CN118235322A - 电力转换装置及其制造方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供电力转换装置及其制造方法，能够在宽频带中得到阻抗平衡的效果，能够有效地抑制共模电流引起的噪声。在正极侧的寄生电容产生点(P)与框体(15)之间连接电阻(33R)，在负极侧的寄生电容产生点(N)与框体(15)之间连接电阻(34R)。在将正极侧路径(16)的电感的阻抗设为Zv，将负极侧路径(17)的电感的阻抗设为Zg，将包含正极侧的寄生电容产生点(P)与框体(15)之间的电容和电阻(33R)的阻抗设为Zt，将包含负极侧的寄生电容产生点(N)与框体(15)之间的电容和电阻(34R)的阻抗设为Zb时，基于由Zv、Zg、Zt和Zb构成的电桥电路的平衡条件，来设定Zt和Zb。

Description

电力转换装置及其制造方法

技术领域

本发明涉及将使用开关元件转换后的输出施加于负载的电力转换装置及其制造方法。

背景技术

在通过开关元件的开关，从直流电源生成三相交流输出并施加于电机(负载)的逆变器、生成升压的直流输出并施加于负载的升压转换器等电力转换装置中，由于开关动作引起的急剧的电压变动，经由电机(负载)与框体(基准电位导体)之间的寄生电容(寄生耦合)流出到框体的共模电流(噪声)变多。因此，以往采用如下对策：在控制基板的电源输入部搭载由共模线圈、Y电容器(共模电容器)构成的大型EMI滤波器，使经由寄生电容流出到框体的共模电流(噪声)回流到开关元件(噪声源)，实现噪声的降低(例如参照专利文献1)。

但是，在上述噪声对策中，由于不能否认噪声对策部件的大型化和包含控制基板的产品自身的大型化，所以还开发了如下对策：使用电桥电路，对作为噪声源的开关元件取得周边的阻抗的平衡(balance)，降低噪声流出源与噪声测定点的电位差，其结果是降低了共模电流(噪声)(例如参照专利文献2～4)。

专利文献1：日本特许第5091521号公报

专利文献2：日本特开2010-73792号公报

专利文献3：日本特开2009-38961号公报

专利文献4：WO2018/021510号公报

但是，在以往的对策中，由于为了取得阻抗的平衡而附加的电容(电容器)、寄生电容的频率特性，在共振点附近难以取得平衡，其结果是存在能够取得平衡的频率的频带(得到阻抗平衡的效果的频带)变窄的问题。

发明内容

本发明是为了解决上述现有技术的课题而完成的，其目的在于提供能够在宽频带中得到阻抗平衡的效果，能够有效地抑制共模电流引起的噪声的电力转换装置及其制造方法。

权利要求1的发明的电力转换装置将通过开关元件的开关而转换的输出施加于负载，电力转换装置具备：从直流电源的正极侧到开关元件的正极侧路径；从直流电源的负极侧到开关元件的负极侧路径；正极侧附加电阻，连接在正极侧的寄生电容产生点P与基准电位导体之间；以及负极侧附加电阻，连接在负极侧的寄生电容产生点N与基准电位导体之间，在将正极侧路径的电感的阻抗设为Zv，将负极侧路径的电感的阻抗设为Zg，将包含正极侧的寄生电容产生点P与基准电位导体之间的电容和正极侧附加电阻的阻抗设为Zt，将包含负极侧的寄生电容产生点N与基准电位导体之间的电容和负极侧附加电阻的阻抗设为Zb时，基于由阻抗Zv、Zg、Zt和Zb构成的电桥电路的平衡条件，来设定阻抗Zt和Zb。

权利要求2的发明的电力转换装置在上述发明的基础上，平衡条件是指Zb×Zv＝Zg×Zt的关系成立或Zb×Zv＝Zg×Zt的关系基本成立。

权利要求3的发明的电力转换装置在上述各发明的基础上，电力转换装置具备与正极侧附加电阻串联连接的正极侧附加电容、以及与负极侧附加电阻串联连接的负极侧附加电容中的任意一方或双方。

权利要求4的发明的电力转换装置在上述各发明的基础上，电力转换装置具备与正极侧附加电阻串联连接的正极侧附加电感器、以及与负极侧附加电阻串联连接的负极侧附加电感器中的任意一方或双方。

权利要求5的发明的电力转换装置在上述发明的基础上，与正极侧附加电感器和/或负极侧附加电感器并联连接有电阻。

权利要求6的发明的电力转换装置在权利要求4或5的发明的基础上，与正极侧附加电阻和正极侧附加电感器的串联电路、和/或负极侧附加电阻和负极侧附加电感器的串联电路并联连接有电阻。

权利要求7的发明的电力转换装置在上述各发明的基础上，电力转换装置具备连接在直流电源与开关元件之间的EMI滤波器，该EMI滤波器具备分别与正极侧路径和负极侧路径连接的常模线圈。

权利要求8的发明的电力转换装置在上述各发明的基础上，电力转换装置具有上臂的开关元件和下臂的开关元件，正极侧路径连接直流电源的正极侧和上臂的开关元件的高电位侧端子，负极侧路径连接直流电源的负极侧和下臂的开关元件的低电位侧端子，电力转换装置具备连接在中间路径与负载之间的中间附加阻抗，中间路径连接上臂的开关元件的低电位侧端子和下臂的开关元件的高电位侧端子。

权利要求9的发明的电力转换装置在上述发明的基础上，电力转换装置具有各相的上臂的开关元件和下臂的开关元件，将三相交流输出施加于作为负载的电机。

权利要求10的发明的电力转换装置在权利要求8或9的发明的基础上，中间附加阻抗由常模线圈、三相共模线圈和铁氧体磁芯中的任意一个、两个的组合或全部而构成。

权利要求11的发明的电力转换装置的制造方法在制造将通过开关元件的开关而转换的输出施加于负载的电力转换装置时，在直流电源的正极侧的寄生电容产生点P与基准电位导体之间连接正极侧附加电阻，并且在直流电源的负极侧的寄生电容产生点N与基准电位导体之间连接负极侧附加电阻，在将从直流电源的正极侧到开关元件的正极侧路径的电感的阻抗设为Zv，将从直流电源的负极侧到开关元件的负极侧路径的电感的阻抗设为Zg，将包含正极侧的寄生电容产生点P与基准电位导体之间的电容和正极侧附加电阻的阻抗设为Zt，将包含负极侧的寄生电容产生点N与基准电位导体之间的电容和负极侧附加电阻的阻抗设为Zb时，以使由阻抗Zv、Zg、Zt和Zb构成的电桥电路的平衡条件成立或基本成立的方式，来设定阻抗Zt和Zb。

权利要求12的发明的电力转换装置的制造方法在上述发明的基础上，使作为平衡条件的Zb×Zv＝Zg×Zt的关系成立或使Zb×Zv＝Zg×Zt的关系基本成立。

权利要求13的发明的电力转换装置的制造方法在权利要求11或12的发明的基础上，与正极侧附加电阻串联连接正极侧附加电容和/或与负极侧附加电阻串联连接负极侧附加电容，并且以使由阻抗Zv、Zg、Zt和Zb构成的电桥电路的平衡条件成立或基本成立的方式，来选择正极侧附加电阻和负极侧附加电阻的电阻值、以及正极侧附加电容和/或负极侧附加电容的电容。

