CN1206255A - 具有载波频偏信号的伪随机噪声检波器 - Google Patents

Abstract

在移动电话接收机的前端,先将接收信号与本地PN码拷贝相关,以检测接收PN调制信号内的载波频偏。将该解扩信号积分一固定周期、或时间的停留,然后再经平方律包络检测器。将该积分分成一组子停留,将每个值供给快速付里叶变换,以产生一组频率取样点。计算每个频率取样点的幅度,并选取最大值。将最大值和对应的取样点号码存在存储器中。测试下一个PN码相位,并根据搜寻方案继续进行这个序列,直到此决定算法终结搜寻。

Description

具有载波频偏信号的伪随

机噪声检波器

该发明一般涉及一种方法和设备，当载波频率中存在偏频时，运用伪随机噪声调制来检测直接序列扩频(DSSS)信号。

基于直接序列扩频(DSSS)信号的无线通信***，包括码分多址(CDMA)，在一个***内运用共同的载波频率带宽与所有的基站通信。载波信号是由准随机噪声(PN)发生器所产生的信号来调制，该发生器提供了区别于该共同频率带宽的装置。包含在第二个信号内的PN扩频码包含一系列二进制芯片，每个都有一个芯片周期。组合的载波和PN信号是由包含数字化话音或数据信号的第三种信号来调制。

为了在接收端转换使用的第三种信号，在载波频率解调后，接收端内本块PN发生器必须与输入的PN序列同步。将PN码用于最初捕获信号和传输数据两者。通过从接收的信号中移出PN序列并将其积分一个符号周期，则可获得解扩的信号。接收信号的解扩是由接收端内所产生PN码的本地拷贝来完成，然后再将本地PN码同步到该PN码，该PN码叠加在包含在接收信号内的接收波上。由同步的本地PN码拷贝所带来的输入信号相乘或再调制产生要求的解扩。

在捕获阶段，扩频信号彼此进行校准。正是这个阶段，接收机必须执行一些它的最重要的功能，即建立芯片定时同步，纠正频偏。一旦获得同步，接收端时钟内闭环跟踪***必须不断地调节频率和相位，以优化从每个接收信号提取的数据信号取样。

同步本地和接收PN信号的过程，一般由两个阶段来完成。首先，粗略调整两个PN信号到一个小的剩余定时偏移内，以达到PN捕获。一旦捕获到，该PN码必须保持在称作PN跟踪的精密同步过程中。在直接序列CDMA***中，PN码通常很长。为了降低接收端硬件的复杂性，要求所有PN码相关，并相关达在PN码的一部分周期，即所使用的“停留时间”上相关。

用于捕获的DSSS信号检测通常是运用类似于图1所示结构的接收端来做到，该结构包含：相关器102，用来将接收信号加噪声与来自本地PN发生器104的PN码本地拷贝进行比较；积分器106，用于对一固定停留时间的检波器输出求积分，以获得整个积分功率；平方律包络检波器108和比较器110，用于该功率与预先设置门限的比较。当该功率级别超过门限值时，则已经达到PN信号的粗略调整。用于决定捕获是否已发生的最优门限与固定值无关，而是信噪比(SNR)的函数。众所周知，通信信道的SNR将作为一种函数随时间、接收端的速率、位置的改变而改变。

一种简单典范的捕获技术，运用具有单个停留时间的最大概率方法。该技术要求接收的PN码信号与本地PN码所有可能的相位位置相关。该相关是并发进行的，且对应的检波器输出与接收信号(加噪声)的同一观察(停留)都相关联。正确的PN校准由作为本地PN码相位位置的比较器来决定，该相位位置产生从检波器的最大输出。捕获因并行操作而迅速完成。然而，对于CDMA信号所利用的长度代码和要求的大处理增益，并行计算的复杂性可抑制。其它捕获技术在现有技术中已知。

由Chung et．al．的No．5，440，597美国专利提供了这些技术的一些简要描述，本发明者中的一位也是该研究的一位合作者。’597专利的公开内容将插在这里，以供参考。

