CN1303562A - 限制传输信号振幅的方法和设备 - Google Patents

限制传输信号振幅的方法和设备 Download PDF

Info

Publication number
CN1303562A
CN1303562A CN99806782A CN99806782A CN1303562A CN 1303562 A CN1303562 A CN 1303562A CN 99806782 A CN99806782 A CN 99806782A CN 99806782 A CN99806782 A CN 99806782A CN 1303562 A CN1303562 A CN 1303562A
Authority
CN
China
Prior art keywords
amplitude
signal
complex
scale factors
strangulation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN99806782A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1134952C (zh
Inventor
G·弗兰克
M·尼格尔
U·雷德尔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Original Assignee
Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB filed Critical Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Publication of CN1303562A publication Critical patent/CN1303562A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1134952C publication Critical patent/CN1134952C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
    • H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
    • H04L27/367—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion
    • H04L27/368—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator using predistortion adaptive predistortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
    • H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
    • H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
    • H04B2201/70706—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation with means for reducing the peak-to-average power ratio

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Selective Calling Equipment (AREA)
  • Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)

Abstract

按比例缩小一个包括多个数字表示的复通信信号(C1,C2)的传输信号的幅度的设备和方法包括:根据各个复通信信号的复分量估计这些复通信信号的幅值的装置(610),根据确定的这些振幅确定至少一个比例因子的装置(620),以及缩小各个复信号分量的振幅的装置(630)。这种***可以工作在甚高频,有益地配有一个利用CORDIC算法确定各个复信号的振幅的电路。这种***还可以配有在一个粗缩小步骤(631)和一个精缩小步骤(632)中按比例缩小各个复分量的幅值的装置。这种***可以有效地缩小传输信号的振幅,从而不需要较大和较昂贵的放大器。

