CN1299186A - 产生放大信号的***和方法 - Google Patents

Abstract

一种信号放大***,包括把信号分解为两个或更多部分,放大各部分,然后组合放大的各部分,产生放大的信号。这一分解要使得到的各部分具有适合于高效放大的特性。例如,可以用至少一个阈值把待放大信号分解。待放大信号的第一部分,可以由信号在阈值内的部分形成。这样,因为第一部分形成的信号有较低的PAR,所以信号的第一部分能够比原来信号更高效地放大。信号的第二部分可以由原来信号超过阈值的部分形成。

Description

产生放大信号的***和方法

本发明涉及把信号放大，更具体说，是涉及能使信号高效和/或线性放大的***和方法。

理想的功率放大器无形变地放大输入的信号。因此，理想功率放大器的特征是，有一个没有传递函数(输入信号对输出信号)间断点的线性传递函数。但是实际上，功率放大器的传递函数存在非线性和“线性”区。功率放大器是否工作在线性或非线性区，依赖于输入信号的振幅。为了使功率放大器尽可能接近于线性工作，功率放大器要设计成工作在它的线性区内，这个线性区由可能的输入信号振幅范围给定。如果输入信号的振幅使功率放大器工作在线性区外，那么，功率放大器会对信号带来非线性分量或失真。当输入信号具有使放大器饱和(随着输入振幅的增加，输出振幅没有可察觉的增加)或截止(随着输入振幅的减小，输出振幅没有可察觉的减小)的峰值振幅时，放大器被过激励，而输出信号以非线性方式被限幅或严重失真。通常，一个放大器的特征是有一个限幅阈值，振幅超过限幅阈值的输入信号，在放大器的输出即被限幅。除去使信号失真外，输入信号的限幅或非线性失真还产生频谱的再增长或产生能干扰相邻频率的相邻信道功率(ACP)。

在无线通信***中，传送的消耗的大功率放大常常遇到非常大的峰值对平均功率比值(PAR)。例如，在时分多址(TDMA)***中，当把多个载波信号组合起来用功率放大器放大时，大量载波合成的PAR约为9-10dB。在码分多址(CDMA)***中，单个加载1.25MHz的宽载波，能有11.3dB的PAR。这些信号必须完美地线性地放大，以避免产生ACP。

遗憾的是，基站放大器的效率反比于它的线性。为获得高线性度，放大器的偏置要使之工作在A类或“轻微的”AB类(意指工作更接近A类而不是B类的AB类)。A类工作可获得的最大AC对DC效率是50％，而AB类放大器则在50到78.5％之间(后者代表B类放大器的最大效率)。特殊的AB类工作越接近A类，其最大效率也越低。对采用场效应晶体管的放大器，工作类别的设定将根据施加的控制静态(无效)漏极电流的门电压。对A类工作，门电压的设定要使无效漏极电流近似在截止与饱和范围的中央。B类放大器的偏置接近或就在截止上，得到整流的漏极电流波形。AB类放大器的偏置在A类和B类偏置点之间。C类放大器的偏置在截止以下。这样，当输入信号的振幅在某个电平以下时，C类放大器不耗散能量。

通常，在近代无线通信***中严格的线性要求，限定使用较低效率的A类或轻微的AB类方式。因此，大量DC功率由放大器耗散，从而产生必须加以控制的热量，避免降低放大器性能和可靠性。由此，复杂热漏和风扇的使用成为高线性***必须的副产品。自然，这些措施加到基站装备的成本、大小、和重量上。随着无线通信用户数量的持续增长，基站的数量和保持其小、轻、和廉价的需求也随之增长。所以，大量研究集中在要求改善这些***和其他***的放大器的效率上。

为能用更高的性能价格比和更高功率效率的放大器，同时维持着一种可接受的线性水平，使用了各种线性化方法。近代放大器依惯例采用前馈校正，以改善主放大器对各类输入模式的线性。前馈校正的实质，是在前馈路径上隔离主放大器产生的失真。失真被送至前馈路径上的校正放大器，被校正放大器放大。前馈路径上的失真与主信号路径上的失真组合，抵消主信号路径上的失真。另一种线性化技术使用预失真。预失真技术在输入信号被放大之前，计及放大器的传递函数特性后对输入信号进行预失真。于是，从预失真的输入信号获得需要的被放大的信号。这些技术有助于改善放大器的效率，同时保持线性，但要能处理信号巨大的峰值，放大器的运行依旧是低效率的。别的线性化技术是存在的。例如像削峰等各种基带处理技术，减小信号的峰值对平均功率的比值(PAR)，但这些技术趋于使信号降质。PAR数值的减小受可允许的降质的量所限制。另一种技术用输入信号包络动态地调整放大器的偏置，使高偏置只在遇到大峰值时才加上去。由于实际困难，还没有看到真正实现这一技术。

