行判定。在这种情况下，一种有益的测量方法的特征在于可以依据一张格子状态图实现均衡，在该格子状态图中，与时间步长n相关的第i个信道状态采用一个L元组 $z_n^i=(z_n^{L-1,\left(i\right)},...,z_n^{1,\left(i\right)},z_n^{0,\left(i\right)})$ 表示，其中每一个变量z_n ^L-1，(i)，..，z_n ^1，(i)，z_n ^0，(i)均可选取输入数据符号d_n的各可能取值(L代表信道存储器)。

根据本发明的一种用于解调连续相位移频键控调制信号的装置，其具有一个用于判定连续相位移频键控调制所依据的第n个输入数据符号(d_n)的输入数据符号判定装置，其特征在于，解调器装置具有一个对所述第n-1个替代符号(a_n-1)进行估算的替代符号估算装置，所述第n-1个替代符号(a_n-1)在连续相位移频键控的线性逼近中产生，是先前已判定出的第n-1个输入数据符号( )的函数；所述输入数据符号判定装置(ENT)使用已估算出的第n-1个替代符号(_n-1)来判定第n个输入数据符号(d_n)；并且，所述替代符号估算装置(ESE)使用公式 ${\hat{a}}_{n-1}={\hat{a}}_{n-2}\exp \left\{\mathrm{j\π\η}{\hat{d}}_{n-1}\right\}$ 对第n-1个替代符号(a_n-1)进行估算，其中_n-1与_n-2分别为所述第n-1个与第n-2个替代符号的估算结果， 为已判定出的第n-1个输入数据符号，η则代表调制指数。

附图说明

下文将利用一个具体实施例及这一具体实施例的变型并参照图纸对本发明进行说明，其中：

图1是用以解释数字传输***基本结构的方块图；

图2是用以解释采用现有技术的二进制CPFSK调制器工作原理的方决图；

图3a是用以解释采用现有技术的相干CPFSK解调器设计的方块图；

图3b是用以解释采用本发明的一个具体实施例的相干CPFSK解调器设计的方块图；

图4a是调制指η＝0.5时CPFSK的各可能替代符号的矢量或信号的空间表示；

图4b是调制指数η为无理数时CPFSK的各可能替代符号的矢量或信号的空间表示；

图5是基于图3b所示具体实施例的一个变型的自适应均衡器的方块图；

图6是用以解释维特比均衡的一个格子图详图。

具体实施方式

图1所示为数字传输***，例如用于移动无线电的数字传输***的已知基本设计。

发送装置SE接收一个模拟源信号Q(例如该信号由麦克风产生)并将其传递给编码器COD。该编码器COD具有(图中未标出方式)一个用于将源信号Q数字化的模/数转换器，而且还可包括一个源编码器、一个信道编码器、一个交叉复用器和一种块形成方法，用于将数字化源信号Q以某种适当方式进行压缩，为其提供防差错编码，使其交叉复用并将其细分为若干数据块。

编码器COD发射一个数字数据信号，该数字数据信号包含数据符号d₀，d₁，...的符号序列{d_n}，该符号序列是，例如取值范围{-1，1}的依据。符号序列{d_n}被传递至一个调制器装置MOD，该调制器装置将射频载波作为符号序列{d_n}的函数进行调制。以此种方式生成的经过调制的时间相关实传输信号s(t)被送入一条传输信道，亦即，例如其作为无线电信号通过一个发射天线SA发射。

数据符号d₀，d₁，...在下文中称作(调制器装置的)输入数据符号。

在传输信号s(t)通过传输信道传输的过程中会出现信号失真及信号干扰，二者均取决于传输信道的性质。

传输信道的失真影响由信道脉冲响应h(τ，t)表示，叠加于失真信号上的加性干扰分量由函数n(t)表示。相应地，接收机EM处接收到的时间连续接收信号z(t)表示为：

$z\left(t\right)=\underset{0}{\overset{\∞}{\∫}}h(\mathrm{\τ},t)\·s(t-\mathrm{\τ})\mathrm{d\τ}+n\left(t\right)---\left(1\right)$

接收机EM通过例如一个接收天线EA接收在传输信道输出端出现的实接4纠言号z(t)(可能已失真或受到干扰)，该接收信号z(t)被传递至一个解调器DMOD。该解调器对接收信号z(t)进行解调。在解调器DMOD输出端生成一个符号序列