权利要求14的发明的电力转换装置的制造方法在权利要求11至13的发明的基础上，与正极侧附加电阻串联连接正极侧附加电感器和/或与负极侧附加电阻串联连接负极侧附加电感器，并且以使由阻抗Zv、Zg、Zt和Zb构成的电桥电路的平衡条件成立或基本成立的方式，来选择正极侧附加电阻和负极侧附加电阻的电阻值、以及正极侧附加电感器和/或负极侧附加电感器的电感。

权利要求15的发明的电力转换装置的制造方法在上述发明的基础上，与正极侧附加电感器和/或负极侧附加电感器并联连接电阻。

权利要求16的发明的电力转换装置的制造方法在权利要求14或15的发明的基础上，与正极侧附加电阻和正极侧附加电感器的串联电路、和/或负极侧附加电阻和负极侧附加电感器的串联电路并联连接电阻。

在权利要求1和权利要求11的发明中，在将通过开关元件的开关而转换的输出施加于负载的电力转换装置中，在直流电源的正极侧的寄生电容产生点P与基准电位导体之间连接正极侧附加电阻，并且在直流电源的负极侧的寄生电容产生点N与基准电位导体之间连接负极侧附加电阻，在将从直流电源的正极侧到开关元件的正极侧路径的电感的阻抗设为Zv，将从直流电源的负极侧到开关元件的负极侧路径的电感的阻抗设为Zg，将包含正极侧的寄生电容产生点P与基准电位导体之间的电容和正极侧附加电阻的阻抗设为Zt，将包含负极侧的寄生电容产生点N与基准电位导体之间的电容和负极侧附加电阻的阻抗设为Zb时，以使由阻抗Zv、Zg、Zt和Zb构成的电桥电路的平衡条件成立或基本成立的方式，来设定阻抗Zt和Zb，因此能够在正极侧的寄生电容产生点P与基准电位导体之间的电容和负极侧的寄生电容产生点N与基准电位导体之间的电容的共振点附近，通过正极侧附加电阻和负极侧附加电阻来补偿阻抗Zt和阻抗Zb急剧下降的不良情况，能够维持阻抗Zt与阻抗Zb的比率。

由此，能够扩展得到阻抗平衡的效果的频带，能够在宽频带中有效地抑制共模电流引起的噪声。

上述的平衡条件如权利要求2和权利要求12的发明那样，Zb×Zv＝Zg×Zt的关系成立或Zb×Zv＝Zg×Zt的关系基本成立。

此外，若如权利要求3和权利要求13的发明那样，与正极侧附加电阻串联连接正极侧附加电容和/或与负极侧附加电阻串联连接负极侧附加电容，并且以使由阻抗Zv、Zg、Zt和Zb构成的电桥电路的平衡条件成立或基本成立的方式，来设定正极侧附加电阻和负极侧附加电阻的电阻值、以及正极侧附加电容和/或负极侧附加电容的电容，则通过正极侧附加电容、负极侧附加电容的电容比寄生电容足够大，从而不受寄生电容的影响就能够取得阻抗平衡。即，通过考虑寄生电容来选定正极侧附加电容、负极侧附加电容的电容，从而不调整寄生电容就能够更容易地取得阻抗平衡。

此外，若如权利要求4和权利要求14的发明那样，与正极侧附加电阻串联连接正极侧附加电感器和/或与负极侧附加电阻串联连接负极侧附加电感器，并且以使由阻抗Zv、Zg、Zt和Zb构成的电桥电路的平衡条件成立或基本成立的方式，来设定正极侧附加电阻和负极侧附加电阻的电阻值、以及正极侧附加电感器和/或负极侧附加电感器的电感，则在频率高的频带中，能够通过正极侧附加电感器与负极侧附加电感器的电感的比率来维持阻抗Zt与阻抗Zb的比率。由此，能够进一步扩展得到阻抗平衡的效果的频带。

此外，若如权利要求5和权利要求15的发明那样，与正极侧附加电感器和/或负极侧附加电感器并联连接电阻，则在高频区域中产生了共振的情况下，能够通过电阻抑制共振。

另外，该电阻也可以如权利要求6和权利要求16的发明那样，与正极侧附加电阻和正极侧附加电感器的串联电路、和/或负极侧附加电阻和负极侧附加电感器的串联电路并联连接。

此外，如权利要求7的发明那样，通过在连接于直流电源与开关元件之间的EMI滤波器设置分别与正极侧路径和负极侧路径连接的常模线圈，从而能够抑制常模电流作为共模电流流出到基准电位导体的不良情况。特别是通过在正极侧路径和负极侧路径双方连接常模线圈，从而能够使正极侧和负极侧的阻抗相等并保持平衡度，能够最大限度地发挥阻抗平衡的效果。

此外，如权利要求8的发明那样，在上述各发明的基础上，在具有上臂的开关元件和下臂的开关元件，正极侧路径连接直流电源的正极侧和上臂的开关元件的高电位侧端子，负极侧路径连接直流电源的负极侧和下臂的开关元件的低电位侧端子的电力转换装置的情况下，如果在连接上臂的开关元件的低电位侧端子和下臂的开关元件的高电位侧端子的中间路径与负载之间连接中间附加阻抗，则能够增加经由负载与基准电位导体之间的寄生电容的路径的阻抗，能够降低从该路径流出的共模电流。由此，即使在负载与基准电位导体之间的寄生电容大的情况下，也能够提高阻抗平衡的效果，不搭载大型的EMI滤波器就能够进一步抑制噪声。

特别是通过在中间路径与负载之间连接中间附加阻抗，使经由负载与基准电位导体之间的寄生电容的路径的阻抗足够大，从而基于由阻抗Zv、Zg、Zt和Zb构成的电桥电路的平衡条件，来设定阻抗Zt和Zb，由此取得阻抗平衡(balance)时，能够使与中间阻抗有关的值小到可忽略的程度，容易取得平衡，能够有效地降低噪声。

在这种情况下，如权利要求9那样，在具有各相的上臂的开关元件和下臂的开关元件，将三相交流输出施加于作为负载的电机的电力转换装置中，由于臂中点与基准电位导体之间的寄生电容大，中间阻抗小，所以难以取得平衡，但如上所述连接中间附加阻抗，由此能够有效地解决上述问题。

此外，中间附加阻抗可以如权利要求10的发明那样，由常模线圈、三相共模线圈和铁氧体磁芯中的任意一个、两个的组合或全部而构成。通过设置三相共模线圈和铁氧体磁芯作为中间附加阻抗，从而能够增加共模阻抗而减少共模电流的流出。另一方面，通过设置常模线圈作为中间附加阻抗，从而能够有效地抑制开关浪涌，其结果是抑制了三相线间的模式转换(从常模到共模)，由此能够不容易受到负载与基准电位导体之间的寄生电容的影响。

此外，常模线圈与共模线圈不同，不需要三相线的耦合，因此能够单独地配置，配置上的制约少，与共模线圈的情况相比容易小型化。此外，常模线圈即使不加入三相全部(例如仅两相)，也能得到噪声降低效果，因此具有使用方便的优点。