Description

限制传输信号振幅的方法和设备
发明领域
本发明涉及限制传输信号，例如通过无线电台发送的电信信号，的振幅的技术，
发明背景
在电信电信***中，大量的通信信道通常通过同一个传输媒体，例如一个射频频带，一起发送。已知有各种接入方案可以将各通信信道设置到传输媒体上。一种众所周知的方案是CDMA(码分多址)，许多不同的通信信道同时在一个射频频带内发送，它们在时域和频域都是交叠的。
为了将每个通信信道的信号与其他通信信道的信号相区别，每个通信信道的信号用一个或多个独自专用的扩频码编码，这在这个技术领域是众所周知的。通过将每个通信信道信号用相应的扩频码调制，可以按照扩展因子充分地增大采样率(即“码片率(chip rate)”)。例如，每个通信信道信号按照一种数字调制方案，例如用正交调幅(QAM)或移相键控(PSK)技术，进行调制。因此，为每个通信信道信号产生一个同相分量和一个正交分量。QAM和PSK在该技术领域是众所周知的。然后，这些与各自通信信道关联的同相和正交信号分量分别用相应的独特扩频码序列编码。对得到的各对同相和正交信号分量进行采样(即以码片率采样)和逐一加权。最终将这些同相和正交信号分量合并成一个复合同相信号和一个复合正交信号。然后用一个低通、脉冲整形滤波器分别对复合同相信号和复合正交信号进行滤波。在滤波之后，复合同相信号和复合正交信号分别用一个余弦载波和一个正弦载波调制，再合并成单个多码传输信号，例如一个CDMA信号。这单个多码传输信号然后用一个载频进行上变频、用一个高功率放大器进行功率放大后发送出去。在接收单元，通过用载频和各自的扩频码对传输信号进行解调和解码，从传输信号中提取与各自通信信道关联的基带信号。此外，很清楚，在一个典型的蜂窝通信***中，传输源可以是例如一个大功率的基站，而接收实体可以是例如一个移动台(即移动电话机)。
在有一个特别大的通信信道信号数目时，有时宁可产生两个或更多个传输或载波信号，其中每个载波信号用各自专用载频调制。这两个或更多个已调载波信号用相应高功率放大器独立放大后传输，或者，将这两个或更多个已调载波信号合并成单个复传输信号，用单个高功率放大器放大后传输。
熟悉这种技术的人员容易理解，CDMA大大增大了***带宽，从而增大了整个网络的话务处理容量。此外，将各个独立的载波信号如上所述那样合并成单个复传输信号是很有利的，因为只需要配置单个高功率放大器，而不需要为每个独立的载波信号各配置一个独立的高功率放大器。所以有利是因为高功率放大器很昂贵，采用一个高功率放大器来代替许多高功率放大器将大大节约成本。
尽管利用CDMA有这些优点，但合并多个通信信道信号和/或独立载波信号通常会显著地增大所得到的传输信号的峰值-平均功率比。具体地说，一个传输信号的峰值-平均功率比可以按照以下关系确定：
PRPTA=PRF+10*log(N)
其中：PRPTA表示相应复合信号的峰值-平均功率比，PRF表示低通脉冲整形滤波器的功率比，而N表示构成这个载波(CDMA)信号的通信信道的数目。
与峰值-平均功率比大关联的问题是降低了发射机内高功率放大器的效率。正如熟悉这种技术的人员所理解的，效率是用输出功率(即Pmean)除以输入功率(即Fdc+Ppeak)来计量的。随着Ppeak(即峰值功率)相对Pmean增大，高功率放大器的效率降低。
一种可能的解决方案是直接限制或箝制载波信号的振幅(即Ppeak)。不幸的是，这很可能导致产生互调分量和/或频谱失真。互调分量和/或频谱失真从而可能引起各个通信信道信号之间的干扰。因此，这不是一种优选的解决方案。
另一种可能的解决方案是设计一个较为复杂的高功率放大器，可以容忍和较高效地放大呈现为大峰值-平均比的(CDMA)载波信号。然而，这也不是一种优选的解决方案，因为高功率放大器的成本通常是与复杂程度成正比的。因此，这种解决方案将导致提高装有这种高功率放大器的电信设备的成本。
Miller等人的美国专利5,621,762提出了另一种解决这种峰值-平均功率比问题的可行方法，也就是在快要发送的电信信号滤波和放大前限制峰值-平均功率比。具体地说，Miller揭示了一降低送到高功率放大器的输入端的单个代码序列的峰值-平均功率比的这种峰值功率抑制装置。这种峰值功率抑制装置利用了一个数字信号处理器(DSP)，它将所接收的单个代码序列映射到一个码元星座图上，预测脉冲整形滤波器的预期响应，按照脉冲整形滤波器的预期响应限制在码元星座图上出现的振幅。
Miller提供的解决方案的主要问题是这种峰值功率抑制装置不能应付在诸如码分多址之类的电信***中所遇到的高数据比特率。此外，这种设备不能应付多个载波信道信号和/或多代码序列。例如，Miller揭示的这种峰值功率抑制装置本来就比较慢，因为它要用一个DSP(数字信号处理器)，而这个DSP需要时间执行脉冲整形滤波器预测算法。因此，有必要开发一种电信信号振幅限制设备，这种电信信号振幅限制设备能够在电信信号滤波和放大前限制它的峰值-平均功率比而且又能处理相当高的比特率、多个代码序列和多个CDMA载波信号。
发明概述
因此，本发明的目的是提供一种限制一个包括多个高数据率载波信号的复传输信号的振幅的方法和设备。
本发明的目的是用按独立权利要求1和11所述的设备和方法来达到的。
按照本发明，各个复数字载波信号的振幅根据它们的复信号分量进行估计。计算出的这些振幅用来确定至少一个对各个复数字载波信号的复分量进行按比例缩小的比例因子，而这些经复振幅限制的载波信号合并成传输信号。
对各个载波信号的振幅进行振幅限制可以有效地缩小复传输信号的最大振幅，因此不需要多个功率放大器或单个大功率放大器。此外，这允许合并任意个载波信号和处理一些例如在CDMA电信应用中具有很高频率的复数字载波信号。
有益的是，各个载波信号的振幅可以利用CORDIC算法进行迭代估计。按照CORDIC算法，采用至少两次迭代可以以足够高的精度估计出一个信号的振幅。
为了更进一步减少计算量，可以减少表示复信号分量的比特和可以在估计振幅前确定载波信号的复分量的绝对值。此外，为了再进一步减少计算量，可以有益地减少数字表示估计振幅的比特，而精度仍然足够。
至少一个振幅比例因子也可以是一个放大器的箝制振幅的函数，而箝制振幅可以是一个脉冲整形滤波器的函数。
此外，这至少一个比例因子可以计算为小于最大振幅除以箝制振幅的底为2的对数的最大整数。
为了能对载波信号的复分量进行移位缩小，可以用一个第一查找表根据最大振幅确定至少一个移位因子。此外，在一个粗箝制操作中，可以通过删除各个复数字载波信号的复分量的数字表示中的由这至少一个移位因子确定的若干个低有效比特对数字表示的各个复数字载波信号的复分量按比例缩小。
删除低有效比特可以有效地通过将在一个寄存器内的复分量的数字表示移动由这至少一个移位因子确定的若干个寄存位置来实现。
为了提高缩小操作的精度，可以配置一个第二查找表来确定一个第二比例因子，在粗箝制操作后执行的一个精箝制操作中使用，将每个复分量的数字表示与这个第二比例因子相乘。
在其它从属权利要求中揭示了本发明的其它一些有益的实施例。
附图简要说明
如果结合附图阅读本说明就可以对本发明有更好的理解，在这些附图中：
图1例示了一个例如CDMA的发射机结构，包括一个合并器、按照本发明的一个实施例实现的振幅限制设备、一个脉冲整形滤波器和I-Q调制器；
图2示出了根据载波频率不同的两个复载波信号确定最大振幅的示意图；
图3例示了两个码元星座图，示出了有和没有振幅限制的传输信号的复数模型的振幅分布；
图4示出了作为本发明的一个实施例的振幅限制设备；
图5示出了按照发明实现振幅限制的设备的另一个实施例；
图6例示了本发明的一个实施例，较详细地示出了相应硬件配置的功能块；
图7例示了本发明的又一个实施例，详细示出了硬件配置的其它功能块；以及
图8例示了一种产生一个传输信号的已知方法。
实施例详细说明
以下将结合这些附图对本发明的优选实施例进行说明。在这些附图中，对应部分用相同的参考符号标示。
