CN103364802A - 一种基于双通道联合利用的tddm扩频导航信号捕获方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于双通道联合利用的TDDM扩频导航信号捕获方法。该方法首先利用本地无数据调制的扩频码序列，产生+1和-1导航电文分别调制后的两路本地扩频序列。采用方案一，则分别将两路扩频码序列与基带信号进行分段相关，集齐N组相关数据进行FFT运算，结果取模后选取两个通道的最大峰值进行叠加，得到联合判决量；采用方案二，则先将两个通道的I路积分值和Q路积分值分别相加，再集齐N组数据进行FFT运算，结果取模后得到捕获判决量。通过检测判决量与捕获门限值的大小来判断接收信号相位是否已被搜索到：若判决量小于捕获门限值，则认为信号尚未搜索到，捕获控制单元按照既定的搜索步长调节码数控振荡器，继续在下一个搜索单元进行信号相位搜索和检测；反之，若超过，则信号被搜索到，接收机判定信号捕获成功。

Description

一种基于双通道联合利用的TDDM扩频导航信号捕获方法

技术领域

本发明属于导航定位技术领域，具体涉及一种TDDM导航信号的捕获方法。

背景技术

随着新一代卫星导航***信号体制的完善，导航信号的扩频方式有了新的发展。TDDM(TimeDivisionDataModulation)技术作为一种新的调制方式，成为了关注的焦点。它不再遵从传统的常规数据调制处理，允许导航信号中无数据信息分量(即导频分量)的存在。这种新调制方式的出现对接收端正确恢复导航电文提出了新的挑战，原有的捕获方法已不再适应新的信号调制方式。因此，TDDM信号捕获方法的研究具有一定的前瞻性和重要的现实意义。

TDDM信号的调制机理如图1所示。其中，PN(t)为输入的扩频码序列，由奇数位码片PN_o(t)和偶数位码片PN_e(t)构成；d(t)为导航电文数据信息，PN_TDDM(t)为经过TDDM调制后输出的扩频码序列。可见，扩频码序列中的奇数位由扩频码与基带数据信息进行模二加运算得到，而偶数位码片无数据信息。

以导航电文数据速率为50bps、扩频伪码速率为10.23MHz的扩频信号为例，TDDM信号扩频结果如图2所示。当导航电文为+1时，无论扩频码为奇数位还是偶数位，调制后的扩频码输出等于扩频码本身；当导航电文为-1时，若扩频码为奇数位，则调制后的扩频码输出等效于扩频码相位翻转180度，若扩频码为偶数位，则调制后的扩频码输出等于扩频码本身，即PN_TDDM(t)可等效为在PN(t)序列上调制了一个方波信号，PN(t)的码率为方波信号频率的2倍。

目前，常用的TDDM扩频信号捕获方法是直捕法。本地产生两路扩频码序列，分别为导航电文为+1和-1时经TDDM调制后的扩频码序列，称之为+1扩频码序列和-1扩频码序列。接收信号分别与这两路扩频码序列进行预检测积分，得到捕获判决量，依次串行搜索码相位，若捕获判决量超过门限，则认为捕获成功，捕获到的扩频码序列即为当前的扩频码序列。但直捕法存在跨符号积分的风险，在最坏的情况下，预检测积分时间内+1和-1扩频码序列各持续一半时间，则捕获判决量将会减小至无跨符号积分时捕获判决量的一半，信噪比损失3dB，影响判决结果。故需要研究对于数据调制不敏感的TDDM信号捕获方法。

发明内容

本发明针对现有技术存在的上述不足，提供了一种TDDM扩频导航信号的捕获方法。该方法对数据调制不敏感，可有效处理捕获过程中存在的跨符号积分问题。本发明利用+1扩频序列和-1扩频序列所构成的双通道进行联合捕获，给出了联合捕获方法的两种实现方式，如图3和图4所示。

本发明提出一种基于双通道联合利用的TDDM扩频导航信号捕获方法，包括两种实现方案，具体步骤如下：

步骤-：扩频导航信号经天线接收送入射频前端处理，经过ADC量化得到数字中频信号，将其与接收机内部生成的同相载波和正交载波相乘，除去中频，得到同相基带信号i(k)和正交基带信号q(k)，如下所示。其中a为信号幅度，D(k)为导航电文，pn(k)为扩频码，T_s为采用间隔，f_e和φ_e分别为多普勒频偏和残余相位。

i(k)＝aD(k)pn(k)cos(2πf_ekT_s+φ_e)

q(k)＝aD(k)pn(k)sin(2πf_ekT_s+φ_e)