附图说明

图1是应用了本发明的一个实施例的电力转换装置的电路图。

图2是图1的电力转换装置的逆变器电路和控制基板的电路图。

图3是说明图1的电力转换装置的控制基板(包含汇流条组件)的寄生成分的图。

图4是表示图1的电力转换装置的模型化的电桥电路的图。

图5是说明图3、图4中的阻抗Zt的实施例的图。

图6是说明图3、图4中的阻抗Zb的实施例的图。

图7是说明一般的电容器的阻抗的频率特性的图。

图8是说明仅连接了正极侧附加电容、负极侧附加电容的情况下的阻抗Zt、Zb的频率特性的图。

图9是说明基于图8的情况下的阻抗Zt、Zb的平衡效果频带的图。

图10是说明电容器、电阻和电感器的串联电路的阻抗的频率特性的图。

图11是说明连接了正极侧附加电容、正极侧附加电阻和正极侧附加电感器的串联电路以及负极侧附加电容、负极侧附加电阻和负极侧附加电感器的串联电路的情况下的阻抗Zt、Zb的频率特性的图。

图12是说明基于图11的情况下的阻抗Zt、Zb的平衡效果频带的图。

图13是说明现有的电力转换装置的噪声路径的图。

图14是用于说明图1的电力转换装置的噪声路径的电路图。

图15是说明图3、图4中的阻抗Zt的另一个实施例的图。

图16是说明图3、图4中的阻抗Zb的另一个实施例的图。

具体实施方式

以下，基于附图对本发明的一个实施方式进行详细说明。图1是应用了本发明的一个实施例的电力转换装置1的电路图，图2是逆变器电路2和控制基板11的电路图。

(1)电力转换装置1

实施例的电力转换装置1具备：六个开关元件3～8，由构成三相的逆变器电路2的各相的上下臂的IGBT(也可以是MOSFET)构成(图2)；控制基板11，在印刷布线安装有控制电路(图2)；作为布线构件的汇流条组件12，用于进行后述的电池14、控制基板11、各开关元件3～8和作为负载的电机M之间的布线；以及滤波器基板13。该电力转换装置1将从作为直流电源的车辆的所述电池14供给的直流电转换为三相交流电，并且施加于电机M的定子线圈(未图示)。

本发明中的作为负载的实施例的电机M由IPMSM(Interior Permanent MagnetSynchronous Motor：内置式永磁同步电机)构成，驱动未图示的压缩机构，压缩制冷剂并喷出到未图示的车辆用空气调节装置的制冷剂回路内，该压缩机构收纳在车辆所搭载的未图示的电动压缩机的金属制(例如铝)的框体15内。并且，电力转换装置1一体地设置于电动压缩机的框体15。

(2)电力转换装置1的电路

首先，使用图1对本实施例的电力转换装置1的电路进行说明。16是经由LISN(人工电源网络)与电池14的正极侧(+)连接的正极侧路径，17是经由LISN与电池14的负极侧(﹣)连接的负极侧路径，在这些正极侧路径16和负极侧路径17连接有EMI滤波器18和平滑电容器19。这些EMI滤波器18和平滑电容器19连接在电池14与逆变器电路2的开关元件3～8之间。

所述EMI滤波器18由如下的部件构成：X电容器21，连接在正极侧路径16与负极侧路径17之间；常模线圈22、30，分别与该X电容器21的后级的正极侧路径16和负极侧路径17连接；共模线圈23，与这些常模线圈22、30的后级连接；以及Y电容器26和Y电容器24，在该共模线圈23的后级分别连接在正极侧路径16与框体15之间和负极侧路径17与框体15之间。

并且，这些EMI滤波器18和平滑电容器19配置于滤波器基板13。上述X电容器21是用于降低常模噪声的电容器，Y电容器24、26是用于降低共模噪声的电容器。此外，平滑电容器19是用于使电压纹波平滑并作为阻抗平衡的起点将高频视为短路的电容器。

另外，框体15与车体27(GND)连接。并且，在实施例中，该框体15成为电力转换装置1的基准电位导体。此外，25是与汇流条组件12与平滑电容器19之间的负极侧路径17连接的分流电阻。

(2-1)中间附加阻抗Zm1(常模线圈35、三相共模线圈28和铁氧体磁芯29)

此外，在平滑电容器19的后级的正极侧路径16和负极侧路径17连接有逆变器电路2，在逆变器电路2的后述的中间路径31U～31W与电机M之间依次连接有构成实施例的中间附加阻抗Zm1的常模线圈35、三相共模线圈28和铁氧体磁芯29。这些常模线圈35、三相共模线圈28主要使低频的阻抗增加，铁氧体磁芯29使高频的阻抗增加。铁氧体磁芯29配置在后述的输出路径32U～32W的周围，但在本申请中，该配置也称为连接。此外，常模线圈35在实施例中分别与全部的输出路径32U～32W连接。

(2-2)附加于正极侧的阻抗(电容器33C、电阻33R、电感器33L)和附加于负极侧的阻抗(电容器34C、电阻34R、电感器34L)

此外，在逆变器电路2与平滑电容器19之间的正极侧路径16与框体15(基准电位导体)之间，在实施例中连接有构成图3的正极侧的寄生电容产生点P与框体15之间的阻抗Zt的阻抗平衡用的电容器33C、电阻33R和电感器33L的串联电路，在逆变器电路2与平滑电容器19之间的负极侧路径17与框体15(基准电位导体)之间，在实施例中连接有构成图3的负极侧的寄生电容产生点N与框体15之间的阻抗Zb的阻抗平衡用的电容器34C、电阻34R和电感器34L的串联电路。

上述电容器33C是本发明中的正极侧附加电容，电阻33R是本发明中的正极侧附加电阻，电感器33L是本发明中的正极侧附加电感器，它们包含于阻抗Zt，电容器34C是本发明中的负极侧附加电容，电阻34R是本发明中的负极侧附加电阻，电感器34L是本发明中的负极侧附加电感器，它们包含于阻抗Zb。

另外，在图1中，与寄生电容产生点P、N分离地表示了电容器33C、电阻33R和电感器33L的串联电路以及电容器34C、电阻34R和电感器34L的串联电路，但实际上如图3所示，电容器33C、电阻33R和电感器33L的串联电路连接在正极侧的寄生电容产生点P(上臂开关元件3～5的集电极与正极侧路径16的交点)与框体15之间，电容器34C、电阻34R和电感器34L的串联电路在实施例中经由分流电阻25连接在负极侧的寄生电容产生点N(下臂开关元件6～8的发射极与负极侧路径17的交点)与框体15之间。此外，在图1中为了便于理解，分流电阻25的位置也与负极侧的寄生电容产生点N分离地表示。

并且，这些电容器33C、电阻33R和电感器33L的串联电路、电容器34C、电阻34R和电感器34L的串联电路、以及前述的常模线圈35、三相共模线圈28和铁氧体磁芯29在实施例中配置于汇流条组件12。另外，在图1中，36所示的电容表示逆变器电路2与框体15之间的寄生电容(寄生耦合)，37所示的电容表示电机M与框体15之间的寄生电容(寄生耦合)。

(2-3)逆变器电路2

接着，图2表示逆变器电路2的电路和控制基板11。逆变器电路2具有U相逆变器38U、V相逆变器38V和W相逆变器38W，各相的逆变器38U～38W分别单独地具有前述的上臂侧的开关元件(称为上臂开关元件)3～5和下臂侧的开关元件(称为下臂开关元件)6～8。此外，与各开关元件3～8分别反向并联连接有续流二极管39。