图8为示出产生一个例如CDMA的复传输信号805的现有技术的示意图。如图所示，复传输信号805是通过合并至少两个独立的载波信号810和815产生的。按照这种现有技术，第一组数字通信信道信号φ11,…,φ1N中的每个通信信道信号和第二组数字通信信道信号φ21,…,φ2N中的每个通信信道信号都用正交调幅(QAM)技术调制。这导致为每个通信信道信号分别产生一个同相信号和一个正交信号的信号对。与第一组通信信道信号关联的每个同相信号用各自专用扩频码编码、分别加权后与其他同相信号合并，从而产生一个第一复合同相信号Xi1，而与第一组通信信道信号关联的每个正交信号经同样编码、加权后合并，从而产生一个第一复合正交信号Xq1。类似，与第二组通信信道信号关联的每个同相信号经编码、加权后合并，从而产生一个第二复合同相信号Xi2，而与第二组通信信道信号关联的每个正交信号经编码、加权后合并，从而产生一个第二复合正交信号Xq2。
如图8所示，复合同相信号Xi1和复合正交信号Xq1然后送到首先脉冲整形滤波器820a。类似，复合同相信号Xi2和复合正交信号Xq2送到第二脉冲整形滤波器820b。
接下来，经滤波的信号送到第一和第二向量调制器825a和825b。向量调制器825a用频率为f1的余弦载波对复合同相信号Xi1进行调制而用频率也为f1的正弦载波对复合正交信号Xq1进行调制。向量调制器825a然后将经调制的复合同相信号Xi1与经调制的复合正交信号Xq1合并，从而产生第一独立载波信号810。同时，向量调制器825b用频率为f2的余弦载波对复合同相信号Xi2进行调制而用频率也为f2的正弦载波对复合正交信号Xq2进行调制。向量调制器825b然后将经调制的复合同相信号Xi2与经调制的复合正交信号Xq2合并，从而产生第二独立载波信号815。这两个独立载波信号810和815然后合并成复传输信号805，送到一个高功率放大器830进行传输。
如上所述，与复传输信号805关联的峰值-平均功率比随通信信道信号的数目增大而增大，而峰值-平均功率比的增大将使高功率放大器830的效率降低。此外，如果在高功率放大器830内或者在装有高功率放大器830的发射机(未示出)内采取限制或箝制复传输信号805(例如CDMA信号)的振幅的措施，就很可能产生大量的互调和/或频谱失真。
下面，将结合图1说明本发明的一个优选实施例。图1示出了一种产生传输信号105的技术。这种技术类似于图8所示的技术，因为这个优选实施例也涉及对第一数字通信信道信号φ11,…,φ1N和第二数字通信信道信号φ21,…,φ2N进行编码和合并成第一复合同相信号Xi1、第一复合正交信号Xq1、第二复合同相信号Xi2和第二复合正交信号Xq2。然而，与图8所示的现有技术不同，复合同相信号和正交信号Xi1、Xq1、Xi2和Xq2是送到一个例如是专用集成电路(ASIC)那样的振幅限制装置150的。
振幅限制装置150是一个高速硬件设备，能够在送到脉冲整形滤波器820a和820b前限制复合同相信号和正交信号Xi1、Xq1、Xi2和Xq2。振幅限制设备150将在下面详细说明。经滤波和振幅调整的同相和正交信号Xi1和Xq1于是用一个频率为f1的(CDMA)载波调制后合并成第一独立载波信号110。类似，经滤波和振幅调整的同相和正交信号Xi2和Xq2用频率为f2的载波调制后合并成第二独立载波信号115。然后，这两个独立载波信号110和115合并成复传输信号105。复传输信号105的信号功率由高功率放大器160放大后进行传输。
按照这个实施例，两个数字复载波信号可以在末极功率放大器前合并，因为一个高度线性的高功率放大器需要采取很复杂的措施来实现，因此非常昂贵。如果两个载波在末极功率放大器前合并，就只需要一个平均输出功率为两个载波的功率之和的放大器。如果在功率放大器后执行合并，那么就必需要有两个放大器，其中每个放大器的输出功率要高3dB，因为在组合器中合并这两个数字载波信号有耗损。也就是说，在两种情况下，放大器必须提供相同的输出功率，但是在先合并的情况下只需要一个放大器。
上述***和技术值得推荐的是可以适用于CDMA***，然而，这并不是说对本发明的范围有所限制，这种技术同样可用于其它电信***，实际上可用于任何需要将多个数据信道合并成单个传输信道的***。
此外，虽然在这个实施例中是对两个载波信号进行振幅限制和合并成一个传输信号，但是在本发明的其它实施例中，可以对任意个载波信号进行振幅限制和合并成一个传输信号。
按照本发明的这个优选实施例，限制一个复传输信号，例如是传输信号105，的振幅首先需要确定与第一独立载波信号110关联的最大振幅r1，以及与第二独立载波信号115关联的最大振幅r2。参考图2所示的码元星座图可以更好地理解这些确定情况。在图2中S1表示与第一载波信号110相应的振幅和相位，而S2表示与第二载波信号115相应的振幅和相位。于是，最大振幅r1和r2按照以下相互关系确定：
r1=｜S1｜=(Xi12+Xq12)1/2    (1)
r2=｜S2｜=(Xi22+Xq22)1/2    (2)
其中Xi1、Xq1、Xi2和Xq2表示以上说明的复合同相和正交信号的瞬时值。
一旦最大振幅r1和r2确定，就可以用r1和r2计算一个比例因子“S”。按照这个优选实施例，比例因子“S”由以下关系确定：
S=Aclip/r(如果r＞Aclip)
S=1(如果r≤Aclip)    (3)
其中：Aclip定义为最大允许振幅值，例如是在脉冲整形滤波器820a和820b的输入端，而“r”表示最大总振幅。具体地说，最大总振幅“r”可以由以下关系给定：
r=r1+r2    (4)
比例因子“S”用于限制与复合同相和复合正交信号Xi1、Xq1、Xi2和Xq2关联的瞬时振幅。
图3例示了两个码元星座图305和310。码元星座图305示出了在采用按照本发明的这个优选实施例进行数字振幅限制时与一个复传输信号(例如复传输信号105)关联的这些码元(即瞬时振幅)的位置。码元星座图310示出了在没有采用数字振幅限制时与复传输信号关联的这些码元的位置。熟悉这种技术的人员容易理解，在采用数字振幅限制时，这些发送码元全部处在一个半径由Aclip限定的圆形区域内。然而，在没有采用数字振幅限制时，这些发送码元就不一定处在这个圆形区域内。后面这种情况很可能导致大的峰值-平均功率比，因此如上面所说明的那样，使高功率放大器的效率下降。
图4详细地例示了与振幅限制设备150关联的执行上述优选振幅限制技术所需的功能组件。具体地说，振幅限制设备150含有一个最大振幅计算模块405。最大振幅计算模块405表示一个高速数字电路，能够进行必要的测量和计算，解出上面的方程式(1)和(2)。然后，振幅限制设备150将r1和r2送至比例因子计算组件410。比例因子计算模块410表示一个高速数字电路，能够执行必要的计算，解出上面的方程式(3)和(4)。
确定了比例因子“S”，比例因子计算模块410就将比例因子“S”送至缩小模块415a和415b。缩小模块415a表示一个高速数字电路，能将比例因子“S”施加到复合同相信号Xi1和复合正交信号Xq1上(与之相乘)。类似，缩小模块415b表示一个高速数字电路，能将比例因子“S”施加到复合同相信号Xi2和复合正交信号Xq2。同相和正交信号Xi1、Xq1、Xi2和Xq2经缩小后，振幅限制设备150就将这些振幅经限制的信号送至脉冲整形滤波器820a和820b，如图1所示。
图5例示了振幅限制设备150的另一个实施例。按照这个实施例，比例因子计算模块510计算出独立的比例因子Sa和Sb，其中比例因子Sa用来独立地调整同相和正交信号Xi1和Xq1的瞬时振幅，而比例因子Sb用来独立地调整同相和正交信号Xi2和Xq2的瞬时振幅。具体地说，Sa和Sb按照下列方程式确定：
Sa=(Aclip/r1)*wa    (5)
Sb=(aclip/r2)*wb    (6)
其中wa和wb分别表示独立调整比例因子Sa和Sb的第一和第二加权因子。