当频率误差在传送端和接收端之间产生时，或者由于多路径传输(瑞利衰落)、温度引起的振荡器漂移，多普勒效应，或其它失真造成的现象，或几者相互的结合，接收机／解调器必须在捕获发生前首先决定频偏。频偏的出现引起接收的与本地产生的PN码之间相对代码相位随时间而改变。更重要的是，偏频影响平均搜寻速率。

当检测到已通过加性白高斯噪声(AWGN)信道的信号时，检测时间仅是噪声方差的函数。噪声方差越大，要求相关的时间越长，这将导致比较长的检测时间。由于频偏还增加了检测时间，否则在AWGN信道存在的频偏会造成可接受的检波器性能经历严重的衰减。相关检测来自AWGN信道的信号的能力可能因频偏的存在而丢失。

减少频偏问题并处理长PN码的一般方法是将整个积分时间分隔成许多小的部分相关时间，或子停留(接收信号的观察周期)，以减少频率期限引起的丢失。对每个子停留计算幅度，并将所有子停留幅度加起来以获得整个积分幅度，这种捕获***称作“非相关的加方法”，是一种多停留系列PN捕获***。(看例M．K．Simon，et．al，SpreadSpectrum Comm．Handbook(扩频通信手册)，修订版，1994，McGraw-Hill，Inc．Part4，ch．1，“直接序列接收机中准噪声代码捕获”，在此引入作为参考)。该方法中对应的整个幅度时间明显地减少，因为子停留只代表停留时间的一部分，只有当存在小频偏或有可能发生在较短的积分时间时，这种方法才比较可行。该方法的另外一种缺点是不能做到相关的检测。

决定频偏的一个建议的***公开在Lang的美国专利5，556，202，在此引入作为参考。在此***中，分离相关且信道包含一对移位寄存字符串，每个字符串的相应的级是等长的。接收信号在级间划分。在移位寄存字符串连续的级间提供相位旋转器，分配接收信号的同相位(I)和正交分量(Q)到相应的移位寄存字符串。将每个移位寄存字符串级与选择的PN序列相关，将结果求和并与预先设置相关的门限值相比较。假定能够引进错误的相位旋转。而且，该***仍旧使用非相关的加方法，保留了这种***的此缺点。

不依赖于非相关方法，仍需要保留快速决定PN信号捕获频偏的***。本发明的***满足了这种需要。

该发明的优点是提供一种方法和***，用减小的检测时间检测PN信号内的频偏。

该发明的另一个优点是，提供一种运用半-相关检测器，增进PN信号捕获的方法和***。

还有一个优点是，提供一种具有少附加处理的频偏估算方法和***。

在一个典范的实施方案中，运用DSSS信号的网络中工作的移动电话接收器的前端，通过首先将接收信号与接收机内产生的PN码的本地拷贝相关，来检测在接收的PN调制信号中的频偏。将结果的解扩信号积分一固定周期，或停留时间，然后通过平方律包络检测器。将该积分分成一组子停留，将它们的每个值都做为快速傅里叶变换(FFT)输入，以产生一组频率取样点。计算每个FFT频率取样点的幅度，并选择最大值。将该最大值与相对应的取样点号码保存在信号处理器的存贮器中。根据搜寻计划，检测下一个PN码相位，继续这样的步骤，直到决定算法终止搜寻计划。在一个实施方案中通过让数据通过在频率域中每个取样点具有一个滤波器的滤波器组，对收集取样的每个取样点计算其幅度。然后，由一种决定算法将该值与一预先设置的门限比较。两者择一地，串行或并行地搜寻该取样点，以选择在给定的积分内的最大值。

在已宣布匹配，并终结搜寻之后，通过平均每个叠代的最高幅度的取样点指数来获得频偏估算，并接着在匹配已发现的PN码相位处做许多搜寻过程的叠代。结果的值是能用来计算接收载波频率的频偏，可将该信息提供给在接收端的自动频率控制(AFC)电路来精调接收器，以达正确的频率。频率估计器的性能是在平均过程中所用的取样数目的函数。