其中元素

为相关输入数据符号d_n的估算值。

为解释CPFSK调制，图2使用方块图表示一个常规调制器装置MOD的结构。在这种情况下，在图2中使用单箭头表示实数变量，使用双箭头表示复数变量。

在信号路径中，CPFSK调制器MOD具有一个滤波器F、一个相位累加器P、一个用于生成复包络e(t)的装置KE、一个混和级MI及一个用于生成输入信号实部的装置Re。该(实)调制信号s(t)在上述装置Re的输出端生成。

假定滤波器F具有实脉冲响应g(t)。在下文中，脉冲响应g(t)被称作基带脉冲，其脉冲波形与宽度(时间)定义了CPFSK调制类型。

众所周知，可以使用各种各样的脉冲波形，例如方波脉冲、余弦脉冲或高斯脉冲。

基带脉冲g(t)的脉冲宽度TK(即基带脉冲g(t)具有非零值的时间周期)可延续K＝1，2，3，...倍的符号时间周期T。当K=1时，使用“完全响应调制型”表示方法，当基带脉冲g(t)延续若干个符号时间周期(即K＝2，3，...)时，就产生通常所说的部分响应调制型。

当t＜0时，在滤波器F的输出端生成的实脉冲调幅频率信号f(t)是由输入数据符号序列(d_n}中各符号d_n加权的g(t)时移型式的线性重叠：

$f\left(t\right)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{d}_{n}g(t-\mathrm{nT})---\left(2\right)$

脉冲调幅频率信号f(t)在相位累加器P中积分，以生成相位信号(t)，并在装置KE中根据相位信号(t)采用下列公式进行计算，以生成复包络e(t)：

e(t)＝exp{j((t)+0)}                    (3)

其中，j代表虚数单位，₀代表积分常数。因此，复包络e(t)变为：

$e\left(t\right)=\exp \left\{j\left(2\mathrm{\π\ΔF}\underset{-\∞}{\overset{t}{\∫}}f\left(\mathrm{\τ}\right)\mathrm{d\τ}\right)\right\}---\left(4\right)$

其中，ΔF表示调制所用的频移，调制指数η通常定义为η＝2ΔFT。

然后，复包络e(t)在混和级MI中与射频载波及频率f₀相乘。上混频信号的实部(Re)是已调制传输信号s(t)。

根据P.A.Laurent所著的上述文章，使用替代符号a_n代替输入数据符号d_n，可将基本非线性CPFSK调制以下列形式近似表示为线性调制：

$e\left(t\right)\≈\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{a}_n\·c_0(t-\mathrm{nT})---\left(5\right)$

所谓的基本脉冲C₀(t)与该基带脉冲g(t)之间存在已知函数关系，从而对于一种预定CPFSK调制类型(亦即对于一个预定基带脉冲g(t))可以判定相关的基本脉冲C₀(t)。本文参考了P.A.Laurent所著的上述文章。

替代符号a_n与输入数据符号d_n之间的关系如下：

$a_n=\exp \left\{\mathrm{j\π\η}\underset{i=-\∞}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{d}_i\right\}---\left(6\right)$

所以，每个替代符号均可根据累积输入数据符号计算得到。

公式(6)表明，仅当调制指数η为有理数时存在有限数目的替代符号。根据公式(6)还可得出下列关系：

a_n＝a_n-1exp{jπηd_n}                     (7)

图4a是调制指数η＝0.5时CPFSK的各可能替代符号a_n的矢量表示或信号空间表示，其实部画在x轴上，虚部画在y轴上。显然，当η＝0.5时存在四种状态，亦即对于d_n＝1或-1，各替代符号a_n(当初相位为0时)仅可取四个值1，j，-1，-j。a_n的这四个值称作调制字符表。

举例来说，假定a_n-1＝1，则当输入数据符号d_n＝1时，状态将转移至a_n＝j，该转移过程在图中以虚线箭头表示。

在下文中，将针对一条无存储器且无加性噪声的传输信道的CPFSK信号的已知解调方式进行解释。解调器的用途是根据接收信号z(t)确定输入数据符号序列{d_n}。图3a表示一个采用现有技术并适合于该用途的解调器DMOD′，该图中的复数变量同样使用双箭头表示。