图5所示的这种技术可以在与图2中的其中一个载波的通信信道信号关联的信号功率与与其他载波的通信信道信号关联的信号功率相比有明显的不同时使用。例如，如果一个载波的通信信道信号明显低于那些与其他载波关联的通信信道信号，只对复合同相和正交信号Xi2和Xq2的瞬时振幅进行缩小就可能是适当的。这个可以通过将加权因子wb设置为值“1”而将加权因子wa设置为使Sa接近于值“1”。当然，可以理解，加权因子wa和wb可以设置为任何适当缩小复合同相和正交信号Xi1、Xq1、Xi2和Xq2的瞬时振幅的值。
按照又一个实施例，与复合同相和正交信号(例如Xi1,Xq1,Xi2,Xq2)的关联瞬时样值在振幅样值超过一个预定的最大值时可以予以限制或箝制。为了防止相应降低复合传输信号的平均功率以及由此引起的不希望的增大复合传输信号的PRPTA，这个供选择的方案产生一个比例因子，用来增大一个或多个后续的复合同相和正交信号的样值，其中增大一个或多个后续的样值的振幅与降低先前箝制的一个样值的振幅成正比。当然，调整这些后续的样值的振幅补偿了先前箝制瞬时振幅的样值。此外，熟悉这种技术的人员可以理解，适当地增大几个后续的复合同相和正交信号样值的振幅而不是剧烈地增大单个后续的样值的振幅可以获得较低的误码率。特别是在增大单个后续的样值的振幅会导致振幅超过上述预定的最大值的情况下更是如此。
下面，将结合图6说明本发明的又一个实施例。图6示出了例示能够处理两个具有甚高速数据传送率的载波信号(如出现在远程通信应用，特别是CDMA***中的)的可行***配置的功能组件的详细方框图。然而，如前所述，本发明的这个实施例也可以用于任何其他提供甚高速数据传送率和需要限制复合信号振幅的***。
如在前面的一些图中，所介绍的实施例是以两个复数字载波信号C1、C2例示的，每个信号包括通过至少一个通信信道发送的数字编码信息。第一载波信号由数字表示的复信号分量Xi1、Xq1构成，而第二载波信号由数字表示的复信号分量Xi2和Xq2构成。可以将任意个通信信道(φv)合并成复数数字载波信号C1、C2之一。每个复载波信号可以是一个W-CDNA信号，各有不同的载频。如在前面的实施例中所说明的那样，本发明的目的是用一个公共的高功率放大器同时放大两个载波，例如通过同一个天线传输。
为了对复传输信号进行高效率的振幅限制，复载波信号C1、C2的振幅r1、r2由包括两个振幅估计单元610a、610b的振幅估计装置610估计。接着，振幅r1、r2提供给确定装置620，例如通过加法操作和其他操作根据多个估计振幅计算出一个最大振幅r，再至少根据这个最大振幅确定至少一个振幅比例因子。
在本实施例中，用一个第一查找表621确定第一振幅比例因子S1，而用一个第二查找表622确定第二振幅比例因子S2。这两个比例因子S1、S2提供给包括两个缩小单元631、632的缩小装置630，根据这两个振幅比例因子S1、S2按比例缩小相应复数字载波信号的复分量，进行振幅限制。
要指出的是不一定要使用查找表来确定比例因子，也可以使用任何其他数据提供装置。
第一缩小单元631，在一个粗箝制操作中，可以对数字表示的各复数字载波信号的复分量执行按比例缩小，删除这些分量的数字表示中的由第一振幅比例因子S1确定的若干个低有效比特。缩小装置630也可以通过对这些复分量的数字表示进行移位来删除低的有效比特，例如在一个寄存器内将数字表示移动由第一振幅比例因子S1确定的若干寄存位置。
第二缩小单元632，在一个在粗箝制操作后执行的精箝制操作中，可以将各复载波信号分量的数字表示与第二振幅比例因子S2相乘。
比例因子S1、S2至少其中之一也可以是一个放大器的箝制振幅的函数，而箝制振幅可以是一个脉冲整形滤波器的函数。
然后，经振幅限制的复通信信号C1*、C2*可以用合并装置(未示出)合并，产生传输信号，例如在一个射频频带内传输。
下面，将详细说明图6这个实施例的上述各个组件。
振幅估计装置610接收来自合并装置的表示两个载波信号C1、C2的复信号分量Xi1、Xq1、Xi2、Xq2，执行振幅估计。一种根据信号的复分量快速和高效率地估计复信号的振幅的方法可以采用CORDIC算法，这在这种技术领域内为众所周知，例如参见J.E.Volder的“CORDIC三角计算技术”(″The CORDIC Trigonometric ComputingTechnique Computing Technique,″IRI Transactions onElectronic Computers,EC-8,1959,pages330-334)。CORDIC算法允许对一个复信号的振幅进行迭代估计。实质上，是将复信号向量转到与复坐标图的实轴重合。此时，实信号分量的数值就表示这个信号的总振幅。
在本实施例中，假设采用CORDIC算法估计振幅，然而原则上可以改为采用任何其他估计算法。
为了高效率、快速进行振幅估计，配置了两个振幅估计单元610a、610b，分别用来估计复信号C1、C2的振幅。然而，在可得到一个足够快速振幅估计单元的情况下，可以就用一个单元估计信号C1、C2的振幅。
振幅估计单元610a、610b分别根据载波信号C1、C2的复分量的数字表示执行对复载波信号的振幅估计。在本例中，振幅估计单元610a、610b按照CORDIC算法迭代地执行振幅估计，至少迭代两次。实验表明按照CORDIC方法迭代三次就已经可以得出很精确的估计结果。然而，通常也可以采用两次或更多次迭代。
CORDIC算法设计成直接用硬件实现，所需要的只是极少的执行诸如移位和加法功能的硬件。振幅估计的精度由在CORDIC中使用的迭代次数确定。迭代次数越多估计误差越小。采用四次迭代，最大误差大约为3％。
此外，CORDIC算法对于每个估计结果相对正确结果都有一个固有的缩小比例，为 A cord = A vector · Π i = 1 N cord 1 + 2 2 - 2 i
其中：Acord为CORDIC结果，Ncord为迭代次数，而Avector为信号向量的真实数值。在为粗、精箝制选择一个值Aclip时，应该考虑这个比例因子。
例如，精确估计的振幅r1在迭代次数为3的情况下也可以由r1=x3/2.6562+ε给出，其中ε为估计误差。然而，除法步骤不需要直接计算，可以在按照本实施例限制振幅的以后步骤中予以考虑。
在按照CORDIC方法执行三次迭代的情况下，如果X0表示实信号分量的幅值而Y0表示虚信号分量的幅值，在第一次迭代中，复信号分量的第一估计X1、Y1可以表示为：
X1=X0+Y0    (7)
Y1=Y0-X0
s1=sgn(Y1)在第二次迭代中，复信号分量的第二估计X2、Y2可以表示为：
X2=X1+s1*Y1/2    (8)
s2=sgn(Y1)然后，在第三次迭代中实信号分量X3可以表示为：
X3=X2+s2*Y2/4    (9)实分量的第三估计X3已经得出具有复值振幅X0、Y0的信号的振幅的一个良好的估计。
如上所述，可以用少数几个步骤以足够高的精度执行对复信号的振幅估计，从而避免了如在精确的数学计算中那样要用一个复杂的电路计算两个信号分量的平方根。对于振幅估计来说，每个例如用ASIC实现的估计单元只需要包括执行上述加法、减法和移位操作的必要硬件。
在用上述方式确定每个复信号的振幅后，估计装置将两个估计的振幅r1、r2输出给确定装置620进一步处理。确定装置根据多个估计的振幅确定一个最大振幅r，再根据这个最大振幅r确定至少一个振幅比例因子S1、S2。比例因子还可以根据放大器的箝制振幅进一步调整。最大振幅可以通过用一个加法步骤将从估计装置接收的振幅r1和r2相加进行计算。在相加前，可以在一个附加步骤中用加权因子分别对这些振幅进行加权。
两个有着不同的载波频率的已调载波之和的最大可能振幅r为
r=(Xi12+Xg12)1/2+(Xi22+Xg22)1/2    (10)