通过结合附图对本发明最佳实施例的详细描述将更有助于理解本发明，图中相同的标号代表相同的部件，其中：

图1是现有技术的PN捕获***的方框图；

图2是根据具有其它接收功能的本发明蜂窝电话接收器前端的方框图；

图3是表示频偏的检测过程的流程图；

图4是表示频偏的估计过程的流程图；

下面的最佳实施方案详细描述了本发明方法和装置应用于按照TIA／EIA IS-95(双模宽带扩频峰窝***的移动站一基站兼容标准)的CDMA移动电话接收器。应指出的是也可将这里所描述的方法同样应用于采用PN码调制信号的其它基于DSSS的无线通信***。

下面的详细描述运用了许多该领域中通常运用的缩略语，而每个缩略语的第一个例子都详细地提供了定义，为了方便，下面的表1列出了缩略语及它们各自的定义：

缩略语    定义

A／D      模拟到数字(转换器)

AFC       自动频率控制

AGC       自动增益控制

ASIC      专用集成电路

AWGN      加性白高斯噪声

BPF       带通滤波器

CDMA      码分多址

DFT       离散付里叶变换

DS      直接序列

DSSS    直接序列扩频

FFT     快速付里叶变换

IF      中频

IIR     无限冲击响应

IS      过渡时期标准

LNA     低噪声放大器

LO      本地振荡器

LPF     低通滤波器

MS      移动基站

PN      准随机噪声

RF      无线频率

SAW     表面声波

SNR     信噪比

表1

图2是实现发明的频偏检测和估算方法的最佳方案的结构方框图。在天线201接收传输的信号，通过宽带带通滤波器202，对于CDMA***，要考虑接收端的解调，所以只有从869MHZ到894MHZ经过接收信道。宽带带通信号与低噪声放大器(LNA)相耦合，输出到混频器／本地振荡器(LO)206，将接收的信号向下转换到中频(IF)信号。IF信号通过带通滤波器208滤波，并依据自动增益控制器(AGC)215提供的控制信号，由可变增益放大器(VGA)209放大。从VGA209输出，IF信号在混频器／LOs 210、211处相位分成I(同相)和Q(正交分量)。再由低通滤波器(LPF)212、213耦合到模拟／数字转换器(A／D)218。LPFs212，213最好用CDMA SAW滤波器，这在该技术中是可知的。频率合成器214，通常包括用于频率标准的晶体振荡器和相位检测器，产生控制电压信号来调节与混频器207、210和211相耦合的LOs频率。接收端部分的组件包括模拟接收器。

数字化的IF信号包括PN调制信号加噪声。在数字接收器内，数字化的信号耦合于自动增益控制(AGC)块215，PN搜寻器217，和包含RAKE解调器219，组合器220和信道解码块221的数字数据接收器。CDMA信号的单侧带宽是0．6144MHZ，所以来自A／Ds 218的数字信号以1．2288MHZ的最小数据速率取样，以满足取样理论的要求。

数字数据接收器中，RAKE解调器219有3个并行指针，每个都包括一个本地PN发生器。RAKE解调器219指针的输出以最大比率在结合器220处相加，并传递到信道解码块221。从信道解码块221看，数据以帧速50HZ传递到数字信号处理器(DSP)230。为了实现容易，并减小整个移动电话的尺寸，AGC块215，搜寻器217，ARKE解调器219，结合器220和信道解码器221，各种元素的连接最优地集成到ASIC(专用集成电路)中。

搜寻器方块217，在DSP230指导下，运用与图1 PN捕获***相一致的配置捕获信号。搜寻器方块还包括内部存储信号取样的RAM。感兴趣的频偏检测和估计操作出现在搜寻块217和DSP230内。