解调器DMOD′可具有一个混和级MI，该混合级运行频率为f₀，并且用于将接收信号z(t)下混频至基带，虽然如此，通过使用适当选取的中频，亦可在通带内处理接收信号z(t)。

低通滤波器TF用于带宽限制。滤波过程之后，通过模数转换器ADC对经过下混频且经过滤波的接收信号z(t)进行采样，采样至少以符号时钟频率1/T进行。

在ADC的输出端将生成一个包含复数采样值y_n的序列{y_n}。

复数采样值序列{y_n}将被传递至决策器ENT′，由决策器ENT′根据复数采样值y_n及其已知的有限调制字符表对经过估算的输入数据符号序列{d_n}进行判定。

如果为低通滤波器TF提供了与基本脉冲C₀(t)相关的匹配滤波器脉冲响应，则通过比较采样值y_n与调制字符表即可对复数采样值y_n进行解调。对于图4a所解释的4元素调制字符表情况，仅需确定y_n的实部与虚部的数学符号。在这种情况下，可根据输入数据符号d_n的估算量即d_n，由公式(7)所表达的关系直接得出a_n在接收机端的判定，以_n表示，以及前一个时间步长中a_n-1的判定，以_n-1表示。

图3b以方块图形式表示了采用本发明的解调器DMOD的一个具体实施例，其中的类似部分采用与图3a相同的参考符号表示。

该实施例中的解调器DMOD同样具有一个决策器ENT，复数采样值序列{y_n}将被传递至该决策器。另外，还配置了一个替代符号估算装置ESE，该估算装置为决策器ENT提供第n-1个替代符号a_n-1的估算值，以判定第n个输入数据符号d_n。

采用本发明的决策器ENT的执行方式取决于所考虑的传输信道的性质。失真及干扰较低的传输信道将被优先考虑，因为在这种信道中无需均衡即可进行解调。

决策器ENT中

的判定基于下列关系式：

${\hat{d}}_n=\left\{\begin{array}{cc}1& \arg \left(y_n\right)>\arg \left({\hat{a}}_{n-1}\right)\\ -1& \arg \left(y_n\right)<\arg \left({\hat{a}}_{n-1}\right)\end{array}\right.---\left(8\right)$

其中arg(·)代表括号内复数的幅角，以弧度形式表示。在采用本发明确定

的过程中，依据当前采样符号y_n与前一个时间步长中替代符号估算值_n-1的相对相角作出决策。

作出的关于

的决策将在下一步中用于替代符号a_n的的状态估算。在最简单的情况下，该估算利用下列关系式进行：

$\hat{a}n={\hat{a}}_{n-1}\exp \left\{{\mathrm{j\&pi;\&eta;}\hat{d}}_n\right\}---\left(9\right)$

由此估算得到的替代符号_n可随之用作下一时间步长中根据公式(8)确定输入数据符号d_n+1的依据。

本发明的方法能够在任一给定的调制指数情况下对CPFSK调制信号进行相干解调。下文将参照图4b对此进行说明。

图4b是CPFSK各替代符号的矢量表示或信号的空间表示，其与图4a类似，但基于无理教调制指数η。由于调制指数η为无理数，因此a_n具有无限多个值(状态)，亦即调制字符表为无限大。图4b所示为根据d_n＝1时所产生的状态转移得到的前13个替代符号a₁，a₂，...，a₁₃。

与常规方法相比，由于解调并非依据于采样符号与预定调制字符表的比较，而是依据于采样符号与前一个估算(而非预定)调制状态之间相对相角的判定，因此始终可以通过辨别公式(8)的两种情况作出决策-亦即对CPFSK信号进行解调。

由于在时间步长n中对CPFSK信号进行解调时使用了调制状态估算值_n-1，因此，以明了的方式将本发明的方法命名为发送机状态跟踪方法。

假定传输信道随时间变化、出现失真并受到干扰(例如一个移动无线电信道)，则决策器ENT也可采用自适应均衡器形式。图5所示为决策器ENT的一种适当设计。

其中，决策器ENT具有一个信道估算器KS及一个均衡器EZ，且为这二者均提供了复数采样信号y_n。

从原理上来讲，可以使用任一种所需的均衡器EZ。在下文中，将通过一个维特比均衡器对本发明的原理进行说明。

如前所述，维特比均衡所依据的等效时间离散模型信道的信道存储器用L表示。信道估算器KS连续、重复地对共计L+1个估算信道脉冲响应h₁(l＝0，1，...，L)进行判定。维特比均衡器EZ则根据采值序列{y_n}、上述L+1个估算信道脉冲响应h₁以及由替代符号估算装置ESE所生成的估算值对数据符号序列{ }进行判定。