一个理想的振幅控制器在实际振幅r超过规定的极限Aclip的所有情况下都要将每个复载波信号分量除以振幅值r，再将结果乘以所要求的最大值Aclip。
然而，由于上述除法操作对于高采样频率不能用计算量可接受的硬件执行，因此确定装置配置成可以产生对复信号分量用两个相继的步骤进行按比例缩小的第一和第二比例因子S1、S2。在本实施例中，缩小是由缩小装置630用一个粗箝制操作和一个精箝制操作来执行的。
振幅比例因子不需要在操作期间计算，它们可以预先计算好存储在查找表内。这显著地减少了所需的计算步骤。因此，确定装置620可以包括一个确定第一振幅比例因子S1的第一查找表621。第一比例因子S1输出给执行粗箝制操作的缩小装置630。
在粗箝制操作中，为了执行粗缩小，将这些信号分量或向量缩小2的幂。在粗箝制操作中，缩小数字表示的这些复数字载波信号的复分量可以通过删除这些分量的数字表示中的由第一振幅比例因子S1确定的若干低有效比特。缩小装置也可以通过将在一个寄存器内的这些复分量的数字表示移动(向右)由第一振幅比例因子S1确定的若干寄存位置来删除低有效比特。这种缩小例如可以用数字硬件通过简单的右移操作实现。
最好，只要最大振幅r超过某个门限，例如Aclip，就执行缩小。
理论上，所需的移位数构成第一比例因子S1，计算为
S1=(floor)(log2(r/Aclip))其中：S1表示第一比例因子，log2表示底为2的对数，r为最大振幅，而Aclip为箝制振幅。(floor)为计算不大于后随自变量的最大整数的指令。也就是说，S1将确定为小于log2(r/Aclip)的最大整数。粗箝制可以由第一缩小单元631用右移操作或任何其他删除表示复载波信号分量的若干比特的操作执行。
log2操作可以用一个如表1所示的查找表来实现：表1：粗箝制的右移数
    范围     S1
    2Qr-1≥r≥2slmaxAclip     S1max
        ……     ……
    r≥8Aclip     3
    r≥4Aclip     2
    r≥2Aclip     1
    r＞Aclip     0
    r＜Aclip     0不箝制
粗缩小所需的最高移位数S1max由用Qr个比特表示的振幅r的最大值和值Aclip给出：
S1max=(floor)(log2(2Qr/Aclip))+1
要指出的是，表1只表示确定第一比例因子S1的第一查找表的一个优选实施例，也可以构成不同的查找表，例如可以使用一个不同的S1max。此外，可以采用不同的技术确定第一比例因子，这并不背离本发明的思想。
第一比例因子确定后，两个载波C1和C2的所有分量Xi1、Xq1、Xi2、Xq2缩小如下：
X’i,q=Xi,q＞＞S1其中＞＞表示右移操作，如在这个技术领域中所周知。在本实施例中，这种缩小最好由第一缩小装置631执行。
在粗箝制操作后，最初的最大振幅r大于允许振幅Aclip的所有向量将具有在范围[Aclip；2Aclip]内的振幅。
在粗箝制步骤后，这些复信号向量现在具有缩小到在Aclip与2Aclip之间的振幅，然后在精箝制步骤由第二缩小单元632处理。
为了确定第二比例因子S2，确定装置620可以还包括一个第二查找表622。第二比例因子S2构成一个加权因子，在粗箝制操作后执行的精箝制操作中与信号分量相乘。适当的第二比例因子例如可以是S2∈[0,5；1]。精箝制的精度由用来表示第二比例因子S2的比特的比特数确定。如果Q为用比特定义的第二比例因子S2的精度，第二比例因子S2和它有效的振幅范围可以用下式表示Aclip*2Q+1/(2Q+n)＞(r＞＞S1)＞Aclip*2Q+1/(2Q+n+1) S 2 = 2 Q + n + 1 2 Q + 1 = 1 2 + n + 1 2 Q + 1 其中n∈[0,2Q-2]为在范围aclip＜(r＞＞S1)≤2Aclip内的指定区间的编号。
第二查找表622可以用上述方程式得出。在表2中给出了对于Q=3的这种情况的一个例子。表2：3比特精箝制的加权因子
    范围   第二比例因子S2   第二比例因子S2二进制 (十进制)
(r》S1)＞16/9·Aclip     9/16  0.1001  (0.5625)
(r》S1)＞16/10·Aclip     10/16  0.1010  (0.6250)
(r》S1)＞16/11·Aclip     11/16  0.1011  (0.6875)
(r》S1)＞16/12·Aclip     12/16  0.1100  (0.7500)
(r》S1)＞16/13·Aclip     13/16  0.1101  (0.8125)
(r》S1)＞16/14·Aclip     14/16  0.1110  (0.8750)
(r》S1)＞16/15·Aclip     15/16  0.1111  (0.9375)
    (r》S1)≤aclip     1  1.0000  (1.0000)
要指出的是，表2只表示确定第二比例因子S2的第二查找表的一个优选实施例，可以构成不同地的查找表，例如可以使用较多表项的查找表来确定第二比例因子S2。
结合图6示出和说明的这些功能器件可以用硬件以可接受的配置实现，例如使用ASIC。计算可以以足够高的速度执行，以便适应如在CDMA***中所遇到的甚高速数据率。
虽然本实施例是以两个载波信号进行说明的，但通常可以改为处理任意个载波信号。
为了进一步减少确定复载波信号的振幅和确定比例因子的计算量，可以执行一些类似于第一缩小单元631执行的移位操作，以减少在振幅限制期间表示中间结果所需的比特。
在图7中，示出了本发明的类似于结合图6说明的另一个实施例，这个实施例还包括一些可以进一步减少计算量的装置。
对于用由估计装置610执行的CORDIC估计操作估计载波信号的振幅来说并不需要用载波信号的复分量的数字表示的全部分辩率。此外，复信号分量的符号对于CORDIC估计来说也不需要。
因此，在振幅估计前，可以由第一减位装置615a、615b确定载波信号的复信号分量的绝对值。此外，在类似于结合粗缩小所述的移位操作中，第一减位装置615a、615b可以减少表示复信号分量所需的比特。
类似，对于计算至少一个比例因子来说也不需要用所估计的一个载波信号的振幅的全部分辩率，因此第二减位装置616a、616b在另一个也类似于粗缩小的移位操作中减少了表示一个载波信号的振幅所需的比特。
因此，估计两个信道C1和C2的振幅是从一个消除分量Xi1、Xq1、Xi2和Xq2的符号的步骤开始的，这个步骤又可以减小这些复信号分量的幅值，例如是一个移位操作。这允许降低CORDIC算法的复杂性。
此外，除了结合图所述的那些组件，图7的确定装置还包括一个在确定第二振幅比例因子S2前减少最大振幅的数字表示的比特的第三减位装置623。这可以通过将最大振幅r右移在第一查找操作中确定的第一比例因子S1实现。
因此，估计的振幅值r将被缩小为r’
r’=r＞＞S1因此，第二查找表622可以写成如表3所示。表3：3比特精度箝制的加权因子
    范围   第二比例因子S2   第二比例因子S2二进制 (十进制)
  r’＞16/9·Aclip     9/16  0.1001  (0.5625)
  r’＞16/10·AcliP     10/16  0.1010  (0.6250)
  r’＞16/11·Aclip     11/16  0.1011  (0.6875)
  r’＞16/12·Aclip     12/16  0.1100  (0.7500)
  r’＞16/13·Aclip     13/16  0.1101  (0.8125)
  r’＞16/14·Aclip     14/16  0.1110  (0.8750)
  r’＞16/15·Aclip     15/16  0.1111  (0.9375)
  r’≤aclip     1  1.0000  (1.0000)

