CN1284342C - 进行频率误差推算的接收机和频率误差的推算方法 - Google Patents

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Abstract

具有将接收信号顺序进行采样的采样单元、预先设定大小各不相同的频率修正值并按照该频率修正值非常修正上述采用信号的频率有机将频率修正后的采样信号分别进行解调而输出该接收信号的判断值和可信度信息从而根据上述判断值分别检测***到接收信号中的已知的同步符号的多个解调处理单元、根据从上述多个解调处理单元输出的多个可信度信息和同步符号检测结果从多个判断值中选择1个最终判断值的判断值选择单元和根据与该最终判断值对应的解调处理单元的频率修正值推算该接收信号的频率误差的频率误差检测单元。

Description

进行频率误差推算的接收机和频率误差的推算方法
技术领域
本发明涉及卫星通信及移动通信等使用的接收机，特别是推算在接收机的本地振荡器的频率与接收信号的载波频率之间发生的频率误差的接收机和频率误差的推算方法。
背景技术
图10是例如在「Performance of a Simple Delay-Multiply-Average Technique for Frequency Estimation」(S.N.Crozier等、Canadian Conferenceon Electrical and Computer Engineering，paper WM10.3，Sept.13-16，1992)中所示的先有的频率误差推算电路的结构图。在图10中，1是接收信号、2是用符号率将接收信号1进行采样的采样部、101是将进行了采样的接收信号3进行倍频处理而除去调制成分的倍频器、102是将倍频器101的输出顺序进行延迟检波处理的延迟检波器、103是将延迟检波器102的输出进行平均化处理而抑制杂音成分的平均化滤波器、104是根据平均化滤波器103的输出计算接收信号的相位成分的坐标变换器、105是根据上述接收信号的相位成分计算频率误差值的除法器。
下面，说明上述先有的频率误差推算电路的动作。首先，接收信号1利用M相PSK(Phase Shift Keying)调制方式进行调制处理，由下述式1所规定。
r(t)＝A(t)exp[j{θ(t)+Δωt]        ...式1
其中，r(t)是接收信号1、A(t)是振幅成分、θ(t)是调制相位成分。另外，在接收信号的相位成分中，包含频率误差Δωt。为了使说明简单，设在接收信号1中未附加杂音成分。
其次，采样部2用符号率将上述接收信号1顺序进行采样。采样后的接收信号3用下述式2表示。
r(nT)＝A(nT)exp[j{θ(nT)+ΔωnT}]        ...式2
其中，r(nT)表示采样后的接收信号3，T表示符号周期，n表示自然数。这里，按照M相PSK调制方式，调制相位成分θ(nT)可以表为
θ(nT)＝2πk/M           ...式3
(k＝0，1，...，M-1)
在0～2π的范围内，按等间隔取全部M个值。
然后，倍频器101以指定的调制多值数M进行倍频处理，用以除去接收信号3的调制相位成分。倍频后的信号r1(nT)用下述式4表示。
r1(nT)＝A(nT)exp[jM{θ(nT)+ΔωnT}]       ...式4
这里，由上述式3可知，M倍频的调制相位成分Mθ(nT)是2π的整数倍，该成分可以不考虑。即，倍频后的信号r1(nT)可以下述式5表示。
r1(nT)＝A(nT)exp(jMΔωnT)      ...式5
其次，延迟检波器102将M倍频的信号r1(nT)遍及预先决定的符号周期数进行延迟检波处理。设该延迟检波处理的符号周期数为D时，则延迟检波后的解调信号d1(nT)可以表为
d1(nT)＝r1(nT)r1*(nT-DT)
      ＝A(nT)A(nT-DT)exp(jMDΔωT)
其中，r1*(nT-DT)表示r1(nT-DT)的共扼复数值。
这里，作为上述采样部2的采样时刻，假定选择了奈奎斯特点，则接收信号的振幅成分A(nT)就总是一定的，所以，解调信号d1(nT)可以用下述式6表示。
d1(nT)＝exp(jMDΔωT)          ...式6
然后，平均化滤波器103通过将延迟检波后的解调信号d1(nT)对指定时间求平均，抑制附加在接收信号中上的杂音成分。这里，由于假设在接收信号中未附加杂音成分，所以，从该平均化检波器103直接输出解调信号d1(nT)。
然后，坐标变换器104将在相位平面上用正交坐标系表现的解调信号d1(nT)变换为用极坐标表现，计算解调信号d1(nT)的相位成分MDΔωT。最后，除法器105将解调信号的相位成分MDΔωT用MD相除，输出该接收信号的1符号周期T间的频率误差ΔωT。这里，频率误差的推算范围Δf(＝Δω/2π)用下述式7表示。
|Δf|＜fs/2MD          ...式7
其中，fs是接收信号的符号率。
因此，在例如QPSK调制方式(调制多值数M＝4)中，取延迟检波处理的符号周期D＝1时，可以推算到符号率fs的1/8的频率误差。这样推算的频率误差可以用于例如VCO(Voltage ControlledOsillator)等的接收机的本地振荡器的控制。
在上述先有的频率误差推算电路中，为了扩大频率误差的推算范围Δf，必须尽可能减小延迟检波器103的符号周期数D。但是，在符号率低的移动通信中使用频率设定精度低的本地振荡器时，或像移动卫星通信那样接收信号受到大的多普勒频移时，本地振荡器对接收信号的频率误差有时将大于由上述式7规定的频率误差推算电路的推算范围Δf，从而不能正确地推算频率误差。
