CN1263645A - 用于频移键控信号的简易接收机 - Google Patents

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CN1263645A CN99800581A CN99800581A CN1263645A CN 1263645 A CN1263645 A CN 1263645A CN 99800581 A CN99800581 A CN 99800581A CN 99800581 A CN99800581 A CN 99800581A CN 1263645 A CN1263645 A CN 1263645A
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A·W·M·范登恩登
R·E·E·F·苏尔蒙德特
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Abstract

在用于FSK调制信号的接收机中,输入信号加到转换装置(20),该转换装置混频输入信号与本地振荡频率。在现有技术接收机中,本地振荡频率总是与对应于FSK信号的逻辑状态的频率有关。根据本发明证明有可能本地振荡器的频率与FSK信号频率无关,导致本地振荡频率选择更大的自由度。此本地振荡频率可以是例如选择为取样输入信号的取样频率的四分之一。

Description

用于频移键控信号的简易接收机
本发明涉及用于接收频移键控信号的接收机，该接收机包括一个转换器，用于取样一个输入信号并将它与取样频率相关的频率的一个信号混频以便获得中频信号，该接收机还包括一个检测器，用于从中频信号中推导出检测信号。
本发明还涉及使用这种接收机的电话机终端和接收方法。
根据前序的接收机可从美国专利No.5536590中得知。这种接收机被广泛地用在诸如调制解调器和电话机终端的所有种类的设备中。
在当今的模拟电话***中，经常要求从电话交换机向用户发送数字信息。这种数字信息的示例例如可以是主叫识别信息和显示在电话机屏幕的信息。在后一种应用中，根据所谓的ADSI标准(高级数字信令接口)发送数字信息。
为了能够通过模拟电话网络发送数字信息，使用了频移键控(FSK)，其中数字信号状态由相应的频率表示。在电话***中，常常使用二进制FSK，其中1200和2200Hz的频率表示数字码元。
在已知的这些FSK信号接收机中，对音频信号取样并随后与位于两个频率1200和2200Hz之间频率的本地振荡器混频以便获得中频信号。从中频信号中得到检测信号。
为了简化接收机，在本地振荡频率和取样频率之间常常有一种关系，使得有可能安排混频器以数字方式实现本地振荡信号和输入信号的混频。
在上述美国专利中得知的接收机中，本地振荡频率具有1700Hz的值。由于取样频率必须与本地振荡频率相关，则它必须是1700Hz的倍数。在已知的接收机中此取样频率是6800Hz。
通常在电话***中，音频信号的取样率必须至少等于8000Hz以满足取样论强加的要求，但最好不选择太高从而限制***的复杂度。由于***中要求的不同取样率，则应当要求一个取样率转换器以便从具有取样率为8000Hz的信号中导出具有6800Hz取样频率的信号。此附加的取样率转换器实际上增加了接收机的复杂性。
本发明的目的是提供根据前序部分的接收机，它具有降低的实施复杂性。
为达到所述目的，根据本发明的接收机的特征在于：与输入信号进行混频的信号频率是与对应于频移键控信号的逻辑状态的频率无关。
本发明基于这种认识，即不必使与输入信号混频的频率为对应于频移键控信号不同状态的频率的平均值。此认识违背了按照多数现有技术文件的教导。除上述美国专利申请以外，在美国专利4475219、美国专利No.5155446和英国专利申请No.2137836中都公开了相同的教导。此认识能使与输入信号混频的频率独立地从代表FSK调制信号的状态的频率中进行选择。
本发明一个实施例的特征在于：安排转换器提供代表中频信号的正交相关信号。
当使用代表中频信号的正交信号时，确定中频信号的当前相位就变得非常容易了。这便于容易地实现从中频信号中导出检测信号的检测器。
本发明另一个实施例的特征在于与输入信号混频的信号频率等于中频信号取样频率的四分之一。
取样频率和与输入信号混频的频率之间的关系的选择能够导致基本简化的转换器。
本发明的另一个实施例的特征在于：安排转换器通过将输入信号循环地与正比于+1，0，-1，0的值相乘导出第一正交信号，并且安排转换器通过将输入信号循环地与正比于0，+1，0，-1的值相乘导出第二正交信号。
这个实施例导致不需要混合输入信号的倍频器的一个十分简易的转换器。通过在四个随后的取样瞬间执行以下操作可获得正交信号。在第一个取样瞬间，输入信号样值不变地传送到携带第一正交信号的输出端，值0送到携带第二正交信号的输出端。在第二取样瞬间，值0传送到携带第一正交信号的输出端，输入信号样值不变地传送到携带第二正交信号的输出端。在第三取样瞬间，输入信号样值的反值传送到携带第一正交信号的输出端，0值传送到携带第二正交信号的输出端。在第四取样瞬间，0值送到携带第一正交信号的输出端，输入信号样值的反值传送到携带第二正交信号的输出端。
本发明另一个实施例的特征在于：检测器包括相位检测器，它用于确定由同相信号和正交信号表示的信号相位的逼近度，并且该检测器包括差确定装置，用于确定所述相位逼近度的变化作为时间函数。
通过确定相位信号的逼近度而不是相位的确切值就能够简化检测器。由输入信号表示的逻辑状态可以在不同的取样瞬间容易地从逼近的相位值之间的差中进行确定。
现在参考附图解释本发明。
图1表示采用本发明的的电话机终端方框图。
图2表示根据本发明的FSK解调器方框图。
在根据图1的电话终端中，麦克风2连接到模拟数字转换器3的输入端。模拟数字转换器3将麦克风3来的信号放大，利用8KHz的取样频率取样并将它转换为数字信号。模拟数字转换器3的输出端连接到数字信号处理器4的第一输入端。
数字信号处理器4的第一输出连接到数字模拟转换器5，该数字模拟转换器5将数字信号处理器提供的数字信号转换为模拟信号。在数字模拟转换器5输出的模拟信号施加到混合电路6的输入端以便经过电话网络发送。
混合电路6的组合输入/输出端耦合到将终端连接到电话网络的电话线。
传递从电话网络接收的模拟信号的混合电路6的输出端连接到模拟数字转换器8。该模拟数字转换器8利用8KHz的取样频率取样来自混合电路6的信号并将它转换为数字信号。模拟数字转换器8的输出连接到数字信号处理器4的输入端。