现在参考图3，开始从A／Ds 218到搜寻器方块217传送接收的、向下转换的信号，接收的信号取样与运用来自本地PN发生器(第301步)的信号相关，对应的相关信号分成Ns个子停留，每个子停留积分一个子停留时间(Ts)(第302步)，并经过平方律包络检测器(第303步)。根据方程(1)计算Ns复合的相关值： $R_n^{\left(0\right)}=\underset{m=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}r(n-p{N}_c+m+t_0)\·a^{*}(n-p{N}_c+m)p=1,2,\…N_1--\left(1\right)$

这里n是相对的PN码相位位置；

Nc是子停留相关中芯片的数目；

P是子停留相关指数；

Ns是子停留的数目；

to是最初时间偏移的真实值；

Rn，r和a^*都是复数。

在第304步中，估计相关向量Rx的长度以决定它是否是2的幂，即向量长度是否为L=2ⁿ。(例如，L可能是4，8，16…64等)。如果L≠2ⁿ，则应增加零的个数，即“零填充”(第305步)，如方程(2)所示，使最后向量的长度L是2的幂： $\stackrel{\‾}{R_n}=\[R_n^{\left(0\right)}{R}_n^{\left(1\right)}{R}_n^{\left(2\right)}---R_n^{(N-1)}00---0\]--\left(2\right)$ 为了描述，假定有L个可用子停留，则不要求零填充，即Ns=L。

L个子停留积分值传送到DSP230，DSP230是用FFT算法计算L点DFT(离散付里叶变换)，以在频谱(第306步)内提供L个离散取样点。

这里Ts是子停留的取样速率；

W是对应的长方形窗口函数。L可能小到8或16，然而都知道，FFT值越大，性能越好。取样点的中心位于X(fs／N)，这里X是一整数(-L／2≥X≥L／2)。给定上面的假定：L是2的幂且不使用零填充，方程(3)可表示为：

在第307步中，每L个取样点的长度计算为 $Y_n^{\left(k\right)}=\left|Y_l\left(k\right)\right|--\left(5\right)$ 依据方程(6)决定最大的长度(第308步)处理为： $Z=\max \left(Y_n^{\left(k\right)}\right)--\left(6\right)$ 无限冲击响应(IIR)滤波器，或有限冲击响应滤波器(FIR)，两者在该技术中都已提到，可能就是用于这个目的。(见，例Marven和Ewers，《数字信号处理的简单方法》，1996 Wiley Interscience，NewYork)。

第309步中，最大值Z与检测门限值相比：

这里t是最优的门限值(基于搜寻算法)，当PN码同步时，H₁是正确的假定，当PN码没有调整时，H₂是正确的，决定最佳门限值的许多不同方法在最优技术中已谈到。这些方法中的一些可为此测试修改。如果最大值Z不满足门限值准则，搜寻算法就宣布载波频偏(第312步)，选择一种新的PN相位码(第313步)，这个过程从301步到309步重复进行。

最大值Z和其对应在308步中决定的取样点指数I(n)都存储在存储器DSP230内(第310步)。一旦满足门限准则，搜寻算法宣布检测，并终结搜寻(第311步)。

因为FFT已经以离散频率存储了信号能量，可继续此过程以提供估计频偏。频率精度是FFT长度和它取样频率的函数。可平均多个相关即测试正确的PN偏移频率N次，以提供N次接收信号长度和频率的估计。平均合格的频率取样点以提供较好的频率精度。

图4提供了决定相对频偏的顺序，是检测到存在频偏的图3的继续。下面决定FFT输出向量的最大元件和搜寻的终结(第311步)，正确的偏移与N次增加的次数相关，每次根据第301到309步计算幅度、查找、比较最大频率元件，在第401步中完整地表示出来。在第309步中超过门限的Lp个取样点幅度，“合格的取样点”及它们相应的取样点指数都从DSP的存储空间恢复(第402步)。合格取样点的指数平均为(第403步)： $K=\frac{1}{L_p}\underset{n=1}{\overset{L_p}{\mathrm{\Σ}}}1\left(n\right)1\left(n\right)=\[0,1,\…,(L-1)\]--\left(8\right)$ 这里I(n)是合格取样点的指数向量，Lp是合格取样点的数目。