采样值y_n可采用发送替代符号序列{a_n}与上述L+1个信道脉冲响应h₀，h₁，...，h_L的时间离散卷积加上一个干扰符号序列{n _n}的形式表示：

$y_n=\underset{1=0}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_{n-1}{h}_1+n_n---\left(10\right)$

其中{n _n}代表加性干扰n(t)，由若干干扰符号n _n组成。

首先简要介绍CPFSK解调用维特比均衡器的常规运算方法：

维特比均衡器为MLSE(最大似然序列估计)序列估算器。为此，将考虑需要估算的、由p+1个元素(其中p为正整数)组成的一个替代符号序列{a_n}。根据MLSE，应发送序列定义为若干可能的p+1元素替代符号序列h₀，h₁，...，h_L的{_n}，其符号与估算信道脉冲响应 加权后与测量采样值y_n序列的欧几里德(Euclidean)距离最小。所寻找的p+1元素替代符号序列{_n}的条件如下：

条件方程(11)采用维特比(Viterbi)算法(VA)以递归方式求解。

为此，时间离散模型信道可描述为一种有限定时自动装置。在CPFSK信号的常规VA解调过程中与时间步长n相关的信道状态A_n(在接收机中为未知量)通过在发送机端最新输入的L个替代符号a_n-L，...，a_n-2，a_n-1的表示形式以及累加相位 ${\mathrm{\&phi;}}_{n-L-1}=\mathrm{\&pi;\&eta;}\underset{1=-\&infin;}{\mathrm{\&Sigma;}}{d}_1$ 唯一表示，亦即表示为L+1元组A_n＝(φ_n-L-1；a_n-L，...，a_n-2，a_n-1)。

当然，实际信道状态A_n在接收机中为未知量。

一般地，信道状态可采用一个L+1元组 $Z_n=({\mathrm{\&phi;}}_{n-L-1};Z_n^{L-1},...,Z_n^1,Z_n^0)$ 表示。Z_n ^L-1，..，Z_n ¹，Z_n ⁰中的每一个变量均可选取调制字符表中的值(即现有技术中的替代符号)。

已发送序列{a_n}定义了一条经过各可能信道状态z_n的路径，这些状态按照与时间步长的关系画在一张图中，该图称为格子图(或简称为格子)。为估算已发送序列{a_n}，使用VA判定由格子图中各状态组成的序列{A_n}。根据序列{A_n}确定的格子图中的路径又称作格子图中的“最短”路径。

图6通过一个M级数据信号及有理调制指数(与图4a的方式相对应，本例中选取M＝4)的例子表示了两个时间步长n与n+1的格子图详图。图中每一个圆圈代表一种可能的信道状态，其中时间步长n所对应的可能信道状态以Z_n ⁱ，Z_n ²，…，表示，一般表示为Z_n ⁱ，与时间步长n+1相关的可能信道状态也以对应的符号表示。

与时间步长n+1相关的每一种状态均可从与时间步长n相关的M种不同前趋状态开始经过M次转移而达到。现在将考虑与时间步长n相关并导向与时间步长n+1相关的某个特定状态Z_n+1 ^q(该状态采用符号q标识)的M种可能前趋状态。对于与时间步长n相关的M种可能前趋状态Z_n ⁱ¹，Z_n ¹²，..，Z_n ^iM，即图6中以黑体线条所示状态(在图6中即为i1＝1，i2＝3，i3＝4，iM＝i4＝6)，导向这些状态的最短路径P_i1、P_i2、P_i3、P_iM均已在前一次递归中得到了判定。当前的问题在于，导向可能前趋状态Z_n ⁱ¹，Z_n ¹²，..，Z_n ^iM的这M条路径中哪一条能够在其继续转移至时间步长n+1中所讨论的状态Z_n+1 ^q的前提下，与状态Z_n+1 ^q所形成的路径最短。