Claims (20)

1．一种限制一个传输信号的振幅的设备，所述设备包括：
估计装置(150,610)，用来根据多个复数字载波信号(C1,C2)的复信号分量(Xi1,Xq1,Xi2,Xq2)估计每个复数字载波信号(C1,C2)的振幅(r1,r2)，每个信号包括通过至少一个通信信道(φ11,φ1N,φ21,φ2N)发送的数字编码信息；
确定装置(620,621,622)，用来根据这些估计的振幅计算出一个最大振幅(r)，再根据这个最大振幅(r)确定至少一个振幅比例因子(S1,S2)；
缩小装置(630,631,632)，用来根据所述至少一个振幅比例因子(S1,S2)按比例缩小每个复数字载波信号(C1,C2)的复分量(Xi1,Xq1,Xi2,Xq2)；以及
合并装置，用来将这些振幅经限制的复载波信号合并成所述传输信号。
2．根据权利要求1的设备，其特征是所述估计装置按照CORDIC算法迭代执行振幅估计，至少迭代两次。
3．根据权利要求1或2的设备，其特征是所述设备还包括：第一减位装置(615a,615b)，用来减少表示这些复载波信号分量的比特和在将这些复信号分量提供给估计装置前确定这些复分量的绝对值；以及
第二减位装置(616a,616b)，用来减少数字表示估计振幅的比特。
4．根据以上权利要求之一的设备，其特征是所述至少一个振幅比例因子(S1,S2)也是一个放大器的箝制振幅的函数，而箝制振幅是一个脉冲整形滤波器的函数。
5．根据权利要求4的设备，其特征是所述至少一个振幅比例因子(S1,S2)确定为小于最大振幅除以箝制振幅的底为2的对数的最大整数。
6．根据以上权利要求之一的设备，其特征是：
所述确定装置(620,621,622)包括一个根据最大振幅确定第一振幅比例因子的第一查找表(621)；以及
所述缩小装置(630,631,632)，在一个粗箝制操作中，通过删除各个复数字载波信号的复分量的数字表示中的由第一振幅比例因子(S1)确定的若干低有效比特对数字表示的各个复数字载波信号的复分量执行按比例缩小。
7．根据权利要求6的设备，其特征是所述缩小装置(630,631,632)通过将在一个寄存器内的这些复分量的数字表示移动由第一振幅比例因子确定的若干寄存位置实现删除低有效比特。
8．根据以上权利要求之一的设备，其特征是：
所述确定装置(620,621,622)包括一个确定第二比例因子的第二查找表(622)；以及
所述缩小装置(630,631,632)在一个在粗箝制操作后执行的精箝制操作中将各个复分量的数字表示与第二振幅比例因子相乘。
9．根据权利要求8的设备，其特征是所述设备还包括：
第三减位装置(623)，用来在确定第二振幅比例因子前减少数字表示最大振幅的比特。
10．根据以上权利要求之一的设备，其特征是所述设备还包括：
滤波装置，用来对各个振幅经限制的复数字载波信号进行脉冲整形；以及
合并装置，用来合并这些振幅经限制的复数字载波信号，产生一个码分多址(CDMA)信号。
11．一种限制一个传输信号的振幅的方法，所述方法包括下列步骤：
根据多个复数字载波信号(C1,C2)的复信号分量(Xi1,Xq1,Xi2,Xq2)估计每个复数字载波信号(C1,C2)的振幅，每个所述信号包括通过至少一个通信信道(φ11,φ1N,φ21,φ2N)发送的数字编码信息；
根据所估计的这些振幅(r1,r2)计算出一个最大振幅(r)；
根据这个最大振幅(r)确定至少一个振幅比例因子(S1,S2)；
根据所述至少一个振幅比例因子(S1,S2)按比例缩小各个复数字载波信号(C1,C2)的复分量(Xi1,Xq1,Xi2,Xq2)；以及
将这些振幅经限制的复载波信号合并成所述传输信号。
12．根据权利要求11的方法，其特征是按照CORDIC算法迭代执行振幅估计，至少迭代两次。
13．根据权利要求11或12的方法，其特征是所述方法还包括下列步骤：
在为了进行振幅估计处理这些复信号分量前确定这些复分量的绝对值；
减少表示这些复载波信号分量的比特；以及
减少数字表示估计振幅的比特。
14．根据权利要求11-13之一的方法，其特征是所述至少一个振幅比例因子(S1,S2)也是一个放大器的箝制振幅的函数，而箝制振幅是一个脉冲整形滤波器的函数。
15．根据权利要求14的方法，其特征是所述至少一个振幅比例因子(S1,S2)确定为小于最大振幅除以箝制振幅的底为2的对数的最大整数。
16．根据权利要求11-15之一的方法，其特征是所述方法还包括下列步骤：
利用一个第一查找表根据最大振幅确定一个第一振幅比例因子(S1)；以及
在一个粗箝制操作中，通过删除各个复数字载波信号的复分量分量的数字表示中的由第一振幅比例因子确定的若干个低有效比特对数字表示的各个复数字载波信号的复分量执行按比例缩小。
17．根据权利要求16的方法，其特征是所述按比例缩小的步骤通过将在一个寄存器内的这些复分量的数字表示移动由第一振幅比例因子确定的若干寄存位置实现删除低有效比特。
18．根据权利要求11-17之一的方法，其特征是所述方法还包括下列步骤：
利用一个第二查找表确定一个第二振幅比例因子(S2)；以及
在一个在粗箝制步骤后执行的精箝制步骤中将各个复分量的数字表示与第二振幅比例因子相乘。
19．根据权利要求18的方法，其特征是所述方法还包括在确定第二振幅比例因子前减少数字表示最大振幅的比特的步骤。
20．根据权利要求11-19之一的方法，其特征是所述方法还包括下列步骤：
对各个振幅经限制的复数字载波信号进行脉冲整形；以及
将这些振幅经限制的复数字载波信号合并成一个码分多址(CDMA)信号。
CNB998067822A 1998-05-29 1999-05-06 限制传输信号振幅的方法和设备 Expired - Fee Related CN1134952C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19824233A DE19824233B4 (de) 1998-05-29 1998-05-29 Amplitudenbegrenzung
DE19824233.6 1998-05-29