并且，逆变器电路2的上臂开关元件3～5的高电位侧端子与正极侧路径16连接，下臂开关元件6～8的低电位侧端子与负极侧路径17连接。U相逆变器38U的上臂开关元件3的低电位侧端子与下臂开关元件6的高电位侧端子通过中间路径31U连接，该中间路径31U通过输出路径32U与电机M(负载)的U相的定子线圈连接。

此外，V相逆变器38V的上臂开关元件4的低电位侧端子与下臂开关元件7的高电位侧端子通过中间路径31V连接，该中间路径31V通过输出路径32V与电机M(负载)的V相的定子线圈连接。此外，W相逆变器38W的上臂开关元件5的低电位侧端子与下臂开关元件8的高电位侧端子通过中间路径31W连接，该中间路径31W通过输出路径32W与电机M(负载)的W相的定子线圈连接。并且，前述的常模线圈35、三相共模线圈28和铁氧体磁芯29设置在位于中间路径31U～31W与电机M之间的输出路径32U～32W中。另外，对于输出路径32U～32W，铁氧体磁芯29可以如图1中的大四边形所示的那样全相统一配置，也可以如图1中的小四边形所示的那样分别单独配置在各相的输出路径32U～32W的周围。

(2-4)控制基板11

另一方面，控制基板11的控制电路由具有处理器的微型计算机构成，在实施例中，从车辆的ECU输入转速指令值，使用分流电阻25来检测并计算电机M的相电流，基于这些相电流，控制逆变器电路2的各上下臂开关元件3～8的导通/断开状态。具体地说，控制施加于各上下臂开关元件3～8的栅极端子的栅极电压(驱动信号)，将分别连接各相的上下臂开关元件3～8的中间路径31U～31W的电压(相电压)作为三相交流输出，经由输出路径32U～32W施加于电机M的各相的定子线圈，由此驱动该电机M。

(2-5)汇流条组件12

此外，实施例的汇流条组件12是利用硬质树脂对由导电性金属构成的汇流条进行模塑而形成的结构。通过在该汇流条组件12的汇流条连接滤波器基板13、控制基板11、各开关元件3～8、电机M，从而形成电池14、控制基板11、各开关元件3～8、电机M之间的布线。

(2-6)包含汇流条组件12的控制基板11的寄生成分(电感、电容)

接着，使用图3，对电力转换装置1的控制基板11(包含汇流条组件12)的寄生成分进行说明。在图中，Zv是包含汇流条组件12的正极侧路径16(布线)的电感的阻抗，Zg是包含汇流条组件12的负极侧路径17(布线)的电感的阻抗。虽然在正极侧路径16、负极侧路径17也存在其他寄生成分，但是布线的电感占主导地位。

此外，在图中，Zt是包含汇流条组件12的正极侧的寄生电容产生点P(图4)与框体15(基准电位导体)之间的阻抗，Zb是包含汇流条组件12的负极侧的寄生电容产生点N(图4)与框体15之间的阻抗。

实施例的阻抗Zt包含正极侧的寄生电容产生点P与框体15之间的寄生电容和前述的电容器33C(阻抗平衡用的正极侧附加电容)的电容、电阻33R(阻抗平衡用的正极侧附加电阻)的电阻值、以及电感器33L(阻抗平衡用的正极侧附加电感器)的电感。

此外，实施例的阻抗Zb包含负极侧的寄生电容产生点N与框体15之间的寄生电容和前述的电容器34C(阻抗平衡用的负极侧附加电容)的电容、电阻34R(阻抗平衡用的正极侧附加电阻)的电阻值、以及电感器34L(阻抗平衡用的正极侧附加电感器)的电感。

在图中，41的虚线所示的部分是由各开关元件3～8(由开关符号表示)构成的噪声源，42是分支为各相后的正极侧路径16的电感(这也意味着电感占主导地位)，43是PCB图案的电感(这也意味着电感占主导地位)。44是上臂开关元件3～5的集电极与框体15之间的寄生电容，46是下臂开关元件6～8的集电极与框体15之间的寄生电容(这也意味着寄生电容占主导地位)。

48是上臂开关元件3～5的发射极与框体15之间的寄生电容+汇流条与框体15之间的寄生电容(这也意味着寄生电容占主导地位)。49是下臂开关元件6～8的发射极与框体15之间的寄生电容(这也意味着寄生电容占主导地位)。此外，47是输出路径32U～32W的寄生电感(这也意味着电感占主导地位)。

在图中，Zm表示中间阻抗。该中间阻抗Zm是包含上下臂开关元件3～8的集电极或发射极、汇流条组件12的汇流条、电机M的绕组、寄生电容37、43、46、48、寄生电感47的中间路径31U～31W(上臂开关元件3～5与下臂开关元件6～8的中点)与框体15之间的寄生成分，共模电流经由该中间阻抗Zm流出到框体15，产生共模噪声。

另外，在图3中未表示前述的中间附加阻抗Zm1，但在本发明中，如图1的实施例所示，在中间路径31U～31W与电机M之间的输出路径32U～32W追加地连接由常模线圈35、三相共模线圈28和铁氧体磁芯29构成的中间附加阻抗Zm1，相应地中间阻抗Zm的值增大。

(3)通过使阻抗平衡条件(平衡条件)成立来降低噪声

接着，参照图4说明通过使阻抗平衡条件(平衡条件)成立来降低噪声的对策。图4的电桥电路例如是图2中的U相逆变器38U成为噪声源V1时(上臂开关元件3成为噪声源时)的共模等效电路(模型化后的电桥电路)，在图中，Zv是前述的正极侧路径16的电感的阻抗，Zg是负极侧路径17的电感的阻抗，Zt是包含电容器33C的电容、电阻33R的电阻值和电感器33L的电感的正极侧的寄生电容产生点P与框体15(基准电位导体)之间的阻抗，Zb是包含电容器34C的电容、电阻34R和电感器34L的电感的负极侧的寄生电容产生点N与框体15之间的阻抗，Zm是包含中间附加阻抗Zm1的中间阻抗。在此，在下臂开关元件6成为噪声源时，噪声源位于与中间阻抗Zm的交点的下侧。

另外，本发明中的正极侧的寄生电容产生点P在图4的情况下是上臂开关元件3的集电极与正极侧路径16的交点，负极侧的寄生电容产生点N是下臂开关元件6的发射极与负极侧路径17的交点。此外，在图4的情况下，本发明中的正极侧路径16的阻抗Zv是到与上臂开关元件3的集电极的交点为止的正极侧路径16的电感的阻抗，负极侧路径17的阻抗Zg是到与下臂开关元件6的发射极的交点为止的负极侧路径17的电感的阻抗。

此外，在V相逆变器38V成为噪声源V1的情况下，同样地，上臂开关元件4的集电极与正极侧路径16的交点成为正极侧的寄生电容产生点P，下臂开关元件7的发射极与负极侧路径17的交点成为负极侧的寄生电容产生点N。在这种情况下，到与上臂开关元件4的集电极的交点为止的正极侧路径16的电感的阻抗成为Zv，到与下臂开关元件7的发射极的交点为止的负极侧路径17的电感的阻抗成为Zg。

此外，在W相逆变器38W成为噪声源V1的情况下，上臂开关元件5的集电极与正极侧路径16的交点成为正极侧的寄生电容产生点P，下臂开关元件8的发射极与负极侧路径17的交点成为负极侧的寄生电容产生点N。在这种情况下，到与上臂开关元件5的集电极的交点为止的正极侧路径16的电感的阻抗成为Zv，到与下臂开关元件8的发射极的交点为止的负极侧路径17的电感的阻抗成为Zg。