由于潜在的高峰值功率，CDMA、TDMA、和频分多址(FDMA)的基站，通常使用工作在AB方式的射频(RF)放大器，且以大电流偏置，以便能够处理这些峰值功率。这些放大器的效率通常低于10％。这个低效率导致更高的功率消耗、更低的整体可靠性、和更高的工作温度。因此，需要更高效率的功率放大器体系，它能以线性方式放大具有潜在高峰值功率的信号。

本发明是一种信号放大***，它包含把一个信号分解为两个或更多部分，放大这些部分，然后组合被放大的各个部分，产生被放大的信号。所作的分解要使得到的各部分具有适合于高效地放大的特性。例如，待放大信号的分解能够用至少一个阈值来完成。待放大信号的第一部分能够用该信号在阈值内的部分形成。这样，因为该第一部分形成一个有较低PAR的信号，所以信号的第一部分能比原来信号更高效率地放大。信号的第二部分能够用原来信号在阈值之外的部分形成。因为第二部分几乎为零，所以第二部分能够高效地放大，例如用C类放大器，它在输入信号为零时不耗散任何能量。

本发明的其他方面和优点，阅读下面详细的说明和参考附图后，将看得更加清楚。

图1画出有40个全价用户的两种CDMA载波的PAR和设定为总功率15％的导频信号功率；

图2按照本发明原理，画出信号分解为阈值之内和阈值之外的两部分；和

图3按照本发明原理，画出一种示范的放大器体系，它用基带数字设备把信号分解。

下面通过各个演示性实施例，说明利用本发明原理的功率放大器方案，改善有巨大PAR的信号的功率放大效率。图1画出IS-95码分多址(CDMA)1.25兆赫(MHz)载波的PAR曲线12，和CDMA 20001X载波的PAR曲线14。关于IS-95的说明，可在如EIA/TIA/IS-95(Electronic Industries Association/Telecommunication IndustryAssociation/Interim Standard 95)认证的标准中找到，标题是“MobileStation-Base Station Compatibility Standard for Dual-ModeWideband Spread Spectrum Cellular System”,March 1993(“IS-95”)。CDMA 2000的说明可在如EIA/TIA/IS-2000的标准中找到，标题是“Spread Spectrum Digital Technology-Mobile and PersonalCommunications Standards.”IS-95载波和CDMA 2000载波两者都以40个全价用户为满载，且导频功率是总功率的15％。如图1所示，在峰值出现概率为10^-4(指某峰值超过平均功率某个电平的机会是1/10,000)时，加载的单个载波IS-95载波有约11.3dB的PAR，而加载的单个载波CDMA 2000载波有约9.6dB的PAR。

用基于功率电平的某个分离阈值，例如超过平均功率6dB，能够把信号分解为各部分。图1指出，用超过平均功率6dB的分离阈值，CDMA 2000信号约98％在分离阈值之内并形成有较低的PAR(近似6dB)的一个信号部分，而该信号约有2％超过阈值并形成有98％的时间是零的一个信号。图1还指出IS-95信号约95％在6dB分离阈值之内并形成有较低PAR的一个信号部分，而约有5％的信号超过阈值。

图2用图形画出信号16的分解。在此图中，信号是作为有某个信号电平，如电压电平，依时间画出的，而分离阈值20则以正的和负的信号电平为基础。分离阈值如图1的说明建议那样，能够以振幅或功率电平为基础。例如，有同相(I)和正交(Q)两个分量的信号的功率电平是V_I ²+V_Q ²，而分离阈值能够以某个功率电平为基础。这样，信号的一部分在分离阈值之上，而另一部分则在分离阈值之下。信号16分解为在阈值20之内的第一部分18。第一部分18有较低的PAR，从而能比原来信号更高效地放大。信号16还分解为超过阈值20的第二部分22。第二部分几乎为零并能用C类放大器高效地放大，因为当输入信号为零时，C类放大器不耗散任何能量。和实施例有关，信号16可以分解为多于两部分，和/或可以用多个阈值分解原来的信号16。存在分解原来信号16的其他方法。例如，本领域熟练人员应当明白，信号的分解可以在基带、在中频(IF)、或在射频(RF)上用分立元件执行所述功能。存在原来信号16的其他分解，例如至少的第一和第二部分可以是原来信号振幅的一组变化的部分或函数。