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1303562A true CN1303562A (zh) 2001-07-11
CN1134952C CN1134952C (zh) 2004-01-14

Family

ID=7869411

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CNB998067822A Expired - Fee Related CN1134952C (zh) 1998-05-29 1999-05-06 限制传输信号振幅的方法和设备

Country Status (11)

Country Link
US (1) US6636555B1 (zh)
EP (1) EP1080568B1 (zh)
JP (1) JP4202604B2 (zh)
KR (1) KR100677670B1 (zh)
CN (1) CN1134952C (zh)
AR (1) AR018414A1 (zh)
AU (1) AU754727B2 (zh)
CA (1) CA2333478C (zh)
DE (1) DE19824233B4 (zh)
TW (1) TW432807B (zh)
WO (1) WO1999063723A1 (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1985485B (zh) * 2004-06-14 2010-12-08 三美电机株式会社 振幅调制装置、振幅限制方法和计算机可读程序
CN102437838A (zh) * 2010-09-03 2012-05-02 艾色拉公司 由功率放大器传输信号
CN112514337A (zh) * 2018-08-07 2021-03-16 三菱电机株式会社 分布匹配电路、分布解匹配电路、分布匹配方法、分布解匹配方法以及光传输***

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19824233B4 (de) 1998-05-29 2005-10-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Amplitudenbegrenzung
JP2000349640A (ja) * 1999-06-02 2000-12-15 Nec Corp 符号分割多重化送信装置
US6434135B1 (en) 1999-08-31 2002-08-13 Interdigital Technology Corporation Adaptive RF amplifier prelimiter
DE19948370A1 (de) * 1999-10-06 2001-06-21 Infineon Technologies Ag Einrichtung und Verfahren zur Verarbeitung eines digitalen Datensignals in einem CDMA-Funksender
EP1217757B1 (en) * 2000-11-24 2005-02-02 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Base transceiver station with distortion compensation
ATE318518T1 (de) * 2000-12-14 2006-03-15 Car Forni Srl Sa Förderband für einen tunnelofen
US20020168016A1 (en) * 2001-03-14 2002-11-14 Xianbin Wang Method and apparatus for reducing peak to average power ratio in a multi-carrier modulation communication system
FI20011238A0 (fi) * 2001-06-12 2001-06-12 Nokia Corp Menetelmä signaalin rajoittamiseksi ja lähetin
GB2377141B (en) 2001-06-29 2005-03-23 Nokia Corp A transmitter
JP3666430B2 (ja) * 2001-09-04 2005-06-29 ソニー株式会社 情報送信装置及び情報送信方法、並びに情報受信装置及び情報受信方法
ES2247557T3 (es) 2002-04-30 2006-03-01 Siemens Aktiengesellschaft Procedimiento para la limitacion de una señal de salida de frecuencia portadora.
EP1359718A1 (de) * 2002-04-30 2003-11-05 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zur Amplitudenbegrenzung eines trägerfrequenten Ausgangssignals
FI20020820A0 (fi) 2002-04-30 2002-04-30 Nokia Corp Menetelmä signaalin rajoittamiseksi ja lähetin
JP4288458B2 (ja) * 2002-08-22 2009-07-01 日本電気株式会社 振幅制限回路及びｃｄｍａ通信装置
KR20040028301A (ko) * 2002-09-30 2004-04-03 주식회사 현대시스콤 아이엠티-2000 시스템에서 클리핑을 위한 매그니튜드산출방법
US7239674B2 (en) * 2003-06-04 2007-07-03 Honeywell Federal Manufacturing & Technologies, Llc Method of differential-phase/absolute-amplitude QAM
US7277494B2 (en) * 2003-06-04 2007-10-02 Honeywell Federal Manufacturing & Technologies, Llc Method of differential-phase/absolute-amplitude QAM
US20050100107A1 (en) * 2003-11-12 2005-05-12 Head Thomas W. Composite carrier peak limiting method
US20050195916A1 (en) * 2004-03-04 2005-09-08 Kiomars Anvari Clipping technique for bursty complex and real signal
US8204158B2 (en) * 2004-05-12 2012-06-19 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus to reduce undesired amplitude modulation
KR100703265B1 (ko) * 2004-05-12 2007-04-03 삼성전자주식회사 멀티캐리어 변조 방식의 통신 시스템에서 피크-대-평균전력비를 감소시키는 송신기 및 수신기와 적응적피크-대-평균 전력비 제어 방법
WO2007068138A1 (fr) * 2005-12-12 2007-06-21 Zte Corporation Systeme et procede pour l'ajustement d'amplitude de donnees decodees de canal dans un systeme d'acces multiple par repartition de code (cdma)
TW200824378A (en) * 2006-08-17 2008-06-01 Interdigital Tech Corp Method and apparatus for reducing a peak-to-average power ratio in a multiple-input multiple-output system
US7848446B2 (en) * 2006-09-27 2010-12-07 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Reduction of peak-to-average-power ratio in a telecommunications system
CN104954094B (zh) * 2014-03-28 2018-01-23 华为技术有限公司 信号限幅方法和装置
US10181867B2 (en) * 2015-10-08 2019-01-15 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Crest factor reduction in a radio transmitter
JP2017157928A (ja) * 2016-02-29 2017-09-07 富士通株式会社 光送信器、及び光送信装置