此外，在图4中，Z1表示噪声源V1的上臂的内部阻抗+电感42(图3)，Z2表示噪声源V1的下臂的内部阻抗+电感42。由于电感42微小，并且电容器33C、电阻33R和电感器33L的串联电路与寄生电容44的连接位置大致相同，所以寄生电容44不是包含于Z1而是包含于阻抗Zt。此外，Zr表示从阻抗Zv与阻抗Zg的交点(图4的电桥电路的朝向左侧的起点)到框体15为止的共模阻抗。图4的阻抗Zv与阻抗Zg的交点是电池14(直流电源)侧的起点，是高频短路点。

并且，在图4中，Vc是在作为噪声测定点的LISN侧产生的共模电压。通过电路内部的开关动作所产生的共模电压Vc，在所连接的布线流通共模电流，产生噪声。通过使该共模电压Vc为零或极小的平衡条件(阻抗平衡条件)成立，从而能够消除或显著地降低伴随开关动作而流出的共模电流引起的噪声。

如果根据该电路方程式进行计算，则共模电压Vc能够由以下的式(I)表示。

[数学式1]

另外，关于阻抗Z1，在上臂开关元件3的导通状态下值相对于其他元件较低，因此忽略。

此外，在Zm足够大的情况下，式(I)的分子第二项和分母第二项可以忽略，式(I)能够由下述式(II)表示。

[数学式2]

在此，将式(II)的分子(ZgZt-ZbZv)设为零的条件、即阻抗平衡条件(平衡条件)成为下述式(III)。

Zb×Zv＝Zg×Zt…(III)

即，式(III)意味着成为下述式(IV)。

(Zb×Zv)/(Zg×Zt)＝1…(IV)

因此，在实施例中，通过选择为了取得图1所示的阻抗平衡而连接的电容器33C的电容、电阻33R的电阻值、电感器33L的电感、电容器34C的电容、电阻34R的电阻值、电感器34L的电感的方法，来设定正极侧的寄生电容产生点P与框体15(基准电位导体)之间的阻抗Zt、负极侧的寄生电容产生点N与框体15之间的阻抗Zb，制造使上述式(III)成立或基本成立的电力转换装置1。

另外，基本成立是指虽然不是Zb×Zv＝Zg×Zt，但基本相等(两者之差极小的一定的容许范围A以内)。由此，能够有效地降低噪声。

(3-1)仅利用电容器33C、34C取得阻抗平衡的情况下的问题

另外，如上所述，如图5的(a)所示，实施例的正极侧的寄生电容产生点P与框体15(基准电位导体)之间的阻抗Zt由电容器33C(正极侧附加电容)、电阻33R(正极侧附加电阻)和电感器33L(正极侧附加电感器)的串联电路构成，包含电容器33C的电容、电阻33R的电阻值和电感器33L的电感，以及正极侧的寄生电容产生点P与框体15之间的寄生电容。

此外，如图6的(a)所示，实施例的负极侧的寄生电容产生点N与框体15之间的阻抗Zb由电容器34C(负极侧附加电容)、电阻34R(负极侧附加电阻)和电感器34L(负极侧附加电感器)的串联电路构成，包含电容器34C的电容、电阻34R的电阻值和电感器34L的电感，以及负极侧的寄生电容产生点N与框体15之间的寄生电容。

在此，考察以下情况的问题：作为阻抗Zt的成分，在正极侧的寄生电容产生点P与框体15之间仅连接电容器33C(正极侧附加电容)，作为阻抗Zb的成分，在负极侧的寄生电容产生点N与框体15之间仅连接电容器34C(负极侧附加电容)，来取得阻抗平衡。

例如，在阻抗Zv与阻抗Zg的比率为1：α(α是大于1的值)的情况下，如果选定并连接阻抗Zt与阻抗Zb的比率为1：α的电容的电容器33C(正极侧附加电容)和电容器34C(负极侧附加电容)，则成为Zb×Zv＝Zg×Zt(式(III))，作为(Zb×Zv)/(Zg×Zt)＝1(式(IV))，能够取得阻抗平衡。

但是，通常电容器的阻抗由1/(ωC)决定，因此如图7中Q所示，根据频率而变化，在共振点附近急剧下降。在仅连接有上述电容器33C和电容器34C的情况下也同样如此，如图8中Q2所示，阻抗Zt随频率变化，如Q1所示，阻抗Zb也随频率变化。因此，在阻抗Zt急剧下降之前的频带中，维持阻抗Zt与阻抗Zb的比率，即使能够利用电容器33C、34C的特性取得阻抗平衡，也难以在共振点附近以及比其高的频带中取得平衡。

图9表示其结果。图9中的Q3表示Zb×Zv，Q4表示Zg×Zt，Q5表示所述式(IV)的(Zb×Zv)/(Zg×Zt)。在频率低的频带(图9中的HZ1)中，如上所述，通过选定电容器33C、34C使得成为Zb×Zv＝Zg×Zt(式(III))，从而作为(Zb×Zv)/(Zg×Zt)＝1(式(IV))，能够取得阻抗平衡。

但是，根据图8所示的阻抗Zt、Zb的频率特性，如果频率比频带HZ1高而成为共振点附近，则首先Zg×Zt(Q4)急剧下降，因此(Zb×Zv)/(Zg×Zt)急剧上升。此后，Zg×Zt(Q4)转变为急剧上升，进而此后，这次Zb×Zv(Q3)急剧下降，因此(Zb×Zv)/(Zg×Zt)急剧下降，但在保持Zb×Zv(Q3)小于Zg×Zt(Q4)的关系的状态下，伴随频率的上升引起的阻抗Zv、Zg的阻抗增大，Zg×Zt(Q4)和Zb×Zv(Q3)上升，因此(Zb×Zv)/(Zg×Zt)成为小于1的值，取得阻抗平衡变得极为困难。

(3-2)通过电容器33C、电阻33R、电感器33L的串联电路以及电容器34C、电阻34R、电感器34L的串联电路取得阻抗平衡的优点

另一方面，电阻的阻抗不依赖于频率，电感器的阻抗由ωL决定，因此如前述的实施例那样，在电容器、电阻和电感器的串联电路中，如图10中S所示，在低频率的频带中，电容器的阻抗(1/(ωC))占主导地位。

此后，由于电容器的阻抗伴随频率的上升而逐渐下降，所以整体的阻抗逐渐下降。并且，如果成为电容器的共振点附近的频带，则电容器的阻抗急剧下降，因此在共振点附近，不依赖于频率的电阻的阻抗占主导地位，补偿整体的阻抗，避免急剧下降(图10)。

即，如电容器的共振点附近的频带中的图7、图8那样的急剧的阻抗下降由电阻的阻抗来补偿。此外，如果成为比其高的频率的频带，则这次电感器的阻抗(ωL)占主导地位。

在前述的电容器33C、电阻33R和电感器33L的串联电路以及电容器34C、电阻34R和电感器34L的串联电路的情况下也同样如此。例如，在阻抗Zv与阻抗Zg的比率为1：α(α为大于1的值)的情况下，如果以阻抗Zt与阻抗Zb的比率为1：α的方式，来设定电容器33C(正极侧附加电容)的电容、电阻33R(正极侧附加电阻)的电阻值、电感器33L(正极侧附加电感器)的电感以及电容器34C(正极侧附加电容)的电容、电阻34R(正极侧附加电阻)的电阻值、电感器34L(正极侧附加电感器)的电感，并且选定并连接满足它们的元件，则成为Zb×Zv＝Zg×Zt(式(III))，作为(Zb×Zv)/(Zg×Zt)＝1(式(IV))，能够取得阻抗平衡。