图3画出一种放大器体系30的纲领性方框图，其上以数字方式在基带上实施分解。在这个实施例中，处理单元或电路32在基带接收数字信号，并对基带输入信号运行分解单元34。分解单元34分解信号，在第一放大器路径36上产生第一部分，和在第二放大器路径38上产生第二部分。在此实施例中，第一和第二部分是有区别的，例如有截然不同的时域特性和/或截然不同的频域特性。第一部分可以是原来信号在阈值以内的部分，而第二部分可以是信号超过阈值的部分。在此实施例中，第二功率放大器(PA2)48从混频器42接收RF信号并放大第二放大器路径38上代表原来信号超过阈值的间歇峰值信号。放大器46(PA1)和48(PA2)的输出在组合器或耦合器50上组合，形成最后被放大的输出信号。组合器或耦合器50可以是阻抗匹配网络，如50欧姆网络的一部分，以维持从放大器46和48看去的输出阻抗水平。放大器46(PA1)和/或48(PA2)可以是前馈或预失真体系的一部分，或个别地代表用前馈或预失真线性化的放大器。例如，信号的第一和/或第二部分可以被预失真，供46和/或48放大。同样，放大了的信号可以用前馈线性化。和实施例有关，原来信号可以分解为更多的路径上的更多的部分，由更多的功率放大器放大，然后组合成被放大的线性输出信号。

在一种典型的、在模拟域内实现前馈的线性化器电路中，校正放大器必须是非常线性的放大器。如果主放大器出现明显饱和，会增加主放大器的效率，但误差信号也有非常大的动态范围。所以，校正放大器以低的效率工作。在本发明中，第二放大器以高效率工作。此外，在前馈电路中，为保证被放大的带有失真的信号，与前馈路径上被隔离的失真在准确的时间组合，以便消除失真，需要模拟的RF延时线，本发明不再需要了。

作为一个例子，如果需要的放大器是用于平均输出功率为10瓦的信号，信号的PAR经某种基带峰值限制算法之后是9dB，那么，这个放大器必须能处理80瓦(9dB转换成近似8倍)的峰值功率。用体系30，假定组合器50是6dB的定向耦合器，且分离阈值是高于平均值5dB，主放大器46只须能处理约42.5瓦的峰值功率，它高于10瓦6.25dB，已经计及通过组合器的损耗1.25dB(5dB+1.25dB=6.25dB)。主放大器46放大的信号的PAR，可以算出约为6.4dB，下降了约2.6dB。主放大器46的效率比该单个放大器高出许多。经过组合器50的1.25dB损耗之后，被放大的第一部分能够有约32瓦的峰值功率。因为我们需要80瓦的功率，辅助放大器48在计及通过组合器50的6dB损耗后，必须处理约43.6瓦的峰值功率，这里43.6瓦的峰值功率= $(\sqrt{80}-\sqrt{32}{)}^2*6\mathrm{dB}$ (约为4倍)。然而在本实施例中，第二放大器48导通的时间小于5％。在导通时，它放大的信号的PAR可以计算出约为4.9dB。这样，辅助放大器可以非常高效地工作。

作为比较，给定某种办法，其中，信号被分解为两个原来信号的复制品，每一个被两个放大器放大，每个放大器能处理80瓦的峰值功率，简单地把两个放大器的功率组合，得到一个能对9dB PAR的信号送出20瓦平均功率的功率放大器。每个放大器全部时间导通，且运行在10瓦的平均功率上。若用有6dB耦合器和5dB分离阈值的新体系，该体系30能送出18.3瓦的平均功率，略低于前面方案的20瓦。虽然主放大器46在17.9瓦平均功率上运行，但主放大器46的耗散只比前述方案中的一个器件略多，因为静态偏置耗散(在零输入功率时的功率耗散)是这类放大器的主要功率消耗。但是，用作辅助放大器的第二放大器48耗散非常少的功率，因为它只有小于5％的时间导通。当它导通时，它耗散的功率不多于另一个放大器。因此，体系30的效率至少比大概50％更高。