对此，为了用先有的频率误差推算电路推算大的频率误差，可以采用省去倍频器101对接收信号的倍频处理而将频率误差的推算范围Δf扩大M倍的方法，但是，在该方法中，为了进行频率误差的推算处理，必须在通常的数据之外另外发送频率误差推算用的已知图案，所以，数据传输效率将大幅度降低。
另外，在通常数据的接收中，不能推算频率误差，所以，例如在通信中极移动从而频率误差变化时，不能正确地修正频率误差，从而通信品质降低。
因此，本发明的目的旨在提供即使在接收信号与接收机的本地振荡器之间发生大的频率误差时也不降低数据传输效率从而可以正确地推算频率误差的接收机和频率误差推算方法。
发明的公开
本发明的接收机的特征在于：具有将按指定的方式调制的接收信号顺序进行采样的采样单元、预先设定大小各不相同的频率修正值并按照该频率修正值分别修正上述采用信号的频率独立将频率修正后的采样信号分别进行解调而输出该接收信号的判断值和可信度信息从而根据上述判断值分别检测***到接收信号中的已知的同步符号的多个解调处理单元、根据从上述多个解调处理单元输出的多个可信度信息和同步符号检测结果从多个判断值中选择1个最终判断值的判断值选择单元和根据与该最终判断值对应的解调处理单元的频率修正值推算该接收信号的频率误差的频率误差检测单元。
本发明的接收机的特征在于：采样单元将接收信号按各符号在多个采样时刻进行采样，顺序输出采样信号，此外，具有将上述采样信号按采样时刻顺序分配并输出多个分配信号的分配单元，该多个分配信号分别由频率修正值的大小各不相同的多个解调处理单元进行解调处理。
本发明的接收机的特征在于：具有将按指定的方式调制的接收信号顺序进行采样的采样单元、将该采样信号在一定时间顺序保持的存储单元、利用指定的频率修正值将上述存储单元存储的采样信号的频率顺序进行修正并将频率修正后的采样信号解调而输出该采样信号的判断值和可信度信息从而根据上述判断值检测***到接收信号中的已知的同步符号的解调处理单元、切换上述解调处理单元的频率修正值使上述解调处理单元将上述存储单元的采样信号反复多次进行解调处理的解调控制单元、分别存储关于多个频率修正值的判断值和可信度信息以及同步符号检测结果的判断值存储单元、根据该判断值存储单元存储的多个可信度信息和同步符号检测结果从多个判断值中选择1个最终判断值的判断值选择单元和根据与该最终判断值对应的频率修正值推算该接收信号的频率误差的频率误差检测单元。
本发明的接收机的特征在于：解调处理单元根据以多个不同的移相量分别将已知的同步符号图案进行移相的多个已知图案对判断值进行同步符号检测处理，同时特定进行同步符号检测的已知图案的移相量，频率误差检测单元用上述特定的移相量修正与由判断值选择单元选择的最终判断值对应的频率修正值，推算该接收信号的频率误差。
本发明的接收机的特征在于：具有根据与最终判断值对应的同步符号检测结果判断该接收机是否处于同步状态的同步检测单元，解调处理单元根据上述同步状态判断结果切换频率修正值。
本发明的频率误差推算方法的特征在于：包括将按指定的方式调制的接收信号顺序进行采样的采样步骤、预先设定大小各不相同的频率修正值并按照该频率修正值分别修正上述采用信号的频率独立将频率修正后的采样信号分别进行解调而输出该接收信号的判断值和可信度信息从而根据上述判断值分别检测***到接收信号中的已知的同步符号的多个解调处理步骤、根据从上述多个解调处理步骤输出的多个可信度信息和同步符号检测结果从多个判断值中选择1个最终判断值的判断值选择步骤和根据与该最终判断值对应的解调处理步骤的频率修正值推算该接收信号的频率误差的频率误差检测步骤。
本发明的频率误差推算方法的特征在于：采样步骤将接收信号按各符号在多个采样时刻进行采样，顺序输出采样信号，此外，包括将上述采样信号按采样时刻顺序分配并输出多个分配信号的分配步骤，该多个分配信号分别由频率修正值的大小各不相同的多个解调处理步骤进行解调处理。
本发明的频率误差推算方法的特征在于：包括将按指定的方式调制的接收信号顺序进行采样的采样步骤、将该采样信号在一定时间顺序保持的存储步骤、利用指定的频率修正值将上述存储单元存储的采样信号的频率顺序进行修正并将频率修正后的采样信号解调而输出该采样信号的判断值和可信度信息从而根据上述判断值检测***到接收信号中的已知的同步符号的解调处理步骤、切换上述解调处理步骤的频率修正值使上述解调处理步骤将上述存储步骤的采样信号反复多次进行解调处理的解调控制步骤、分别存储关于多个频率修正值的判断值和可信度信息以及同步符号检测结果的判断值存储步骤、根据该判断值存储步骤存储的多个可信度信息和同步符号检测结果从多个判断值中选择1个最终判断值的判断值选择步骤和根据与该最终判断值对应的频率修正值推算该接收信号的频率误差的频率误差检测步骤。
本发明的频率误差推算方法的特征在于：解调处理步骤根据以多个不同的移相量分别将已知的同步符号图案进行移相的多个已知图案对判断值进行同步符号检测处理，同时特定进行同步符号检测的已知图案的移相量，频率误差检测步骤用上述特定的移相量修正与由判断值选择步骤选择的最终判断值对应的频率修正值，推算该接收信号的频率误差。
本发明的频率误差推算方法的特征在于：包括根据与最终判断值对应的同步符号检测结果判断该接收机是否处于同步状态的同步检测步骤，解调处理步骤根据上述同步状态判断结果切换频率修正值。
附图的简单说明
图1是本发明实施例1的接收机的结构图。
图2是本发明实施例1的延迟检波方式的带可信度信息的解调部的结构图。
图3是本发明实施例1的带移相的SW检测部的结构图。
图4是本发明实施例1的判断值选择和频率误差检测部的结构图。
图5是本发明实施例1的采用实用均衡器的带可信度信息的解调部的结构图。
图6是本发明实施例2的接收机的结构图。
图7是本发明实施例3的接收机的结构图。
图8是本发明实施例4的接收机的结构图。
图9是本发明实施例4的采样处理的说明图。
图10是先有的频率误差推算电路的结构图。
发明的具体实施方式
实施例1.