步骤二：基于本地无数据调制的扩频码序列，生成由+1和-1导航电文分别调制后的两路本地扩频序列，记为pn₊₁₍k)和pn_-1(k)。

步骤三：分别将+1、-1两路扩频码序列和基带信号进行相关运算，剥离信号中携带的扩频码，得到双通道的同相和正交相关值，分别记为I₊₁(n)、Q₊₁(n)和I_-1(n)、Q_-1(n)，如下所示。其中T_coh＝mT_s为预检测积分时间，

$R_{+1}\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{\mathrm{mTs}}\underset{\mathrm{nm}{T}_s}{\overset{(n+1)\mathrm{mTs}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{pn}\left(k\right)\·{\mathrm{pn}}_{+1}(k+\mathrm{\τ})\mathrm{Ts},R_{-1}\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{\mathrm{mTs}}\underset{\mathrm{nm}{T}_s}{\overset{(n+1)\mathrm{mTs}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{pn}\left(k\right)\·{\mathrm{pn}}_{-1}(k+\mathrm{\τ})\mathrm{Ts}.$

I₊₁(n)＝aD(n)R₊₁(τ)sinc(f_eT_coh)cosφ_e

Q₊₁(n)＝aD(n)R₊₁(τ)sinc(f_eT_coh)sinφ_e

I_-1(n)＝aD(n)R_-1(τ)sinc(f_eT_coh)cosφ_e

Q_-1(n)＝aD(n)R_-1(τ)sinc(f_eT_coh)sinφ_e

步骤四：若采用实现方案一，针对两个通道分别集齐N组相关数据进行FFT运算，将运算结果取模，挑选最大峰值得到+1、-1通道捕获判决量A₊₁＝max(|FFT(I₊₁+jQ₊₁)|)和A_-1＝max(|FFT(I_-1+jQ_-1)|)。联合+1、-1通道捕获判决量A₊₁和A_-1获得最终判决值A＝A₊₁+A_-1。在跨符号积分情况下，单通道捕获判决量A₊₁、A_-1和联合捕获判决量A随-1导航电文持续时间所占积分时间百分比的变化曲线如图5所示。由图可知，只取单通道的捕获判决量A₊₁或A_-1，在存在跨符号积分时，最坏情况下会有3dB的信噪比损失；而采用联合捕获判决法则可有效降低信噪比损失，消除跨符号积分带来的影响，提升捕获鲁棒性。

若采用实现方案二，先将两个通道的同相数据分量和正交数据分量分别相加，集齐N组相关数据进行FFT运算，将运算结果取模，挑选最大值得到捕获判决量A＝max(|FFT((I₊₁+I_-1)+j(Q₊₁+Q_-1))|)。相较于实现方案一，该方案先进行双通道的I/Q分量相干叠加，送入FFT后取模，这样在噪声抑制性能上优于第一种方案(单通道捕获判决量A₊₁和A_-1均引入了非零的噪声量，由此获得的联合判决量含两次非零噪声量，且无法抵消)，仿真结果如图6所示。该方案的本质在于，利用双通道I/Q两路相关结果的叠加，从而消除+1、-1数据分量，仅保留下导频分量，因此也避免了跨符号积分，同样提升了捕获性能。

上述两种实现方案均可消除跨符号积分带来的影响，其中方案二在噪声抑制性能方面优于方案一。另外，采用分段相关结合FFT方法的好处在于可以实现一个码相位的所有频率间隔的一次性全部搜索，导航信号的频率、码相位二维搜索降为一维搜索，大大提高相位搜索速度，缩短捕获时间。

步骤五：通过检测A的大小来判断接收信号码相位是否已被搜索到：若判决值A小于捕获门限值Thr，则信号尚未被检索到，于是接收机的捕获控制单元按照既定的搜索步长调节码数控振荡器，继续在下一个搜索单元进行信号搜索和检测；反之，若A超过Thr，则信号被搜索到，接收机确认信号捕获成功，开始启动跟踪。