实际上，电容器34C的电容小于电容器33C，电阻33R和电阻34R成为电阻34R的电阻值大于电阻33R的电阻值的元件，电感器33L和电感器34L也成为电感器34L的电感大于电感器33L的电感的元件。在这种情况下，阻抗Zt如图11中S1所示的那样变化，阻抗Zb如S2所示的那样变化。

即，阻抗Zt与阻抗Zb的关系(比率)在低频率的频带中由电容器33C和电容器34C的特性决定，在电容器的共振点附近的频带中由电阻33R与电阻34R的电阻值的比率决定，在比其高的频率的频带中由电感器33L与电感器34L的电感的比率决定，在从低频率的频带到高频率的频带中，成为阻抗Zb(图11的虚线S2)与阻抗Zt(图11的实线S1)的比率被大致保持的形式。因此，在低频率的频带中能够通过电容器特性取得阻抗平衡，在电容器的共振点附近的频带中能够通过电阻比取得阻抗平衡，在比其高的频率的频带中能够通过电感比取得阻抗平衡(图11中表示各频带)。

并且，图12表示以上述方式选定各电容器33C、34C的电容、电阻33R、34R的电阻值和电感器33L、34L的电感，并设定阻抗Zt和阻抗Zb来取得阻抗平衡的情况下的结果。图12中的S3表示Zb×Zv，S4表示Zg×Zt，S5表示所述式(IV)的(Zb×Zv)/(Zg×Zt)。如上所述，通过以成为Zb×Zv＝Zg×Zt(式(III))的方式，来选定各电容器33C、34C的电容、各电阻33R、34R的电阻值、各电感器33L、34L的电感，从而在从频率低的频带到频率高的频带的宽频带(图12中的HZ2)中，使(Zb×Zv)/(Zg×Zt)＝1(式(IV))成立或基本成立，能够取得阻抗平衡。

(3-3)通过阻抗Zt、Zb取得阻抗平衡时的其他例子

另外，在到此为止说明的实施例中，如图5的(a)所示，为了构成正极侧的寄生电容产生点P与框体15(基准电位导体)之间的阻抗Zt，而连接了电容器33C(正极侧附加电容)、电阻33R(正极侧附加电阻)和电感器33L(正极侧附加电感器)的串联电路，但如图5的(b)所示，也可以连接仅有电容器33C和电阻33R的串联电路，电感通过布线的寄生电感的调整来应对。

此外，在低电压的电力转换装置1的情况下，如图5的(c)所示，也可以连接仅有电阻33R和电感器33L的串联电路，电容通过框体15之间的寄生电容的调整来应对。此外，如图5的(d)所示，也可以仅连接电阻33R，电容和电感同样地通过寄生电容和寄生电感的调整来应对。在这些情况下，寄生电容和电阻33R、电感器33L并联地加入，形成附加阻抗。

对于负极侧的寄生电容产生点N与框体15之间的阻抗Zb，在实施例中也如图6的(a)所示，连接电容器34C(负极侧附加电容)、电阻34R(负极侧附加电阻)和电感器34L(负极侧附加电感器)的串联电路而构成，但这也同样如图6的(b)所示，也可以连接仅有电容器34C和电阻34R的串联电路，电感通过布线的寄生电感的调整来应对。

此外，在低电压的电力转换装置1的情况下，如图6的(c)所示，也可以连接仅有电阻34R和电感器34L的串联电路，电容通过框体15之间的寄生电容的调整来应对。此外，如图6的(d)所示，也可以仅连接电阻34R，电容和电感同样地通过寄生电容和寄生电感的调整来应对。在这些情况下，寄生电容和电阻34R、电感器34L并联地加入，形成附加电容。

即，阻抗Zt和阻抗Zb的结构可以采用图5的(a)～(d)中的任意一个与图6的(a)～(d)中的任意一个的可考虑的全部组合来作为实施例。但是，在本发明中必须连接电阻33R和电阻34R。

(3-4)通过阻抗Zt、Zb取得阻抗平衡时的另一例

此外，关于图5的(a)、(c)，也可以与电感器33L(正极侧附加电感器)并联连接电阻。图15表示这种情况下的类型。图15的(a)是仅与图5的(a)的情况下的电感器33L并联连接有电阻33Rs1的例子，图15的(b)是与图5的(a)的情况下的电阻33R(正极侧附加电阻)和电感器33L的串联电路并联连接有电阻33Rs2的例子。

此外，图15的(c)是仅与图5的(c)的情况下的电感器33L并联连接有电阻33Rs1的例子，图15的(d)是与图5的(c)的情况下的电阻33R和电感器33L的串联电路并联连接有电阻33Rs2的例子。另外，在图15的(b)和图15的(d)中，也可以进一步仅与电感器33L并联连接电阻33Rs1(在图15中由虚线表示)。

同样，关于图6的(a)、(c)，也可以与电感器34L(正极侧附加电感器)并联连接电阻。图16表示这种情况下的类型。图16的(a)是仅与图6的(a)的情况下的电感器34L并联连接有电阻34Rs1的例子，图16的(b)是与图6的(a)的情况下的电阻34R(正极侧附加电阻)和电感器34L的串联电路并联连接有电阻34Rs2的例子。

此外，图16的(c)是仅与图6的(c)的情况下的电感器34L并联连接有电阻34Rs1的例子，图16的(d)是与图6的(c)的情况下的电阻34R和电感器34L的串联电路并联连接有电阻34Rs2的例子。另外，在图16的(b)和图16的(d)中，也可以进一步仅与电感器34L并联连接电阻34Rs1(在图16中由虚线表示)。

如此，通过在电感器33L或电感器34L、电阻33R和电感器33L的串联电路或电阻34R和电感器34L的串联电路连接电阻33Rs1、电阻33Rs2、电阻34Rs1、电阻34Rs2，从而在高频区域中产生共振的情况下，能够通过电阻33Rs1、电阻33Rs2、电阻34Rs1、电阻34Rs2来抑制共振。

如上所述，在本发明中，在正极侧的寄生电容产生点P与框体15(基准电位导体)之间连接电阻33R(正极侧附加电阻)，并且在负极侧的寄生电容产生点N与框体15之间连接电阻34R(负极侧附加电阻)，在将正极侧路径16的电感的阻抗设为Zv，将负极侧路径17的电感的阻抗设为Zg，将包含正极侧的寄生电容产生点P与框体15之间的电容和电阻33R的阻抗设为Zt，将包含负极侧的寄生电容产生点N与框体15之间的电容和电阻34R的阻抗设为Zb时，以使由阻抗Zv、Zg、Zt和Zb构成的电桥电路的平衡条件即Zb×Zv＝Zg×Zt的关系成立或基本成立的方式，来设定阻抗Zt和Zb，因此在正极侧的寄生电容产生点P与框体15之间的电容以及负极侧的寄生电容产生点N与框体15之间的电容的共振点附近，通过电阻33R和电阻34R来补偿阻抗Zt和阻抗Zb急剧下降的不良情况，能够维持阻抗Zt与阻抗Zb的比率。