图1是本实施例1的接收机的结构图。在图1中，1是接收信号、2是用符号率将接收信号1顺序进行采样的采样部、3是采样信号、20是将上述采样信号分别进行解调的解调处理部、该解调处理部20设置了多个。
另外，在各解调处理部20中，4是按预先设定的频率修正值将上述采样信号进行频率修正处理的频率修正部、5是频率修正后的采样信号、6是将上述频率修正后的采样信号5解调而输出作为接收信号的解调结果的硬判断值8及其可信度信息7的带可信度信息的解调部、9是从上述硬判断值8中检测***接收信号中的已知的同步符号(SW)而输出同步符号检测结果10的带移相的SW检测部。在本实施例1中，实际上具有共N个(#1～#N)解调处理单元，从各解调处理单元分别输出可信度信息7、硬判断值8会同步符号检测结果10，但是，在图1中，为了简单，只表示出了2个解调处理单元20(#1、#N)。
另外，11是根据从各解调处理部20输出的可信度信息7和同步符合检测结果10从全部N个硬判断值8中选择1个最终判断值12并输出与其对应的同步符号检测结果13、同时检测该接收机的本地振荡器对接收信号的推算频率误差14的判断值选择和频率误差检测部。
下面，说明上述结构的本实施例1的接收机的动作。接收信号1具有指定数据长的帧结构，各帧***已知的同步符号，在接收机中，通过进行各帧的同步符号检测，可以确立收发机间的同步。另外，为了使说明简单，在本实施例1中，设接收信号1利用差动编码QPSK方式进行调制。
首先，采样部2用符号率T将利用差动编码QPSK方式进行调制的接收信号1进行采样，分别向全部N个解调处理部20分别输出由上述式2表示的采样信号3。这里，在该采样信号3中，包含作为推算对象的频率误差成分ΔωT。为了从上述采样信号3中除去频率误差成分ΔωT，可以将相位旋转成分exp(-jΔωnT)与采样信号3相乘。但是，由于该频率误差成分ΔωT的大小是未知的，所以，不能预先决定适当的相位旋转成分。
因此，在本实施例1中，在全部N个解调处理部20的频率修正部4中，预先设定各不相同的频率修正值Δφi(i＝1、2、…、N)，按该频率修正值ΔφI分别进行上述采样信号3的频率修正。
这里，设在该接收机中应预先推算的频率误差的最大值为Δωmax，则推算的频率误差ΔωT的允许范围可用下述式8表示。
|ΔωT|＜Δωmax            ...式8
为了由全部N个频率修正部4将该范围的频率误差ΔωT均等地网罗，用下述式9规定各频率修正部4的频率修正值ΔφI。
Δφ i = - Δω max + 2 Δω max N × ( i - 1 ) ...式9
各频率修正部4将由上述频率修正值Δφi规定的相位旋转成分exp(-jΔφin)分别与采样信号3相乘，并向带可信度信息的解调部6输出频率修正后的采样信号5。
其次，带可信度信息的解调部6将频率修正后的采样信号6进行解调处理。在本实施例1中，说明假定在传输通路中附加到接收信号1上的延迟波的延迟时间远远小于符号周期T而可以不考虑该延迟波的影响，并且作为解调方式采用延迟检波方式的情况。
图2是利用延迟检波方式的带可信度信息的解调部6的结构图。在图2中，21是使频率修正后的采样信号5延迟1符号周期T的延迟部、22是将上述采样信号5与延迟部21的输出信号的共扼复数进行分支相乘的乘法器、23是将复数乘法结果与理想的调制信号点间的平方误差值进行累加计算并输出可信度信息的量度累加加法部、24是根据上述复数乘法结果作成硬判断值8的硬判断部。
下面，说明上述结构的带可信度信息的解调部6的动作。首先，乘法器22将上述频率修正后的采样信号5与延迟部21的输出的共扼复数进行复数相乘，输出延迟检波结果。其次，硬判断部24从复数平面上的QPSK方式的4个调制信号点中选择与上述延迟检波结果最接近的调制信号点，作为硬判断值8而输出。
另一方面，量度麟加法部23计算作为上述硬判断值8而选择的调制信号点与上述延迟检波结果间的欧几里得平方距离，作为量度。其次，量度麟加法部23将该量度对指定符号数顺序进行累加计算，并将量度累加值作为表示上述硬判断值8在多大程度上可信的(正确的)可信度信息7而输出。
上述解调处理的结果，是分别在全部N个解调处理部20输出硬判断值8和可信度信息7。这里，解调对象的采样信号3在各解调处理部20中分别用频率修正值Δφi进行频率修正，所以，各解调处理部20的可信度信息7分别取不同的值。即，设定与成为推算对象的频率误差ΔωT最接近的频率修正值Δφi的解调处理部的可信度信息7是可信度增高的(量度累加值最小)，而频率误差ΔωT与频率修正值Δφi之差大的解调处理部的可信度信息7的可信度降低(量度累加值增大)。
另一方面，成为检测对象的频率误差的范围增大，成为
Δωmax≥π/4时，尽管频率误差ΔωT与频率修正值Δφi之差大，有时可信度信息7的可信度也高。
例如，在频率修正部的频率修正值Δφi与频率误差ΔωT之间，
Δφi＝ΔωT-π/2       ...式10的关系成立时，频率修正后的采样信号5(＝r1(nT))可以用下述式11表示。
r1(nT)＝A(nT)exp[j{θ(nT)+(ΔωnT-Δφin)}]
      ＝A(nT)exp[j{θ(nT)+nπ/2}]         ...式11
如式11所示，在频率修正后的采样信号5中，除了调制相位成分θ(nT)外，还有相位旋转成分nπ/2。这时，在硬判断部24中进行硬判断处理时，由于上述相位旋转成分nπ/2的影响，与本来的接收数据不同的错误的调制信号点将被选择为硬判断值8，从而不能得到正确的硬判断值8。以后，将在频率误差的采样信号5中残存的相位旋转成分nπ/2称为「误判断相位成分」。
但是，在QPSK方式中，各调制信号点在复数平面上按等相位间隔π/2配置，所以，如上述式11那样，在残存误判断相位成分时，解调后的信号与本来应判断的调制信号点以外的错误的调制信号点接近，量度减小。这时，实际上尽管不能得到正确的硬判断值8，由于对应的可信度信息7的可信度高，所以，不能进依据该可信度信息7来特定与频率误差ΔωT最接近的频率修正值Δφi。
因此，在本实施例1中，带移相的SW检测部9从上述硬判断值8中检测预先***接收信号的已知的同步符号(SW图案)，根据该检测结果特定上述误判断相位成分的大小。
图3是带移相的SW检测部9的结构图。在图3中，30是发生已知的SW图案31的SW图案发生器、32、33使上述SW图案31分别移相π/2、-π/2的移相部、34是移相π/2的SW图案、35是移相-π/2的SW图案、36a、36b及36c是分别计算硬判断值8与上述各SW图案的相关值37a、37b及37c的相关器、38是根据该相关值37a、37b及37c判断是否由某一移相量的SW图案进行同步符号检测的SW判断部。