决定正向和反向频偏并计算频率的公式如下所示(第404步)：如果(K＜(L／2))：这里Tc是PN芯片周期。

L／2表示这样一种模糊界线，若频偏达L／2，为了计算频率要求附加的逻辑，频率估计器的准确度是取样点数目Lp’的函数，将随取样点数目的增加而增加。

计算的频率提供给频率合成214(见图2)或AFC电路其它频偏方式，以调节本地振荡器的频率分配载波频率(第405步)。

发明的用于检测和估计载波频偏的***和方法，运用了“半-连贯”的方法，尽管没有完全连贯，提供的准确度要比优选方案中非连贯方法好。由于FFT离散的本质及实现本身是离散的事实，连贯的相关只在取样中心获得。由于FFT过程图象扭曲影响，造成了一些额外的丢失。此丢失在取样点中心之间的半点处能高达3．96dB。运用零填充时，FFT长度越大，则通过整个频率的性能越好，然而，其实现将以增加复杂性和处理时间为代价。

检测和估计载波频偏方法的设备实现，若考虑实现耗资最少，可用在移动电话结构中已存在的硬件元件来完成。用比较适中的FFT长度(8或16点)，检测性能将明显提高，可检测通常在基于IS-95的CDMA***中找到的信号，即使存在大量的频偏(＞6KHZ)。这些提高运用了相同的子停留，在优选技术中所用的非连贯附加捕获技术的所有积分长度，也能获得这些提高，并还具有这样的优点，该检测器能用于估计频偏。

很明显，体制中各种修改和变动可以在该发明的***中实现，而不用脱离该发明的本质或范围。因此，只要符合附加的权利要求和类似的要求范围之内，该发明一定会包含此发明的修改和变动。

我们申请专利：

Claims (26)

1．用于检测在伪随机噪声码调制的信号中的载波频偏的一种检测器，该检测器包括：

用于接收信号的接收器，具有将接收信号转换成数字信号的转换器；

用于检测数字信号的相关装置，它包含一种具有频率匹配装置的伪随机噪声码发生器，其中伪随机噪声码发生器在本地PN码产生相位位置序列，以与数字信号相关，其中序列的相位位置对应于用来调制接收信号的伪随机噪声码；

一种数字信号处理器，用于接收来自相位位置序列，与选择的相位位置相关的检测信号，并从中抽取具有预先决定长度的取样，对取样做离散付里叶变换以产生一组频率值，每个频率值都具有标识指数和幅度，数字信号处理且进一步确定该组频率值的最高幅度，并将该最高幅度值与幅度门限值比较，其中数字信号处理器包括存储最高幅度值和其对应的标识指数的存储器；

如果最高幅度超过幅度门限，就可获得调制伪随机噪声码与选取相应位置之间的同步，如果最高幅度低于幅度门限，就会存在载波频偏，该伪随机噪声发生器从序列中选择一个新的相位位置，并且数字信号处理器决定对应于新的相位位置取样的每个率值的标识指数和幅度，在存储器中存储最高幅度和对应的标识指数，重复此过程直到获得同步。