在给定判决阈值Thr的条件下，传统直捕方法的捕获概率和虚警概率的关系为：

在本发明的双通道联合捕获方法中，方案一的捕获和虚警概率为： $P_{\mathrm{fa}}=[1+\frac{\mathrm{Thr}}{{2\mathrm{\σ}}^2}]e^{-\frac{\mathrm{Thr}}{{2\mathrm{\σ}}^2}},$ $P_d=Q_2(\sqrt{2\mathrm{SNR}},\frac{\sqrt{\mathrm{Thr}}}{\mathrm{\σ}}),$ 方案二的捕获和虚警概率为： $P_{\mathrm{fa}}=e^{-\frac{\mathrm{Thr}}{2{\mathrm{\σ}}^2}},$ $P_d=Q_1(\sqrt{2\mathrm{SNR}},\frac{\sqrt{\mathrm{Thr}}}{\mathrm{\σ}}).$ 在虚警概率为10^-3，相干积分时间为2ms的仿真条件下，得到双通道联合捕获方法的捕获性能如图7所示。从图中可以看出，方案一与传统的直捕方案相比，有较大的信噪比提升，方案二与方案一相比，捕获性能得到进一步提升。

本发明的优点在于：方案一继承了直捕法的基本思想，并进行了一定的改进，在不增加硬件资源开销的前提下，通过双通道联合捕获的方法克服了直捕法所存在的跨符号积分问题，捕获性能得到较大提升；方案二在方案一的基础上做了进一步改进，其特点在于先得到双通道相干叠加的的I/Q分量，具有更好地噪声抑制性能，同时资源开销减少约为一半。

附图说明

图1是TDDM信号的调制机理示意图。

图2是TDDM信号扩频结果示意图。

图3是双通道联合捕获方法实现方案一。

图4是双通道联合捕获方法实现方案二。

图5是双通道捕获判决量示意图。

图6是双通道联合捕获法实现方案对比。

图7是双通道联合捕获方法性能仿真。

图8是双通道联合捕获法判决量分布图。

具体实施方式

本发明提出一种基于双通道联合利用的TDDM扩频导航信号捕获方法，以TDDM-QPSK(10)信号为例，下面将对本发明做详细的说明。

扩频导航信号信号由安捷伦E4438C矢量信号发生器产生，中频为46.45MHz，并添加最大不超过12kHz的多普勒频偏，扩频码周期为10230个码片，扩频码速率为10.23MHz，比特速率为50bps。该发明包括以下几个步骤：

步骤一：模拟中频信号经过62MHz的ADC采样量化得到数字中频信号，将其与接收机内部生成的15.55MHz的同相载波和正交载波相乘，并经过128阶3dB带宽为12MHz的FIR滤波器滤波，得到同相基带信号i(k)和正交基带信号q(k)，如下所示。其中a为信号幅度，D(k)为导航电文，pn(k)为扩频码，T_s为采用间隔，f_e和φ_e分别为多普勒频偏和残余相位。

i(k)＝aD(k)pn(k)cos(2πf_ekT_s+φ_e)

q(k)＝aD(k)pn(k)sin(2πf_ekT_s+φ_e)

步骤二：基于本地无数据调制的扩频码序列，生成由+1和-1导航电文分别调制后的两路本地扩频序列，记为pn₊₁(k)和pn_-1(k)。其中，本地扩频码序列为周期长度为10230个码片的码流。

步骤三：分别将+1、-1两路扩频码序列和基带信号进行相关运算，剥离信号中携带的扩频码，得到+1、-1扩频通道的同相和正交相关数据，分别记为I₊₁(n)、Q₊₁(n)和I_-1(n)、Q_-1(n)，如下所示。其中积分点数取为m＝256点， $T_s=\frac{1}{62\mathrm{MHz}},$ 故 $T_{\mathrm{coh}}=\frac{256}{62\mathrm{MHz}}=4.13\mathrm{\μs},$

$R_{+1}\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{\mathrm{mTs}}\underset{\mathrm{nm}{T}_s}{\overset{(n+1)\mathrm{mTs}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{pn}\left(k\right)\·{\mathrm{pn}}_{+1}(k+\mathrm{\τ})\mathrm{Ts},R_{-1}\left(\mathrm{\τ}\right)=\frac{1}{\mathrm{mTs}}\underset{\mathrm{nm}{T}_s}{\overset{(n+1)\mathrm{mTs}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{pn}\left(k\right)\·{\mathrm{pn}}_{-1}(k+\mathrm{\τ})\mathrm{Ts}.$