下面，说明该带移相的SW检测器9的动作。首先，SW图案发生部30生成用QPSK调制方式将上述同步符号调制的SW图案31。其次，移相部32、33分别将该SW图案31进行移相处理，并输出进行了π/2移相的SW图案34和进行了-π/2移相的SW图案35。
然后，相关器36a顺序计算硬判断值8与未移相的SW图案31的相关值37a。结果，在上述采样信号5中不残存误判断相位成分而可以得到正确的判断值8时，在与硬判断值8中的同步符号相当的数据成分中，该相关值37a增大。另一方面，在上述采样信号5中残存误判断相位成分时，在与硬判断值8中的同步符号相当的数据成分，相关值37a不增大。
另一方面，相关器36b顺序计算判断值8与进行了π/2移相的SW图案34的相关值37b。结果，在上述采样信号5中残存π2的误判断相位成分时，该循环值37b增大，但是，在误判断相位成分为π/2以外的值时，该相关值37b不增大。
同样，相关器36c顺序计算判断值8与进行了-π/2移相的SW图案35的相关值37c。结果，在上述采样信号5中残存-π/2的误判断相位成分时，该相关值37c增大，但是，在误判断相位成分为-π/2以外的值时，该相关值37c不增大。
在SW判断部38中，为了进行同步符号检测判断，预先保存了各旋光值的阈值，将上述各相关值37a～37c与该阈值进行比较，相关值大于该阈值时，就判定为同步符号检测。
结果，在用关于未移相的SW图案31的相关值37a进行同步符号检测判断时，就判定在上述硬判断值8中不残存误判断相位成分，关于该硬判断值8的可信度信息7的可信度是正确的，从而，作为同步符号检测结果10，输出表示「同步符号正常检测：误判断相位成分0」的信息。
另一方面，用关于进行了π/2移相的SW图案34的相关值37b进行同步符号检测判断时，就判定在上述硬判断值8中残存误判断相位成分π/2，可信度信息7是不正确的，从而，作为同步符号检测结果10，输出表示「同步符号检测修正值不当：误判断相位成分π/2」的信息。
另外，用关于进行了-π/2移相的SW图案35的相关值37c进行同步符号检测判断时，就判定在上述硬判断值8中残存误判断相位成分-π/2，可信度信息7是不正确的，从而，作为同步符号检测结果10，输出表示「同步符号检测修正不当：误判断相位成分-π/2」的信息。
此外，对于某一相关值37a～37c，在未判定同步符号检测的状态下，作为同步符号检测结果10，也输出表示「同步符号不检测」的信息。
以上，带移相的SW检测器9的同步符号检测处理的结果，是从全部N个解调处理部20中分别输出同步符号检测结果10。
其次，判断值选择和频率误差检测部11从全部N个解调处理部20分别输入上述可信度信息7、硬判断值8和同步符号检测结果10，进行最终判断值的选择处理和频率误差的推算处理。
图4是判断值选择和频率误差检测部11的结构图。在图4中，41是根据可信度信息7选择可信度最高的最优判断值42的判断值选择部、45是使上述最优判断值42移相而输出最终判断值12的判断值移相部、46是根据各调制处理部20的频率修正值和同步符号检测结果10推算频率误差的频率误差检测部。
下面，说明判断值选择和频率误差检测部11的动作。首先，判断值选择部41从全部N个同步符号检测结果10中抽出所有的「同步符号正常检测」或「同步符号检测修正值不当」。然后，从与该抽出的同步符号检测结果10对应的可信度信息7中将可信度最高的可信度信息7特定为最优可信度，同时，将与该最优可信度对应的判断值8作为最优判断值42而输出。
其次，判断值选择部41特定与上述最优可信度对应的同步符号检测结果10，将包含在该同步符号检测结果10中的误判断相位成分特定为关于上述最优判断值42的误判断相位成分44。例如，在与上述最优可信度对应的同步符号检测结果是「同步符号正常检测：误判断相位成分0」时，该最优判断值42的误判断相位成分44就特定为0。另外，在与上述最优可信度对应的同步符号检测结果是「同步符号进行修正值不当：误判断相位成分π/2」时，最优判断值42的误判断相位成分44就特定为π/2。
然后，判断值移相部45为了根据上述最优判断值42补偿误判断相位成分44，进行移相处理。例如，在误判断相位成分44为π/2时，通过将相位旋转成分exp(-jπ/2)与最优判断值42相乘，除去误判断相位成44；在误判断相位成分44为-π2时，通过将相位旋转成分exp(jπ/2)与最优判断值42相乘，除去误判断相位成分44。另一方面，在误判断相位成分44为0时，就不对最优判断值42进行移相处理。结果，就将除去了误判断相位成分44的判断值作为最终判断值12而输出。
与此相反，在输入的全部N个同步符号检测结果10全部是「同步符号不检测」时，判断值选择部41就以所有的可信度信息7为对象特定最优可信度，并将与该最优可信度对应的硬判断值8作为最优判断值42而输出。这时，判断值移相部45不对最优判断值42进行移相处理，将该最优判断值42直接作为最终判断值12而输出。
然后，判断值选择部41将与上述最优可信度对应的同步符号检测结果10作为关于该最终判断值的同步符号检测结果13而输出。
另一方面，在各解调处理部20的频率修正部4中分别设定的频率修正值Δφi(i＝1、2、…、N)预先存储到频率误差检测部46中。由判断值选择部41特定最优可信度时，频率误差检测部46特定与该最优可信度对应的解调处理部20的频率修正值Δφi。然后，根据该频率修正值Δφi和上述误判断值相位成分44推算并输出该接收机的本地振荡器与接收信号1间的推算频率误差14。推算频率误差14可以由下述式12得到。
Δωe＝(Δφi+θs)/T      ...式12
其中，Δωe是推算频率误差14、θs是上述判断值移相部45的移相量、T是符号周期。
如上所述，按照本实施例1，具有多个解调处理部20，在各解调处理部20中用各不相同的频率修正值Δφi将采样信号3进行频率修正后，分别进行解调处理，结果，在所得到的多个硬判断值8中特定可信度最高的最终判断值12，根据与该最终判断值12对应的频率修正值Δφi检测该接收信号的推算频率误差14。因此，通过根据预先设定的作为推算对象的频率误差的最大值Δωmax决定各解调处理部20的频率修正值Δφi，可以在该频率误差的推算范围内正确地检测推算频率误差14。
另外，根据调制方式生成多个将同步符号进行了移相处理的SW图案，通过考虑该多个SW图案的同步符号检测结果而进行推算频率误差14的修正，可以提高频率误差的推算精度。
此外，为了确立传输数据的同步，仅使用***接收信号1中的阈值的同步符号检测推算频率误差14，所以，不必将频率误差推算用的特定图案***传输数据中，从而可以不降低数据传输效率而进行频率误差的修正，即使像移动通信***等那样在通信中频率误差变化时，也可以正确地推算频率误差。
在本实施例1中，说明了作为调制方式采用差动编码QPSK方式的情况，但是，调制方式不限于该方式，即使是其他调制方式，也可以得到同样的效果。