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4462001A (en) * 1982-02-22 1984-07-24 Canadian Patents & Development Limited Baseband linearizer for wideband, high power, nonlinear amplifiers
EP0365226A3 (en) * 1988-10-17 1991-02-20 Raytheon Company Cordic apparatus and method for approximating the magnitude and phase of a complex number
US5381449A (en) * 1990-06-12 1995-01-10 Motorola, Inc. Peak to average power ratio reduction methodology for QAM communications systems
GB9218874D0 (en) * 1992-09-07 1992-10-21 British Broadcasting Corp Improvements relating to the transmission of frequency division multiplex signals
US5579404A (en) * 1993-02-16 1996-11-26 Dolby Laboratories Licensing Corporation Digital audio limiter
FR2746562B1 (fr) 1996-03-22 1998-06-05 Thomson Csf Emetteur de signaux de radiophonie digitale
US5784410A (en) * 1996-06-03 1998-07-21 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Reception automatic gain control system and method
DE19625054B4 (de) * 1996-06-22 2005-04-14 Deutsche Telekom Ag Verfahren und System zur Übertragung von Mehrträger-Signalen mit einem reduzierten Spitzen-/Mittelwertverhältnis
DE19635813A1 (de) 1996-09-04 1998-03-05 Johannes Prof Dr Ing Huber Verfahren zur Reduktion des Spitzenwertfaktors bei digitalen Übertragungsverfahren
JP3548657B2 (ja) * 1996-10-17 2004-07-28 株式会社日立製作所 多重信号の送信装置
JP3311950B2 (ja) * 1996-12-19 2002-08-05 富士通株式会社 符号多重無線装置
US5991262A (en) * 1997-03-31 1999-11-23 Motorola, Inc. Method and apparatus for reducing peak-to-average power ratio of a composite carrier signal
US6266320B1 (en) * 1998-04-08 2001-07-24 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Amplitude limitation in CDMA system
DE19824233B4 (de) 1998-05-29 2005-10-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Amplitudenbegrenzung

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1985485B (zh) * 2004-06-14 2010-12-08 三美电机株式会社 振幅调制装置、振幅限制方法和计算机可读程序
CN102437838A (zh) * 2010-09-03 2012-05-02 艾色拉公司 由功率放大器传输信号
CN102437838B (zh) * 2010-09-03 2015-09-23 辉达技术英国有限公司 由功率放大器传输信号
CN112514337A (zh) * 2018-08-07 2021-03-16 三菱电机株式会社 分布匹配电路、分布解匹配电路、分布匹配方法、分布解匹配方法以及光传输***
CN112514337B (zh) * 2018-08-07 2024-05-14 三菱电机株式会社 分布匹配电路、分布解匹配电路、分布匹配方法、分布解匹配方法以及光传输***

Also Published As

Publication number Publication date
WO1999063723A1 (en) 1999-12-09
AU4038199A (en) 1999-12-20
AU754727B2 (en) 2002-11-21
AR018414A1 (es) 2001-11-14
CN1134952C (zh) 2004-01-14
JP2002517951A (ja) 2002-06-18
DE19824233B4 (de) 2005-10-06
KR20010043894A (ko) 2001-05-25
CA2333478C (en) 2007-04-03
EP1080568B1 (en) 2005-03-30
TW432807B (en) 2001-05-01
JP4202604B2 (ja) 2008-12-24
US6636555B1 (en) 2003-10-21
EP1080568A1 (en) 2001-03-07
DE19824233A1 (de) 1999-12-02
KR100677670B1 (ko) 2007-02-01
CA2333478A1 (en) 1999-12-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1134952C (zh) 限制传输信号振幅的方法和设备
CN1213551C (zh) 移动通信***中用于控制发送功率的装置和方法
CN100336313C (zh) 调节峰值功率和包络幅度的装置和方法以及所述装置为特征的cdma发射机
CN1118976C (zh) 能够在信号输出前衰减峰值功率电平的发送装置
CN1205771C (zh) 传输电路
CN1237748C (zh) 峰值限幅器和多载波放大装置
CN1185689A (zh) 编码多路复用无线装置
AU753700B2 (en) Amplitude limitation in a CDMA system
CN1665232A (zh) 高阶正交幅度调制中软解调软调制的快速实现方法
CN1288341A (zh) 在无线通信***中缩减邻近信道功率的一种方法和设备
WO2010070425A1 (en) Calculating a non-linearity metric
CN1147177C (zh) 一种提高宽带多载波基站载波输出功率的方法及其装置
CN1119839C (zh) 无线电发射装置及其增益控制方法
US9337783B2 (en) Distortion compensation apparatus and distortion compensation method
CN1914793A (zh) 电子电路
CN1487686A (zh) 用于预测对应于代码凸起的信令代码的方法和设备
CN1578119A (zh) 非线性补偿电路和发射装置及非线性补偿方法
CN101036312A (zh) 用于控制无线通信设备发射功率的方法和装置
CN1155185C (zh) 用于限制cdma信号动态范围的方法
CN1729617A (zh) 传输器级
CN1440149A (zh) 数字调制方式的cdma一次变频发射***
JP2003298358A (ja) 無線送信機用の電力増幅装置、電力増幅装置制御用プログラム、及び、無線送信機用の電力増幅方法
CN107046515A (zh) 一种降低无线通信***中信号峰均功率比的方法
CN1262829A (zh) 发送/接收装置和发送/接收方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20040114

Termination date: 20140506