I₊₁(n)＝aD(n)R₊₁(τ)sinc(f_eT_coh)cosφ_e

Q₊₁(n)＝aD(n)R₊₁(τ)sinc(f_eT_coh)sinφ_e

I_-1(n)＝aD(n)R_-1(τ)sinc(f_eT_coh)cosφ_e

Q_-1(n)＝aD(n)R_-1(τ)sinc(f_eT_coh)sinφ_e

步骤四：若采用实现方案一，针对两个通道分别集齐512组相关数据进行512点FFT运算，故总的相干积分时间为T_coh＝4.13μs×512＝2.12ms。将FFT运算结果取模，挑选最大峰值作为+1、-1通道的捕获判决量，分别为A₊₁＝max(|FFT(I₊₁+jQ₊₁)|)和A_-1＝max(|FFT(I_-1+jQ_-1)|)。联合+1、-1通道捕获判决量A₊₁和A_-1获得最终判决值A＝A₊₁+A_-1。

若采用实现方案二，先将两个通道的I路积分值和Q路积分值分别相加，集齐512组相关数据进行FFT运算，总积分时间同样为2.12ms。将运算结果取模，挑选最大值作为捕获判决量A＝max(|FFT((I₊₁+I_-1)+j(Q₊₁+Q_-1))|)。

步骤五：通过检测A的大小来判断接收信号码相位是否已被搜索到：若判决值A小于捕获门限值A_Threshold，则信号尚未被搜索到，于是接收机的捕获控制单元按照既定的搜索步长调节码数控振荡器，继续在下一个搜索单元进行信号搜索和检测；反之，若A超过A_Threshold，则信号被搜索到，接收机确认信号捕获成功，将捕获到的码相位和多普勒值传递给跟踪环路，完成信号解调。

在该例子中，根据上述参数设置和步骤，可以得到本发明所使用的双通道联合捕获方法的捕获判决量分布图如图8所示。可见，本发明可顺利完成对于TDDM信号的捕获。

Claims (6)

1.一种基于双通道联合利用的TDDM扩频导航信号捕获方法，其特征包括以下五个步骤： 

步骤A：扩频导航信号数字采样； 

步骤B：基于本地无数据调制的扩频码序列，生成由+1和-1导航电文分别调制后的两路本地扩频序列； 

步骤C：分别将+1、-1两路扩频码序列和基带信号进行相关运算，剥离信号中携带的扩频码，得到+1、-1扩频通道的同相和正交相关值； 

步骤D：采用方案一，两个通道分别集齐N组相关数据进行FFT运算，将运算结果取模，挑选最大峰值得到+1、-1通道捕获判决量，并联合该双通道捕获判决量得到最终判决值；采用方案二，将两个通道的相关值分别相加，然后集齐N组相关数据进行FFT运算，结果取模，从中挑出最大峰值作为捕获判决量； 

步骤E：对捕获判决量进行判决。 

2.根据权利要求1所述的双通道联合利用的TDDM扩频导航信号捕获方法，其特征在于：步骤A中提取的基带信号为其中D(k)为二进制调制信息，pn(k)为扩频码序列，f_e为多普勒频偏，T_s为采样周期，φ_e为载波相位。 

3.根据权利要求1所述的双通道联合利用的TDDM扩频导航信号捕获方法，其特征在于：步骤B中生成+1和-1调制的两路本地扩频序列流。 

4.根据权利要求1所述的双通道联合利用的TDDM扩频导航信号捕获方法，其特征在于：步骤C中将两路扩频码序列流和基带信号进行相关运算，剥离信号携带的扩频码，得到双通道的同相和正交相关值。 

5.根据权利要求1所述的双通道联合利用的TDDM扩频导航信号捕获方法，其特征在于：步骤D中方案一获得+1、-1通道捕获判决量 

A₊₁＝max(|FFT(I₊₁+jQ₊₁)|)和A_-1＝max(|FFT(I_-1+jQ_-1)|)，联合+1、-1通道捕获判决量A₊₁和A_-1获得最终判决值A＝A₊₁+A_-1；方案二获得双通道联合捕获判决量A＝max(|FFT((I₊₁+I_-1)+j(Q₊₁+Q_-1))|)。 

6.根据权利要求1所述的双通道联合利用的TDDM扩频导航信号捕获方法， 其特征在于：步骤E中比较捕获判决量与判决门限值，若小于门限值，则重新执行步骤B。 

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