为回答这一问题，对于所讨论的每一次转移(可能的前趋状态Z_n ⁱ¹，Z_n ¹²，..，Z_n ^iM之一与所讨论的目的状态Z_n+1 ^q之间的转移)，均在VA中采用下列公式对度量增量I(Z_n ⁱ¹，y_n)，I(Z_n ⁱ²，y_n)，..，I(Z_n ^iM，y_n)进行计算：

$I(Z_n^i,y_n)={(y_n-\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{z}_n^{l-1,\left(i\right)}{\hat{h}}_1-a_n{\hat{h}}_0)}^2---\left(12\right)$

$i=i1,i2,...,\mathrm{iM}$

其中，根据已经引入的符号，这M种前趋状态可分别采用一个L+1元组表示：

$z_n^i=({\mathrm{\&phi;}}_{n-L-1}^{\left(i\right)};z_n^{L-1,\left(i\right)},..,z_n^{1,\left(i\right)},z_n^{0,\left(i\right)}),i=i1,i2...,\mathrm{iM}$

对于所有M种可能前趋状态Z_ni ¹，Z_n ¹²，..，Z_n ^iM，均已根据递归计算得出了时间步长n所对应的最小度量Me(z_n ^il)，Me(z_n ⁱ²)，..，Me(z_n ^iM)。时间步长n的路径将依据这M个已知的可能前趋状态的最小度量Me(z_n ⁱ¹)，Me(z_n ⁱ²)，..，Me(z_n ^iM)以及计算得出的相应转移的M个度量增量I(Z_n ⁱ，y_n)进行判定。该判定过程包括下列三个步骤：

-加法步骤(“ADD”)，用于计算所讨论的状态Z_n+1 ^q的最小度量的M个备选值，表示为meⁱ(z_n+1 ^q)，该数值是某个前趋状态的相应最小度量与相应度量增量之和，计算公式如下：

${\mathrm{me}}^i\left(Z_{n-1}^q\right)=\mathrm{Me}\left(Z_n^i\right)+I(Z_n^i,y_n)i=i1,i2,...,\mathrm{Im}---\left(13\right)$

-比较步骤(“COMPARE”)，用于判定这M个计算度量值meⁱ(z_n+1 ^q)中最小的一个。该值将被做为所讨论状态的最小度量Me(Z_n+1 ^q)。

-选择步骤(“SELECT”)，用于从M种可能前趋状态Z_n ⁱ¹，Z_n ¹²，..，Z_n ^iM中选择满足下列条件的那种前趋状态：该状态是指向状态Z_n+1 ^q的转移的起始点且具有最小度量Me(Z_n+1 ^q)，亦即判定满足 ${\mathrm{me}}^i\left(z_{n+1}^q\right)=\mathrm{Me}\left(Z_{n+1}^q\right)$ 的符号i。由此选择出准确的前趋状态。至此已不需要再考虑导向其它前趋状态的路径。

这三个步骤称作ACS(Add-Compare-select)运算。然后，即可使用与已找出的路径相关的累加相位进行已估算输入数据符号 的计算。

本发明对用于CPFSK信号解调的VA的已知用法进行了修改。这是因为在非有理调制指数条件下会出现无限多种状态，以致于无法绘制或使用格子图。

由于本发明的方法可直接估算与时间步长n对应的输入数据符号d_n，而非估算发送替代符号a_n，因此可配置这样一种格子图：首先，其中的累加相位不再包含在状态中；其次，即使当调制指数η不是有理数时也仅出现有限数目的状态。这些状态的指定允许根据当前的ISI仅考虑最新L个输入数据符号。另外，与时间步长n相关的格子图中第i个状态采用L元组以一般形式表示为 $Z_n^i=(Z_n^{L-1,\left(i\right)},...,Z_n^{1,\left(i\right)},Z_n^{0,\left(i\right)}),$ 其中，变量z_n ^L-1，(i)，..，z_n ^1，(i)，z_n ^0，(i)可选取输入数据符号d_n的各可能取值，即{1，-1}。

所以，在接收机中为未知的、与时间步长n所对应的实际信道状态可表示为L元组D_n＝(d_n-L，…，d_n-2，d_n-1)。

下文者虑一个L＝2的例子。状态i中与时间步长n相关的未受干扰的重构信号，表示为

，采用公式(11)判定为：

${\hat{r}}_n^{\left(i\right)}=\underset{1=0}{\overset{L}{\mathrm{\&Sigma;}}}{a}_{n-1}^{\left(i\right)}{\hat{h}}_1\stackrel{L=2}{=}{a}_n^{\left(i\right)}{\hat{h}}_0+a_{n-1}^{\left(i\right)}{\hat{h}}_1+a_{n-2}^{\left(i\right)}{\hat{h}}_2$