数字信号处理器4的第二输出端连接到数字模拟转换器14，它将从数字信号处理器4的第二输出端接收的信号转换为适用于扬声器18的模拟信号。
提供数字信号处理器4以便在电话终端执行几个附加功能。第一附加功能设置在数字电话应答机器上。安排数字信号处理器4编码来自麦克风2的语音信号并将它存储在存储设备9中，以便使用户能记录好的消息。执行语音信号的编码以便最小化存储设备9的需求存储容量。编码语音信号的方法是本领域技术人员众所周知的。如果电话终端自动应答呼叫，那么这个好消息就从存储设备9中检索出，由数字信号处理器4解码并加到数字模拟转换器5以便传输到电话网络。
也安排数字信号处理器4编码从模拟数字转换器8接收的数字语音信号并当终端在自动应答模式并在模拟数字转换器8的输出端出现语音信号时将该编码的语音信号存储在存储设备9中。对于回放存储在存储设备9的编码语音信号来说，由数字信号处理器4解码该编码语音信号并传送到数字模拟转换器14以便转换为扬声器18的信号。
数字信号处理器4能够用于提供回声消除以便能使电话终端免提操作。在免提操作的情况下，麦克风将接收从扬声器18来的回声信号。此回声信号将发送到远端，在这里用户听到他自己语音信号的延时版本。这个效应非常烦人并且实际上恶化了通信质量。
为防止这种效应，数字信号处理器4利用大致等于从扬声器18到麦克风2的声频路径的传输函数的一个传输函数滤除从模拟数字转换器8接收的数字信号。此滤波信号从模拟数字转换器3的输出信号中减去，得到基本上无回声的信号。
模拟数字转换器的输出也连接到FSK解调器10，它解调从模拟数字转换器8接收的FSK信号。FSK解调器10的输出连接到解码器12和数字信号处理器4的控制输入端。FSK调制器的输出信号例如能够用于控制数字信号处理器4，用于诸如远程侦听由电话应答机器功能记录的信息的应用。
FSK解调器10的输出信号也能够包括主叫ID信息。在此情况下，主叫ID信息由解码器12解码并显示在屏幕16上。FSK信号还能传送根据上述ADSI标准的高级图表信息。
在图1中观察到，数字信号处理器4、FSK解调器10和解码器12是分离部件。但FSK解调器10和解码器12的功能也由数字信号处理器4执行。
在根据图2的FSK解调器10中，输入信号加到转换器20。在转换器20中，输入信号加到第一混频器22的第一输入端和第二混频器24的第一输入端。在第一混频器的第二输入端施加具有2KHz频率的类似余弦信号，在第二混频器的第二输入端施加具有2KHz频率的类似正弦信号。
代之以使用混频器22和混频器24，也可以通过使输入信号Vin和其反向信号-Vin可用并利用将适当信号传送到正交分量的选择器来实现转换装置。有可能利用等于四分之一取样频率的频率，通过周期地将输入信号和反向输入信号发送到根据下表的两个分支来获得混频操作：
瞬间 同相分量(余弦) 正交分量(正弦)
4·n·T Vin 0
4·n·T+1 0 Vin
4·n·T+2 -Vin 0
4·n·T+3 0 -Vin
能够实施该方法而不用任何乘法器使得实现起来很简单。
假定FSK信号的频率可以是1200Hz和2200Hz。从而混频器22和24的输出信号包括+800Hz和-200Hz的频率分量。在FSK信号频率是1300Hz和2100Hz的情况下，混频器22和24的输出信号包括+700Hz和-100Hz的频率分量。
存在滤波器26和28以便抑制由于输入信号与2KHz信号混频造成的分量和。如果FSK信号的频率是1200Hz和2200Hz，那么分量和频率是3200Hz和-3800Hz。如果FSK信号频率是1300Hz和2100Hz，那么分量和频率是3300Hz和-3900Hz。在这两种情况下，通过使用只有两个等系数的很简单的滤波器就能足以抑制(不希望)的分量和。通过将两个顺序样值s(n)和s(n-1)相加可以实现此滤波器。
在滤波器26和28的输出端，可得到同相和正交信号。这些正交信号代表复数信号VI。同相信号等于VI的实部
Figure A9980058100071
(VI)而正交信号是VI的虚数部分
Figure A9980058100072
(VI)。
这些正交信号被加到相位检测器30的相应输入端。该相位检测器30从在其输入端的正交分量表示的信号中确定实际相位。
通过对正交分量执行反正切(arctan)函数能进行相位的确定。但最好使用更简单的方法。
第一种方式是通过确定对应于相位的象限来从实部
Figure A9980058100073
(VI)和虚部 (VI)确定相位逼近度。这可以根据下表来进行：
Figure A9980058100075
也可以在编号为1到8的8个扇区中划分单元循环，对应于以精确的π/4量化相位。给定输入信号的扇区数可根据下表确定：
相位检测器30在其输出端呈现代表象限或相位扇区的信号。此信号表示象限数1、2、3或4，或者它表示扇区号1、2、3、4、5、6、7或8。相位检测器的输出连接到相位差计算器32。此相位差计算器32计算由对应于两个顺序样值瞬间的象限号和扇区号表示的相位值之间的差。由于转换装置的输出信号频率可以是+800Hz和-200Hz，那么在一个样值周期的相移最大值是π/2。这意味着相移差绝不能大于一个象限或两个扇区。从而假定旋转最小可能的角度导致从第一相位瞬间的第一相位值变化到第二相位瞬间的第二相位值。如果相位值由象限号表示，那么可以根据下式计算相位差：Δ＝2-1                 ；|2-1|≤2           (A)Δ＝(4-|2-1|)·sgn(1-2)  ；|2-1|＞2在(1)1是第一相位瞬间的相位角而2是第二相位瞬间的相位。Sgn(1-2)是(1-2)的符号。如果相位值是由可具有值1到8的的扇区号表示，可以求出相位差：Δ＝2-1         ；|2-1|≤4                  (B)Δ＝(8-|2-1|)·sgn(1-2)  ；|2-1|＞4此相位差是几个取样周期的平均，例如5个，并被传送到比较器34。安排比较器34将相位差计算器32的输出信号与门限值进行比较，以便在两个FSK调制信号频率之间进行区别。
由于混频器22的输出信号每隔一个包括具有0值的样值，那么很可能在转换器20的输出端降低取样率。这可以在转换器20的输出端直接进行，但是也可能在滤波器26和28之后执行下取样操作。降低取样率的优点是减小了相位检测器30和相位差计算器32所需的处理速度。但应确保通过增加滤波器26和28的陡度来预防重叠。
观察到如果要检测端FSK信号，那么最好不要在FSK解调器内下取样信号，因为否则检测FSK信号可用的取样数会很低。