除上述实施例外，存在按照本发明原理的功率放大器***的另外配置，它省去和/或增加一些元件，和/或用上述***的某些变化或部分。例如，可以在放大器46和/或48之前的信号路径上放置相移器，调整各部分之间的相对相位，以便调整放大器46和48之间的失配，改善信号的组合。还有，耦合器可以把放大信号的抽样送至控制电路或处理电路32，以便把控制信号送至相移器，或对信号进行调整以改善性能。此外，已经说明的功率放大器***的实施例，是用特殊的体系，其中，原来的信号是在数字基带域内分解，但是，这一分解也可以发生在模拟域内的IF或RF上，或发生在其他放大器或电路装置内的IF或RF上。例如，输入信号的分解可以在信号经数字基带和/或IF转换之后，在分解电路中的IF或RF上完成。

已经按照用分离阈值把信号分解，对功率放大器***加以说明，但是，用多个和/或变化的阈值，以及把信号分离成不同部分的其他方法，也能完成分解。已经说明的***使用耦合器把各部分组合，但是其他组合装置，如加法器或组合器也能使用。随着不同的应用，分解和/或功率放大电路，能够用在或添加到前馈、预失真、或其他线性化或改善效率的技术上。功率放大***还按照使用分立元件的不同配置，进一步加以说明，但应当指出，借助本文的披露，本领域一般熟练人员应当清楚，前馈***及部分前馈***可以应用专门的集成电路、软件驱动处理电路、固件、或分立元件的其他布置实现。已经说明的一切，只为表明本发明原理的应用。本领域熟练人员容易识别，无需严格遵从这里演示和说明的示范性应用，也无需偏离本发明的精神和范围，可以作出本发明的这些或其他各种变型、装置、或方法。

Claims (11)

1．一种产生放大信号的方法，所述方法的特征是：

把待放大信号(16)至少分解为第一部分(18)和第二部分(22)；

放大所述至少的所述第一部分(18)和所述第二部分(22)，以便至少产生放大的第一部分和放大的第二部分；和

把所述至少的所述放大的第一部分和所述放大的第二部分组合起来，产生一个放大的信号。

2．按照权利要求1的方法，其特征在于所述分解还包括：

所述信号(16)的所述第一部分(18)是作为所述信号在某个阈值(20)内的部分提供的；和

所述信号的所述第二部分(22)是作为所述信号(16)超过某个阈值(20)的部分提供的。

3．按照权利要求2的方法，其特征在于所述分解包括：

检测所述信号的振幅；和

把所述信号的所述振幅与所述阈值(20)比较。

4．按照权利要求2的方法，其特征在于所述放大包括：

以第一放大器(46)放大所述第一部分(18)；和

以第二放大器(48)放大所述第二部分(22)。

5．按照权利要求2的方法，其特征还在于：

在放大前，把所述第一部分(18)进行上变频；和

在放大前，把所述第二部分(22)进行上变频。

6．按照权利要求2的方法，其特征在于所述提供所述第一部分(18)包含：

提供所述第一部分(18)与所述信号(16)比较，具有减小的峰值对平均功率比值。

7．按照权利要求1的方法，其特征在于所述组合包含：

使用匹配阻抗网络组合所述第一部分(18)和所述第二部分(22)。

8．按照权利要求7的方法，其特征在于所述使用包括：

使用定向耦合器(50)组合所述第一部分(18)和所述第二部分(22)。

9．按照权利要求3的方法，其特征在于所述分解包括：

在基带数字域内完成所述信号的所述分解。

10．一种信号放大***(30)，其特征在于：

电路(32)的配置要能分解待放大的信号，并至少在第一路径(36)上产生第一部分(18)和在第二路径(38)上产生第二部分(22)；

在所述第一路径(36)上的第一放大器(46)，接收所述第一部分(18)并放大所述第一部分，产生放大的第一部分；

在所述第二路径(38)上的第二放大器(48)，接收所述第二部分(22)并放大所述第二部分(22)，产生放大的第二部分；和

组合电路(50)的配置要能接收所述放大的第一部分和所述放大的第二部分，并组合所述放大的第一部分和所述放大的第二部分，产生一个放大的信号。

11．按照权利要求10的***，其特征在于所述电路(32)的配置要能把所述信号(16)的振幅与阈值(20)比较，并产生所述信号在阈值(20)以内的部分，作为所述第一部分(18)，还产生所述信号(16)超过阈值(20)的部分，作为所述第二部分(22)。

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