另外，在本实施例1中，假定附加在接收信号1上的延迟波的延迟时间远远小于符号周期T，从而库不考虑延迟波的影响，作为带可信度信息的解调部6的调制方式，说明了采用延迟检波方式的情况，但是，本发明并不限定这样的结构。例如，在延迟波的延迟时间与分化周期T相比不能不考虑时，作为带可信度信息的解调部6，也可以是采用自适应均衡器的结构。
图5是采用自适应均衡器时的带可信度信息的解调部6的结构图。在图5中，47是输入上述频率修正后的采样信号5进行多通道传输通路环境下的波形畸变的补偿而输出硬判断值8和量度48的隐蔽均衡器、23是将量度48进行累加计算而输出可信度信息7的量度累加加法部。这时，隐蔽均衡器47与利用训练系列进行传输通路的推算的一般的均衡器不同，可以根据通常的传输数据进行传输通路推算处理和均衡及解调处理。关于这样的隐蔽均衡器47的详细的结构和动作，已在例如「Adaptive maximum-likelihood sequence estimation bymeans of combined equalization and decoding in fadingecvironments」(久保等人、IEEE JSAC，pp.102-109，1995)中进行了介绍。另外，隐蔽均衡器47将由维托毕算法得到的最小的通道量度作为量度48而输出，量度累加加法部23将该量度进行累加计算并作为可信度信息7而输出。
此外，在本实施例1中，各解调处理部20的频率修正值Δφi根据作为推算对象的频率误差的最大值Δωmax按照上述式9进行计算，但是，各频率修正值Δφi的计算方法不限定式9所示的方法，例如，在关于安装在接收机上的VCO的温度-频率误差特性预先知道从而大致可以预测对接收信号1的频率误差时，也可以是在该预测的频率误差的附近紧密地配置多个频率修正值ΔφI用以提高频率误差的推算精度的结构。
实施例2.
在上述实施例1中，在各解调处理部固定地使用由预先设定的作为推算对象的频率误差的最大值Δωmax决定的频率修正值Δφi，但是，在本实施例2中，判断接收机是否处于同步确立状态并根据该判断结果切换各解调处理部的频率修正值ΔφI。
本实施例2与上述实施例1不同的地方仅在于，进行同步确立状态的检测，并根据该检测结果切换各解调处理部的频率修正值Δφi，其他结构完全相同，所以，下面仅说明同步确立状态的检测处理和各频率修正值ΔφI的切换处理，对于相同的结构标以相同的符号，并省略其说明。
图6是本实施例2的接收机的结构图。在图6中，50是输入同步符号检测结果13和频率误差检测值14并检测该接收机的同步状态而输出频率修正值51(＝ΔφI)的同步检测部。
首先，在接收机未进行接收信号1的解调处理而处于非同步状态时，在各解调处理部20的频率修正部4中，分别设定根据作为推算对象的频率误差的最大值Δωmax按照上述式9预先决定的频率修正值Δφi。该接收机开始进行解调处理时，各解调处理部20在分别用频率修正值Δφi将采样信号3进行频率修正后进行解调处理，判断值选择和频率误差检测部11输出最终判断值12、同步符号检测结果13和推算频率误差14。以后，将在非同步状态作为推算对象的频率误差的最大值Δωmax称为「非同步时最大频率误差」。
这里，实际的频率误差ΔωT与解调处理部20的频率修正值Δφi之间的差别越小，由判断值选择和频率误差检测部11计算的推算频率误差14的精度越高。通常，频率误差ΔωT与频率修正值Δφi之差的期待值与各频率修正值Δφi相互间的频率间隔有关，该频率间隔按照例如上述式9由非同步时最大频率误差Δωmax决定。即，通过减小非同步时最大频率误差Δωmax，可以提高推算频率误差14的推算精度。
另一方面，在接收机处于非同步状态时，不能预测对接收信号1的本地振荡器的频率误差ΔωT，所以，必须将宽范围的频率误差作为推算对象，从而不能对非同步时最大频率误差Δωmax设定小的值。
因此，在本实施例2中，将上述非同步时最大频率误差Δωmax与处于同步状态的频率误差的最大值Δωconn分别预先存储到同步检测部50中，在该接收机处于同步确立状态时，就将作为推算对象的频率误差的最大值切换为Δωconn，进行频率误差的推算。下面，将同步状态的频率误差的最大值Δωconn称为「同步时最大频率误差」。这里，为了提高同步确立状态的推算频率误差14的推算精度，将同步时最大频率误差Δωconn设定比上述非同步时最大频率误差Δωmax小的值。
接收机开始进行解调处理时，同步检测部50从判断值选择和频率误差检测部11输入同步符号检测结果13和推算频率误差14，并计数连续检测同步符号的帧数。另一方面，为了检测该接收机的同步确立，在同步检测部50预先保存连续同步符号检测帧数j和非同步状态检测用的连续同步符号不检测帧数k。
在同步检测帧的连续计数数不大于上述连续同步符号检测帧数j时，就判定该接收机已确立同步，从而根据上述同步时最大频率误差Δωconn和推算频率误差14按照下述式13计算各解调处理部20的频率修正值Δφconn_i。
Δφ conn _ i = Δωe · T - Δω conn + 2 Δω conn N × ( i - 1 ) ...式13
其中，Δωe是推算频率误差14、i是特定解调处理部的号码(i＝1、2、…、N)。
其次，在各解调处理部20的频率修正部4中，设定计算的频率修正值51(＝Δφconn_i)。以后，在该接收机维持同步确立状态的期间，各解调处理部20按照更新后的频率修正值51进行频率修正和解调处理，判断值选择和频率误差检测部11输出最终判断值12和推算频率误差14。该推算频率误差14用于进行例如VCO(Voltage ControlledOscillator)等的接收机的本地振荡器的控制。
然后，在由于通信中断等原因而接收机不能检测同步符号时，同步检测部50就根据同步符号检测结果13计数同步符号连续不检测的帧数。结果，在同步符号不检测帧的连续计数数大于上述连续同步符号不检测帧数k时，就判定该接收机已变为非同步状态，从而按照上述式9计算频率修正值ΔφI，并设定到各解调处理部20中。
如上所述，按照本实施例2，判断接收机的同步/非同步状态，在非同步状态下，根据非同步时最大频率误差Δωmaxx进行宽范围的频率误差推算，而在同步确立时，可以根据同步时最大频率误差Δωconn高精度地推算频率误差。
在本实施例2中，根据推算频率误差14(＝Δωe)进行VCO(Voltage Controlled Oscillator)的控制的结果，在上述同步检测部50的同步符号检测计数数大于连续同步符号检测帧数并且上述推算频率误差14与上述同步时最大频率误差Δωconn比较非常小，小到可以不考虑的程度时，就判定该接收机的本地振荡器不需要进行调整，从而可以停止对该VCO的控制。这时，在由上述式13所示的各解调处理部20的频率修正值Δφconn_i的计算处理中，将该推算频率误差14(＝Δωe)其中为0。
实施例3.