由此，能够扩展得到阻抗平衡的效果的频带，能够在宽频带中有效地抑制共模电流引起的噪声。

在这种情况下，若如实施例那样与电阻33R串联连接电容器33C(正极侧附加电容)和/或与电阻34R串联连接电容器34C(负极侧附加电容)，并且以使由阻抗Zv、Zg、Zt和Zb构成的电桥电路的平衡条件成立或基本成立的方式，来设定电阻33R和电阻34R的电阻值、以及电容器33C和/或电容器34C的电容，则通过使电容器33C、电容器34C的电容比寄生电容足够大，从而能够不受寄生电容的影响而取得阻抗平衡。即，通过考虑寄生电容来选定电容器33C、电容器34C的电容，从而不调整寄生电容就能够更容易地取得阻抗平衡。

此外，若如实施例那样与电阻33R串联连接电感器33L(正极侧附加电感器)和/或与电阻34R串联连接电感器34L(负极侧附加电感器)，并且以使由阻抗Zv、Zg、Zt和Zb构成的电桥电路的平衡条件成立或基本成立的方式，来设定电阻33R和电阻34R的电阻值、以及电感器33L和/或电感器34L的电感，则在频率高的频带中，能够通过电感器33L与电感器34L等的电感的比率来维持阻抗Zt与阻抗Zb的比率。由此，能够进一步扩展得到阻抗平衡的效果的频带。

此外，若如实施例那样与电感器33L(正极侧附加电感器)和/或电感器34L(负极侧附加电感器)并联连接电阻Rs1、Rs2，则在高频区域中产生共振的情况下，能够通过电阻Rs1、Rs2来抑制共振。另外，该电阻Rs1、Rs2也可以与电阻33R和电感器33L的串联电路和/或电阻34R和电感器34L的串联电路并联连接。

此外，通过如实施例那样在EMI滤波器18设置分别与正极侧路径16和负极侧路径17连接的常模线圈22、30，从而能够抑制常模电流作为共模电流流出到框体15的不良情况。特别是通过在正极侧路径16和负极侧路径17双方连接常模线圈22、30，从而能够使正极侧和负极侧的阻抗相等并保持平衡度，能够最大限度地发挥阻抗平衡的效果。

另外，在实施例中，即使在正极侧路径16和负极侧路径17都不连接常模线圈的情况下，也能够保持平衡度，但在这种情况下，无法抑制常模电流作为共模电流流出的不良情况。

(4)连接有中间附加阻抗Zm1的优点

此外，在实施例中，在中间路径31U～31W与电机M之间连接有中间附加阻抗Zm1(常模线圈35、三相共模线圈28、铁氧体磁芯29)。由此，即使在如实施例那样驱动对象为三相电机M的情况下，经由寄生电容37的路径的阻抗也变得足够大。由此，在取得阻抗平衡时，与中间阻抗Zm有关的值、即式(I)的分子第二项和分母第二项小到可忽略的程度，因此容易取得由正极侧的寄生电容产生点P与框体15(基准电位导体)之间的阻抗Zt以及负极侧的寄生电容产生点N与框体15之间的阻抗Zb(在实施例中为电阻33R、34R的电阻值、电容器33C、34C的电容、电感器33L、34L的电感的选定)形成的电桥电路的平衡(balance)，能够容易且有效地降低噪声。

此外，通过如实施例那样在中间路径31U～31W与电机M之间追加地连接中间附加阻抗Zm1(常模线圈35、三相共模线圈28、铁氧体磁芯29)，从而经由寄生电容37的路径的阻抗增加，能够降低从该路径流出的共模电流。由此，即使在电机M与框体15之间的寄生电容37大的情况下，也能够提高阻抗平衡的效果，不搭载大型的EMI滤波器就能够进一步抑制噪声。

此外，在实施例中，由常模线圈35、三相共模线圈28和铁氧体磁芯29构成中间附加阻抗Zm1。通过如此设置三相共模线圈28和铁氧体磁芯29作为中间附加阻抗Zm1，从而能够增加共模阻抗而减少共模电流的流出。另一方面，通过设置常模线圈35作为中间附加阻抗Zm1，从而能够有效地抑制开关浪涌，其结果是抑制了三相线间的模式转换(从常模到共模)，由此能够不容易受到电机M与框体15之间的寄生电容37的影响。

此外，常模线圈35与共模线圈不同，不需要三相线的耦合，因此能够单独地配置，即使在如实施例那样配置于汇流条组件12时，配置上的制约也少，与共模线圈的情况相比容易小型化。另外，常模线圈35也可以不像实施例那样加入全部的输出路径32U～32W(三相)，例如仅加入两相。由此，也得到噪声降低效果，因此具有使用方便的优点。

(4-1)噪声降低效果

接着，参照图13、图14对本发明的噪声降低效果进行说明。图13表示未设置常模线圈35、三相共模线圈28、铁氧体磁芯29、电容器33、34的电力转换装置100的电路图。另外，在该图中由与图1相同的附图标记表示的构件起到相同或同样的功能。

在该图中，N1所示的箭头表示从电机M经由寄生电容37向框体15流出的共模电流(噪声)，N2所示的箭头表示从逆变器电路2经由寄生电容36向框体15流出的共模电流(噪声)，N3所示的箭头表示从框体15经由Y电容器24、26向逆变器电路2的上下臂开关元件3～8回流的共模电流(噪声)，N9所示的箭头表示通过安装于框体15的HV连接器的屏蔽线流入正极侧(+)和负极侧(﹣)的LISN16、17的共模电流(噪声)。此外，N4所示的箭头表示从框体15向车体27流出的共模电流(噪声)，N5～N8所示的箭头表示从车体27经由LISN17、LISN16流入EMI滤波器18的共模电流(噪声)。另外，图中的箭头仅表示单一方向，但实际上共模电流的流动并不单纯，在各场所双向流出/流入。

在图13的电力转换装置100的情况下，从电机M经由寄生电容37流出的共模电流(N1)变大。此外，从该共模电流和逆变器电路2向框体15流出的共模电流(N2)经由Y电容器24、26回流到作为噪声源的逆变器电路2的上下臂开关元件3～8(N3)，但由于Y电容器24、26从电机M、逆变器电路2分离，所以回流路径变长，变得无法充分地得到Y电容器24、26的滤波效果(使共模电流回流的效果)。

另一方面，在实施例中，如图1、图14所示，连接电容器33C、电阻33R、电感器33L、电容器34C、电阻34R、电感器34L而取得阻抗平衡，使共模电压Vc为零或极小，因此能够抑制共模电流(N1)，消除或显著降低噪声。

特别是在实施例中，在中间路径31U～31W与电机M之间连接有中间附加阻抗Zm1(常模线圈35、三相共模线圈28、铁氧体磁芯29)，因此经由寄生电容37的路径的阻抗变得足够大。由此，在取得阻抗平衡时，与中间阻抗Zm有关的值(式(I)的分子第二项和分母第二项)小到可忽略的程度，因此容易取得由正极侧的寄生电容产生点P与框体15(基准电位导体)之间的阻抗Zt以及负极侧的寄生电容产生点N与框体15之间的阻抗Zb的调整、即实施例中的电容器33C的电容、电阻33R的电阻值、电感器33L的电感、电容器34C的电容、电阻34R的电阻值和电感器34L的电感的选定所形成的电桥电路的平衡，能够容易且有效地降低噪声。