$=a_{n-1}^{\left(i\right)}{e}^{\mathrm{j\&pi;\&eta;}{d}_n}{\hat{h}}_0+a_{n-1}^{\left(i\right)}{\hat{h}}_1+a_{n-1}^{\left(i\right)}{e}^{\mathrm{j\&pi;\&eta;}(-d_{n-1})}{\hat{h}}_2---\left(14\right)$

现在，根据公式(12)，可以连同(受到干扰的)接收信号y_n一起使用未受干扰的重构信号，以计算转移度量。

$I(Z_n^i,y_n)={(y_n-{\hat{r}}_n^{\left(i\right)})}^2---\left(15\right)$

在计算转移度量时，对于a_n-1 ⁽ⁱ⁾，使用了估算得出的被跟踪的发送机状态_n-1 ⁽ⁱ⁾。依据前一解调步骤中得到的解调结果，使用公式(9)可再次进行该估算过程，即：

${\hat{a}}_{n-1}^{\left(i\right)}={\hat{a}}_{n-2}^{\left(i\right)}\exp \left\{\mathrm{j\&pi;\&eta;}{\hat{d}}_{n-1}\right\}---\left(16\right)$

然后，可按上述方式进行与所讨论的转移相关的ACS运算。

公式(14)表明，在L＝2情况下使用本发明的VA对CPFSK信号进行解调，无需考虑累加相位，而只需考虑一个包含两个输入数据符号的状态d_n，d_n-1。

除上述两种应用(无信道均衡的相干接收及采用VA均衡的相干接收)之外，本发明的原理亦可用于其它均衡器，例如量化反馈均衡器及所谓的DF(决策反馈)均衡器。

Claims (8)

1.一种用于解调连续相位移频键控调制信号的方法，包括：

-获得第n-1个替代符号a_n-1的估算值

该替代符号产生在连续相位移频键控调制信号的线性逼近中，并作为先前判定出的第n-1个输入数据符号 的函数；和

-通过比较当前得到的第n个复数采样符号y_n相对于在第n-1个时间步长时估算的第n-1个替代符号a_n-1的估算值 的相位角，来获得第n个输入数据符号d_n的判定值

所述连续相位移频键控调制信号依据该数据符号通过利用产生在所述连续相位移频键控调制信号的线性逼近中的第n-1个替代符号a_n-1的估算值

其中，使用公式 ${\hat{a}}_{n-1}={\hat{a}}_{n-2}\exp \left\{\mathrm{j\&pi;\&eta;}{\hat{d}}_{n-1}\right\}$ 对第n-1个替代符号进行估算，其中 与 分别为所述第n-1个与第n-2个替代符号的估算结果，

为已判定出的第n-1个输入数据符号d_n-1，输入数据符号d_n是二进制符号，并且η则代表调制指数。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

-所述第n个输入数据符号d_n由下列公式判定：

${\hat{d}}_n\left\{\begin{array}{cc}1& \arg \left(y_n\right)>\arg \left({\hat{a}}_{n-1}\right)\\ -1& \arg \left(y_n\right)<\arg \left({\hat{a}}_{n-1}\right)\end{array}\right.$

其中

为判定出的第n个输入数据符号d_n。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，

-使用一种均衡器来判定所述第n个输入数据符号d_n。

4.一种用于对连续相位移频键控调制信号进行解调的解调器装置(DMOD)，

-其具有一个用于判定连续相位移频键控调制所依据的第n个输入数据符号d_n的输入数据符号判定装置(ENT)，其特征在于，

所述解调器装置(DMOD)具有一个对所述第n-1个替代符号a_n-1进行估算的替代符号估算装置(ESE)，所述第n-1个替代符号a_n-1在连续相位移频键控的线性逼近中产生，是先前已判定出的第n-1个输入数据符号

的函数；

所述输入数据符号判定装置(ENT)根据当前得到的第n个复数采样符号y_n相对于在第n-1个时间步长时估算的替代符号的相位角来获得第n个输入数据符号d_n的判定值 并且