2．根据权利要求1描述的检测器，所述一组频率值包括DFT的L个取样点，标识指数是取样点数目。

3．根据权利要求2中的检测器，其中L个取样点中的每个取样点由滤波器组滤波，一个滤波器对应于一个取样点。

4．根据权利要求2中的检测器，其中的相关器是复合相关器，从检测信号抽取的取样包含一组子停留的相关向量。

5．根据权利要求4中的检测器，其中的一组子停留少于DFT的L个取样点，相关向量是零填充的，提供的向量长度为L。

6．根据权利要求6中的检测器，其中L是2的幂。

7．根据权利要求6中的检测器，其中L是8。

8．根据权利要求6中的检测器，其中L是16。

9．根据权利要求1中的检测器，其中的数字信号处理器运用快速付里叶变换计算离散付里叶变换。

10．根据权利要求1中的检测器，其中的数字信号处理器还平均从多个取样点所获得的多个标识定指数，以确定频偏。

11．根据权利要求1中的检测器，其中的数字信号处理器包括一组滤波器，对应每个频率一个滤波器，以确定最高幅值。

12．在具有PN调制的直接序列扩频信号中，检测载波频偏的方法，包括如下步骤：

接收PN调制信号；

以预先决定的取样间隔从接收的信号抽取一组取样点；

通过与选择的本地产生PN码的PN码相位位置的相关，解扩接收信号；

在一组子停留间隔上积分该解扩信号；

对该组子停留间隔的每个做离散付里叶变换，并由此产生一组频率取样点，每个频率取样点都有一个取样点指数和幅度；

比较该组的每个频率取样点群的幅度，并确定最高幅度，对于该频率取样点的取样指数具有最高的幅度；

将最高幅度值与幅度门限标准相比较，如果满足，则宣布同步，如果不满足，则存在频偏，并重复如下步骤：解扩散，积分，做离散付里叶变换，比较新选的PN码相位位置，直到获得同步。

13．根据权利要求12中的方法，其中做离散付里叶变换的步骤包含计算快速付里叶变换。

14．根据权利要求12中的方法，还包括判断该组子停留间隔的量是否是2的幂次，如果不是，对包含子停留间隔值的相关向量进行零填充，以获得是2的幂次的向量长度。

15．根据权利要求14中的方法，其中该向量长度等于该组频率取样的数量。

16．根据权利要求15中的方法，其中，该组频率取样的数量是8。

17．根据权利要求15中的方法，其中该组频率取样的数量是16。

18．根据权利要求12中的方法，其中比较每个频率取样点幅度的步骤包括通过一组滤波器过滤该幅度。

19．根据权利要求12中的方法，还包括在存储器中存储最高幅度及对应的取样点指数。

20．根据权利要求12中的方法，还包括在获得同步之后，估算载波频偏，包括如下步骤：

对于一组迭代重复如下步骤：对一组取样的抽取，解扩接收的信号，积分解扩的信号，在获得同步位置运用PN码相位位置做多次离散付里叶变换；

在存储区中存储与每个迭代最高幅度相对应的取样指数；

计算该组迭代的平均取样指数。

21．在具有PN检测器和数字信号处理器的移动电话接收器中，在接收PN码调制信号中，一种检测和估算载波频偏的方法，该方法包括：

(a)接收模拟的接收信号；

(b)将模拟的接收信号转换成数字信号；

(c)以预先决定的取样间隔从该数字信号抽取停留取样；

(d)在该PN检测器中，在选取的PN码相位位置处相关该停留取样，解扩并积分该停留取样，以产生具有一组子停留值的相关向量；

(e)在该数字信号处理器中，对该子停留组的每个快速付里叶变换，以产生一组频率值，每个频率值都有一个幅度和一个取样指数；

(f)确定在该组频率值中的最高幅度和它的对应的取样指数；

(g)将该最高幅度与门限标准相比较；

(h)若最高幅度满足了门限标准，则同步；

(i)若最高幅度未满足门限标准，则有频率偏移，并在PN检波器中，选择一个不同的PN码相位位置，重复(d)到(g)步骤，直到在该组频率值中的最高幅度满足门限标准为止；

(j)在已宣布同步的选取PN码相位位置，对于一组迭代重复从(d)到(g)的步骤；

(k)对于该组迭代，平均与每一迭代的最高幅度对应的采样点指数

22．根据权利要求21中的方法，还包括判断该组子停留值的量是否为2的幂，如果不是，对相关向量进行零填充，直到向量长度是2的幂。

23．根据权利要求22中的方法，其中向量长度等于该组频率取样点的数量。

24．根据权利要求23中的方法，其中该组频率取样点的数量是8。

25．根据权利要求23中的方法，其中该组频率取样点的数量是16。

26．根据权利要求21中的方法，还包括将所述最高幅度和其相应的取样指数存储在存储器中。

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