在上述实施例2中，具有多个解调处理部，在各频率修正部中，用各不相同的修正值Δφi进行采样信号的频率修正处理，在各带可信度信息的解调部中并行地进行解调处理，但是，在本实施例3中，具有1个解调处理部，在一旦存储了采样信号之后，就顺序切换频率修正值ΔφI，反复多次进行频率修正处理和解调处理。
本实施例3与上述实施例2不同的地方仅在于，具有1个解调处理部，切换频率修正值Δφi，反复多次进行频率修正处理和解调处理，其他结构完全相同，所以，下面仅说明解调处理部的频率修正处理和解调处理，对于其他结构标以相同的符号，并省略其说明。
图7是本实施例3的接收机的结构图。在图7中，60是总是存储从采样部2输出的采样信号3的存储部、62是存储从解调处理部20输出的可信度信息7和硬判断值8以及同步符号检测结果10的判断值存储部、63是从同步符号检测部50输出的同步状态判断结果、64是同步符号检测时刻信号、68是进行在频率修正部4中设定的频率修正值51的切换控制的频率修正值控制部(或权利要求5的解调控制单元)。
下面，说明上述结构的本实施例3的接收机的动作。首先，同步检测部50根据从判断值选择和频率误差检测部11输出的同步符号检测结果13生成同步符号检测时刻信号64。这里，同步检测部50在接收机处于非同步状态时将接收信号的1帧时间Tf作为1周期，在独自的时刻生成同步检测时刻信号。
其次，存储部60按照上述同步符号检测时刻信号64将1帧的采样信号作为1单位顺序进行存储。
然后，解调处理部20从存储部60中读出1帧的采样信号，顺序切换频率修正值Δφi，将频率修正处理和解调处理反复进行预先设定的N次。下面，说明由解调处理部20和频率修正值控制部68反复进行的解调处理。
首先，在频率修正值控制部68中预先保存上述非同步时最大频率误差Δωmax和同步时最大频率误差Δωconn，根据从同步检测部50输入的同步状态判断结果63掌握该接收机的同步状态，在该接收机处于非同步状态时，就根据非同步时最大频率误差Δωmax按照上述式9生成全部N个频率修正值Δφi。另一方面，在该接收机处于同步状态时，就根据同步时最大频率误差Δωconn和推算频率误差14按照上述式13生成全部N个频率修正值Δφconn_i。将该计算的全部N个频率修正值Δφi(或Δφconn_i)中的1个频率修正值51设定到频率修正部4中。
其次，在输入同步符号检测时刻信号64时，频率修正部4读出上述存储部60存储的1帧的采样信号，利用频率修正值51对该采样信号进行频率修正处理。然后，带可信度信息的解调部6和带移相的SW检测部9根据进行了频率修正的采样信号5生成可信度信息7、硬判断值8和同步符号检测结果10。根据1个频率修正值51生成的可信度信息7、硬判断值8和同步符号检测结果10总是存储到判断值存储部62中。
频率修正值控制部68顺序切换预先作成的全部N个频率修正值Δφi(或Δφconn_i)，解调处理部20将关于存储部60存储的1帧的采样信号的频率修正处理和解调处理反复进行全部N次。结果，与全部N个频率修正值51对应的可信度信息7、硬判断值8和同步符号检测结果10顺序保存到判断值存储部62中。这里，解调处理部20为了在比1帧时间Tf缎的时间内完成关于1帧的采样信号的全部N次的解调处理，以非常高的速度动作。
然后，判断值选择和频率误差检测部11根据上述判断值存储单元存储的与全部N个频率修正值Δφi(或Δφconn_i)对应的1帧的可信度信息7、硬判断值8和同步符号检测结果10输出最终判断值12、与该最终判断值对应的同步符号检测结果13和推算频率误差14。
在本实施例3中，存储部60必须并行地进行按1帧单位顺序存储采样信号3的写入处理和在1帧时间Tf的期间全部反复N次读出该采样信号3的读出处理。这样的处理，通常通过将称为霜端口RAM的可以并行地进行写入处理和读出处理的存储元件作为存储部60而实现。
如上所述，按照本实施例3，将1帧的采样信号总是存储到存储部60中后，顺序切换频率修正值，反复多次进行解调处理，结果，根据所得到的多个可信度信息7和同步符号检测结果10从多个硬判断值8中特定1个最终判断值12，同时，检测该接收信号的推算频率误差14。因此，可以将对接收信号的该频率误差在预先决定的频率误差的推算范围内正确地推算频率误差。另外，仅使用***接收信号的已知的同步符号检测推算频率误差14，所以，不必将特定的频率误差推算用图案***传输数据，从而可以不降低数据传输效率而进行频率误差的修正。
此外，按照本实施例3，通过顺序切换多个频率修正值Δφi，利用1个解调处理部20反复多次进行频率修正处理和解调处理，可以大幅度减小进行推算频率误差14的检测所需要的电路规模。
实施例4.