所述替代符号估算装置(ESE)使用公式 ${\hat{a}}_{n-1}={\hat{a}}_{n-2}\exp \left\{\mathrm{j\&pi;\&eta;}{\hat{d}}_{n-1}\right\}$ 对第n-1个替代符号a_n-1进行估算，其中

与 分别为所述第n-1个与第n-2个替代符号的估算结果，

为已判定出的第n-1个输入数据符号d_n-1，输入数据符号d_n是二进制符号，并且η则代表调制指数。

5.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，

所述符号判定装置(ENT)使用公式

${\hat{d}}_n=\left\{\begin{array}{cc}1& \arg \left(y_n\right)>\arg \left({\hat{a}}_{n-1}\right)\\ -1& \arg \left(y_n\right)<\arg \left({\hat{a}}_{n-1}\right)\end{array}\right.$

判定第n个输入数据符号d_n，其中 为已判定出的第n个输入数据符号d_n。

6.根据权利要求4或5所述的装置，其特征在于，

-所述符号估算装置(ENT)包括在一个均衡器中。

7.一种用于解调连续相位移频键控调制信号的方法，包括：

-获得第n-1个替代符号a_n-1的估算值

该替代符号产生在连续相位移频键控调制信号的线性逼近中，并作为先前判定出的第n-1个输入数据符号

的函数；和

-获得第n个输入数据符号d_n的判定值

所述连续相位移频键控调制信号依据该数据符号通过利用产生在所述连续相位移频键控调制信号的线性逼近中的第n-1个替代符号a_n-1的估算值

其中

使用公式 ${\hat{a}}_{n-1}={\hat{a}}_{n-2}\exp \left\{\mathrm{j\&pi;\&eta;}{\hat{d}}_{n-1}\right\}$ 对所述第n-1个替代符号进行估算，其中 与 分别为所述第n-1个与第n-2个替代符号的估算结果，并且η则代表调制指数，以及

使用维特比均衡器来获得第n个输入数据符号d_n的判定值

其中，所述维特比均衡器依据于一张格子状态图，该图中与所述时间步长n相关的第i个信道状态由L元组 $z_n^i=(z_n^{L-1,\left(i\right)},..,z_n^{1,\left(i\right)},z_n^{0,\left(i\right)})$ 表示，其中变量Z_n ^L-1，(i)，..，Z_n ^1，(i)，Z_n ^0，(i)均可独自选取所述输入数据符号d_n的各可能数值，L表示信道存储器，Z_n ⁱ表示一个可能的信道状态，输入数据符号d_n是二进制符号。

8.一种用于对连续相位移频键控调制信号进行解调的解调器装置(DMOD)，

-其具有一个用于对连续相位移频键控调制所依据的、用于获得第n个输入数据符号d_n的判定值

的输入数据符号判定装置(ENT)，其特征在于，

所述解调器装置(DMOD)具有一个对所述第n-1个替代符号a_n-1进行估算的替代符号估算装置(ESE)，所述第n-1个替代符号a_n-1在连续相位移频键控的线性逼近中产生，是先前已判定出的第n-1个输入数据符号

的函数；并且

所述替代符号估算装置(ESE)使用公式 ${\hat{a}}_{n-1}={\hat{a}}_{n-2}\exp \left\{\mathrm{j\&pi;\&eta;}{\hat{d}}_{n-1}\right\}$ 对第n-1个替代符号a_n-1进行估算，其中

与

分别为所述第n-1个与第n-2个替代符号的估算结果，

为已判定出的第n-1个输入数据符号d_n-1，输入数据符号d_n是二进制符号，并且η则代表调制指数，

所述输入数据符号判定装置(ENT)使用维特比均衡器对数据符号进行判定，

其中，所述维特比均衡器依据于一张格子状态图来判定信道状态，该图中与所述时间步长n相关的第i个信道状态由L元组 $z_n^i=(z_n^{L-1,\left(i\right)},..,z_n^{1,\left(i\right)},z_n^{0,\left(i\right)})$ 表示，其中变量Z_n ^L-1，(i)，..，Z_n ^1，(i)，Z_n ^0，(i)均可独自选取所述输入数据符号dn的各可能数值，L表示信道存储器，Z_n ⁱ表示一个可能的信道状态，输入数据符号dn是二进制符号。

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