Claims (6)

1.用于接收频移键控信号的接收机，包括用于取样一个输入信号并将该输入信号与具有相关于取样频率的一个信号混频以便获得一个中频信号的转换器，该接收机还包括用于从该中频信号中导出检测信号的一个检测器，其特征在于与输入信号混频的信号频率与对应于频移键控信号的逻辑状态的频率无关。
2.根据权利要求1的接收机，其特征在于安排该转换器来提供表示中频信号的相关信号的正交。
3.根据权利要求2的接收机，其特征在于与输入信号混频的信号频率等于中频信号的取样频率的四分之一。
4.根据权利要求3的接收机，其特征在于安排转换器通过将输入信号循环地与正比于+1，0，-1，0的值相乘来导出第一正交信号，并且安排转换器通过将输入信号循环地与正比于0，+1，0，-1的值相乘来导出第二正交信号。
5.根据权利要求1到4的任何一个接收机，其特征在于检测器包括用于确定由同相信号和正交信号代表的信号的相位接近度的一个相位检测器，其特征在于该检测器包括差确定装置，用于将所述相位接近度的变化确定为时间函数。
6.包括根据权利要求1到5之一的接收机的电话机终端。
CN99800581A 1998-04-28 1999-04-15 用于频移键控信号的简易接收机 Pending CN1263645A (zh)

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