在上述实施例2中，采样部2对接收信号用符号率进行采样，多个解调处理部20将同一采样信号3分别用各自的频率修正值Δφi进行频率修正和解调处理，但是，在本实施例4中，采样部2用采样周期Ts对接收信号进行覆盖采样，由多个解调处理部分别对关于各采样时刻的采样信号进行频率修正和解调处理，检测推算频率误差14。
本实施例4与上述实施例2不同的地方仅在于，将接收信号进行覆盖采样，由多个解调处理部分别对关于各采样时刻的采样信号进行频率修正和解调处理，其他结构完全相同，下面，仅说明接收信号的覆盖采样处理、采样信号的分配处理和各采样信号的解调处理，对于相同的结构标以相同的符号，并省略其说明。
图8是本实施例4的接收机的结构图。在图8中，70是将由采样部2按覆盖采样数M采样的采样信号3进行分配而输出全部M个分配信号71的分配器、72是利用频率修正值Δφi各不相同的N个解调处理部20将1个分配信号71进行解调处理的分配信号处理部、73是由从各解调处理部20输出的可信度信息7、硬判断值8和同步符号检测结果10构成的解调处理数据。在本实施例4的接收机中，与从分配器70输出的各分配信号71对应地具有全部M个分配信号处理部72，作为接收机全体，具有M×N个解调处理部20。在图8中，为了简单，仅表示出了1个分配信号处理部72(采样时刻t0)的内部结构，但是，M个分配信号处理部72全部具有相同的结构。另外，各解调处理部20的结构，与上述图6所示的结构相同。
下面，说明上述结构的本实施例4的接收机的动作。首先，采样部2输出按覆盖采样数M将接收信号1采样的采样信号3。这里，按照图9说明采样部2的覆盖采样处理。图9表示覆盖采样数M＝4时的接收信号1的覆盖采样处理。接收信号1按符号周期T进行了停止处理，采样部2按每1符号周期T中4个采样点t0～t3将接收信号采样。
其次，分配器70将M倍覆盖采样的采样信号3顺序分配给各采样点，生成全部M个分配信号71。在图9的例中，将4倍覆盖采样的采样信号进行分配处理，生成关于各采样点t0～t3的4个分配信号。这里，各分配信号71与将接收信号1按符号率采样的信号等价。
在各分配信号处理部72的N个解调处理部20中，由同步检测部50设定各不相同的频率修正值51(＝Δφi)。该同步检测部50根据接收机的同步确立状态切换各解调处理部的频率修正值51。
然后，各分配信号处理部72将对应的分配信号71分别输入N个解调处理部20。在各解调处理部20中，按照上述频率修正值51修正频率误差后，进行解调处理，并输出由可信度信息7、硬判断值8和同步符号检测结果10构成的解调处理数据73。结果，从1个分配信号处理部72就输出N个解调处理数据73。
其次，判断值选择和频率误差检测部11根据从各分配信号处理部72输出的全部M×N个解调处理数据73，利用上述实施例1所示的方法进行最终判断值12的选择和推算误差14的检测。
如上所述，在本实施例4中，将接收信号1进行覆盖采样，生成多个分配信号71，将该分配信号分别进行频率修正和解调处理，推算频率误差。因此，通过增加作为频率误差检测的对象的解调处理数据73的总数，可以提高频率误差的推算精度。
在本实施例4中，各分配信号处理部72分别具有N个解调处理部20，将分配信号71并行地进行频率修正和解调处理，但是，本发明不限定这样的结构，例如，也可以如上述实施例3那样具有1个解调处理部20和存储分配信号的存储部，是切换频率修正值Δφi而将该存储部存储的分配信号反复多次进行频率修正和解调处理的结构。
另外，判断值选择和频率误差检测部11根据全部M×N个解调处理数据73计算最终判断值12和推算频率误差14，但是，也可以是例如应用「使用由各状态传输通路推算的自适应最优系列推算的隐蔽解调方式」(久保等人、信学技报、RCS99-185pp.37-44、2000)中介绍的方法，除了推算频率误差14外推算接收信号1的符号时刻的结构。
如上所述，按照本发明，具有多个解调处理单元，该解调处理单元在用不同的频率修正值将采样信号进行频率修正后分别进行解调处理，在所得到的多个判断值中，根据与可信度最高的最终判断值对应的解调处理单元的频率修正值推算接收信号的频率误差。因此，在由各解调处理部的频率修正值规定的指定的频率误差推算范围内，可以正确地推算频率误差。
此外，仅使用***接收信号的已知的同步符号进行频率误差的推算，所以，不必将频率误差推算用的特定图案***变数数据，就可以不降低数据传输效率而进行频率误差的修正，从而即使如移动通信***等那样在通信中频率误差变化时也可以正确地推算频率误差。
另外，按照本发明，将接收信号进行覆盖采样，生成多个分配信号，将该分配信号分别利用多个解调处理单元进行频率修正和解调处理，推算频率误差。因此，通过增加作为频率误差检测的对象的数据总数，可以提高频率误差的推算精度。
另外，按照本发明，通过顺序切换频率修正值，反复多次进行关于多个不相同的频率修正值的频率修正处理和解调处理，可以大幅度减小进行频率误差推算所需要的电路规模。
另外，按照本发明，通过根据将已知的同步符号图案用多个不同的移相量分别进行移相后的多个已知图案进行对判断值的同步符号检测处理，同时根据进行同步符号检测的已知图案的移相量进行推算频率误差的修正，可以提高频率误差的推算精度。
另外，按照本发明，具有判断该接收机的同步/非同步状态的同步检测单元，解调处理单元的频率修正部通过根据同步状态判断结果切换频率修正值，可以根据接收机的同步状态切换频率误差的推算精度。
产业上利用的可能性
如上所述，本发明的进行频率误差推算的接收机和频率误差推算方法可以应用于卫星通信和移动通信等。

Claims (14)

1.一种接收机，其特征在于：具有将按指定的方式调制的接收信号顺序进行采样的采样单元；预先设定大小各不相同的频率修正值并按照该频率修正值分别修正上述采样信号的频率，独立将频率修正后的采样信号分别进行解调而输出该接收信号的判断值和可信度信息，并根据上述判断值分别检测***到接收信号中的已知的同步符号的多个解调处理单元；根据从上述多个解调处理单元中各单元输出的多个可信度信息和同步符号检测结果从多个判断值中选择1个最终判断值的判断值选择单元；和根据与该最终判断值对应的解调处理单元的频率修正值推算该接收信号的频率误差的频率误差检测单元。
2.按权利要求1所述的接收机，其特征在于：采样单元将接收信号按各符号在多个采样时刻进行重复采样，顺序输出采样信号，此外，具有将上述采样信号按采样时刻顺序分配并输出多个分配信号的分配单元，该多个分配信号分别由频率修正值的大小各不相同的多个解调处理单元进行解调处理。
3.按权利要求1所述的接收机，其特征在于：解调处理单元根据以多个不同的移相量分别将已知的同步符号图案进行移相的多个已知图案对判断值进行同步符号检测处理，同时通过该同步符号检测处理决定同步符号被检测的已知图案的移相量，频率误差检测单元用上述决定的移相量修正与由判断值选择单元选择的最终判断值对应的频率修正值，推算该接收信号的频率误差。
4.按权利要求1所述的接收机，其特征在于：具有根据与最终判断值对应的同步符号检测结果判断该接收机是否处于同步状态的同步检测单元，解调处理单元根据上述同步状态判断结果切换频率修正值。
5.一种接收机，其特征在于：具有将按指定的方式调制的接收信号顺序进行采样的采样单元；将该采样信号在一定时间顺序保持的存储单元；利用指定的频率修正值将上述存储单元存储的采样信号的频率顺序进行修正，并将频率修正后的采样信号解调而输出该采样信号的判断值和可信度信息，并根据上述判断值检测***到接收信号中的已知的同步符号的解调处理单元；切换上述解调处理单元的频率修正值同时使上述解调处理单元将上述存储单元的采样信号反复多次进行解调处理的解调控制单元；分别存储关于多个频率修正值中各值的判断值和可信度信息以及同步符号检测结果的判断值存储单元；根据该判断值存储单元存储的多个可信度信息和同步符号检测结果从多个判断值中选择1个最终判断值的判断值选择单元；和根据与该最终判断值对应的频率修正值推算该接收信号的频率误差的频率误差检测单元。
6.按权利要求5所述的接收机，其特征在于：解调处理单元根据以多个不同的移相量分别将已知的同步符号图案进行移相的多个已知图案对判断值进行同步符号检测处理，同时通过该同步符号检测处理决定同步符号被检测的已知图案的移相量，频率误差检测单元用上述决定的移相量修正与由判断值选择单元选择的最终判断值对应的频率修正值，推算该接收信号的频率误差。
7.按权利要求5所述的接收机，其特征在于：具有根据与最终判断值对应的同步符号检测结果判断该接收机是否处于同步状态的同步检测单元，解调处理单元根据上述同步状态判断结果切换频率修正值。
8.一种频率误差推算方法，其特征在于：包括将按指定的方式调制的接收信号顺序进行采样的采样步骤；预先设定大小各不相同的频率修正值并按照该频率修正值分别修正上述采样信号的频率，独立将频率修正后的采样信号分别进行解调而输出该接收信号的判断值和可信度信息，并根据上述判断值分别检测***到接收信号中的已知的同步符号的多个解调处理步骤；根据从上述多个解调处理步骤中各步骤输出的多个可信度信息和同步符号检测结果从多个判断值中选择1个最终判断值的判断值选择步骤；和根据与该最终判断值对应的解调处理步骤的频率修正值推算该接收信号的频率误差的频率误差检测步骤。
9.按权利要求8所述的频率误差推算方法，其特征在于：采样步骤将接收信号按各符号在多个采样时刻进行重复采样，顺序输出采样信号，此外，包括将上述采样信号按采样时刻顺序分配并输出多个分配信号的分配步骤，该多个分配信号分别由频率修正值的大小各不相同的多个解调处理步骤进行解调处理。
10.按权利要求8所述的频率误差推算方法，其特征在于：解调处理步骤根据以多个不同的移相量分别将已知的同步符号图案进行移相的多个已知图案对判断值进行同步符号检测处理，同时通过该同步符号检测处理决定同步符号被检测的已知图案的移相量，频率误差检测步骤用上述决定的移相量修正与由判断值选择步骤选择的最终判断值对应的频率修正值，推算该接收信号的频率误差。
11.按权利要求8所述的频率误差推算方法，其特征在于：包括根据与最终判断值对应的同步符号检测结果判断该接收机是否处于同步状态的同步检测步骤，解调处理步骤根据上述同步状态判断结果切换频率修正值。
12.一种频率误差推算方法，其特征在于：包括将按指定的方式调制的接收信号顺序进行采样的采样步骤；将该采样信号在一定时间顺序保持的存储步骤；利用指定的频率修正值将上述存储步骤存储的采样信号的频率进行修正，并将频率修正后的采样信号解调而输出该采样信号的判断值和可信度信息，并根据上述判断值检测***到接收信号中的已知的同步符号的解调处理步骤；切换上述频率修正值同时使上述解调处理步骤反复多次进行的解调控制步骤；分别存储关于多个频率修正值中各值的判断值和可信度信息以及同步符号检测结果的判断值存储步骤；根据该判断值存储步骤存储的多个可信度信息和同步符号检测结果从多个判断值中选择1个最终判断值的判断值选择步骤；和根据与该最终判断值对应的频率修正值推算该接收信号的频率误差的频率误差检测步骤。
13.按权利要求12所述的频率误差推算方法，其特征在于：解调处理步骤根据以多个不同的移相量分别将已知的同步符号图案进行移相的多个已知图案对判断值进行同步符号检测处理，同时通过该同步符号检测处理决定同步符号被检测的已知图案的移相量，频率误差检测步骤用上述决定的移相量修正与由判断值选择步骤选择的最终判断值对应的频率修正值，推算该接收信号的频率误差。
14.按权利要求12所述的频率误差推算方法，其特征在于：包括根据与最终判断值对应的同步符号检测结果判断该接收机是否处于同步状态的同步检测步骤，解调处理步骤根据上述同步状态判断结果切换频率修正值。
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