此外，如图1、图14所示，通过将电容器33C、电阻33R、电感器33L、电容器34C、电阻34R、电感器34L配置于汇流条组件12，从而得到如下效果：从电机M经由寄生电容37流出的共模电流(N1)和从逆变器电路2向框体15流出的共模电流(N2)中的一部分如图14中箭头N10所示，经由电容器33C、电阻33R和电感器33L的串联电路以及电容器34C、电阻34R和电感器34L的串联电路回流到作为噪声源的逆变器电路3的上下臂开关元件3～8。

汇流条组件12设置在比滤波器基板13更靠近电机M、逆变器电路2的上下臂开关元件3～8的位置，因此通过将这些电容器33C、电阻33R、电感器33L、电容器34C、电阻34R和电感器34L配置于汇流条组件12，从而回流路径变短，能够有效地得到滤波效果。由此，不像以往那样将大型的共模线圈***电源输入部，就能够抑制噪声，能够实现小型化，并且能够有效地抑制噪声。

此外，在实施例中，在逆变器电路2的上下臂开关元件3～8与电机M之间的汇流条组件12配置有常模线圈35、三相共模线圈28和铁氧体磁芯29，因此经由寄生电容37的路径的阻抗增加，经由寄生电容37流出的共模电流(噪声。由箭头N1表示)变小。由此，也变得不需要将大型的共模线圈***电源输入部，能够实现逆变器一体型电动压缩机1的小型化，并且能够有效地实现噪声的抑制。

另外，例如能够通过变更使各开关元件3～8散热的散热器与散热片之间的距离，或者选定集电极与散热器之间的寄生耦合、以及发射极与散热器之间的寄生耦合不同的开关元件，来进行前述的寄生电容的调整。

散热器与散热片之间的距离的变更成为寄生电容的调整，图3的寄生电容44的值改变，因此阻抗Zt改变(调整)。开关元件自身能够根据内部阻抗+寄生电容的值和位置而变更(调整)。如果内部阻抗改变，则图4的Z1、Z2改变，但在阻抗平衡中，Z1、Z2不是占主导地位的主要因素，因此仅寄生电容44改变。

此外，在实施例中，作为中间附加阻抗Zm1，连接了常模线圈35、三相共模线圈28和铁氧体磁芯29，但不限于此，也可以仅连接它们中的任意一个或它们中的两个的组合(常模线圈35和三相共模线圈28的组合、常模线圈35和铁氧体磁芯29的组合、或者三相共模线圈28和铁氧体磁芯29的组合)作为中间附加阻抗Zm1。

此外，在实施例中，在正极侧路径16和负极侧路径17双方连接了常模线圈22、30，但在权利要求7以外的发明中，也可以仅在正极侧路径16和负极侧路径17中的任意一方连接常模线圈(22或30)。

此外，在实施例中，利用由电力转换装置1驱动电动压缩机的电机M的三相逆变器对本发明进行了说明，但在权利要求9以外的发明中不限于此，例如，本发明在对单一的开关元件进行开关而升压，并且将升压后的直流电压施加于负载的升压转换器等的电源电路(电力转换装置)中也有效。

附图标记说明

1 电力转换装置

2 逆变器电路

3～8上下臂开关元件

11控制基板

14电池(直流电源)

15框体(基准电位导体)

16 正极侧路径

17 负极侧路径

18EMI滤波器

22、30常模线圈

28三相共模线圈(Zm1)

29铁氧体磁芯(Zm1)

31U～31W中间路径

32U～32W输出路径

33C电容器(正极侧附加电容)

33L电感器(正极侧附加电感器)

33R电阻(正极侧附加电阻)

33Rs1、33Rs2、34Rs1、34Rs2电阻

34C电容器(负极侧附加电容)

34L电感器(负极侧附加电感器)

34R电阻(负极侧附加电阻)

35常模线圈(Zm1)

M电机(负载)

N负极侧的寄生电容产生点

P正极侧的寄生电容产生点

Zb负极侧的寄生电容产生点N与框体15之间的阻抗

Zg负极侧路径的电感的阻抗

Zm 中间阻抗

Zm1 中间附加阻抗

Zt正极侧的寄生电容产生点P与框体15之间的阻抗

Zv正极侧路径的电感的阻抗。

Claims (16)

1.一种电力转换装置，将通过开关元件的开关而转换的输出施加于负载，所述电力转换装置的特征在于，具备：

从直流电源的正极侧到所述开关元件的正极侧路径；

从所述直流电源的负极侧到所述开关元件的负极侧路径；

正极侧附加电阻，连接在正极侧的寄生电容产生点P与基准电位导体之间；以及

负极侧附加电阻，连接在负极侧的寄生电容产生点N与所述基准电位导体之间，

在将所述正极侧路径的电感的阻抗设为Zv，

将所述负极侧路径的电感的阻抗设为Zg，

将包含所述正极侧的寄生电容产生点P与所述基准电位导体之间的电容和所述正极侧附加电阻的阻抗设为Zt，

将包含所述负极侧的寄生电容产生点N与所述基准电位导体之间的电容和所述负极侧附加电阻的阻抗设为Zb时，

基于由所述阻抗Zv、Zg、Zt和Zb构成的电桥电路的平衡条件，来设定所述阻抗Zt和Zb。

2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于，所述平衡条件是指Zb×Zv＝Zg×Zt的关系成立或Zb×Zv＝Zg×Zt的关系基本成立。

3.根据权利要求1或2所述的电力转换装置，其特征在于，所述电力转换装置具备与所述正极侧附加电阻串联连接的正极侧附加电容、以及与所述负极侧附加电阻串联连接的负极侧附加电容中的任意一方或双方。

4.根据权利要求1至3中任意一项所述的电力转换装置，其特征在于，所述电力转换装置具备与所述正极侧附加电阻串联连接的正极侧附加电感器、以及与所述负极侧附加电阻串联连接的负极侧附加电感器中的任意一方或双方。

5.根据权利要求4所述的电力转换装置，其特征在于，与所述正极侧附加电感器和/或所述负极侧附加电感器并联连接有电阻。

6.根据权利要求4或5所述的电力转换装置，其特征在于，与所述正极侧附加电阻和所述正极侧附加电感器的串联电路、和/或所述负极侧附加电阻和所述负极侧附加电感器的串联电路并联连接有电阻。

7.根据权利要求1至6中任意一项所述的电力转换装置，其特征在于，

所述电力转换装置具备连接在所述直流电源与所述开关元件之间的EMI滤波器，

该EMI滤波器具备分别与所述正极侧路径和所述负极侧路径连接的常模线圈。

8.根据权利要求1至7中任意一项所述的电力转换装置，其特征在于，

所述电力转换装置具有上臂的所述开关元件和下臂的所述开关元件，

所述正极侧路径连接所述直流电源的正极侧和所述上臂的开关元件的高电位侧端子，所述负极侧路径连接所述直流电源的负极侧和所述下臂的开关元件的低电位侧端子，

所述电力转换装置具备连接在中间路径与所述负载之间的中间附加阻抗，所述中间路径连接所述上臂的开关元件的低电位侧端子和所述下臂的开关元件的高电位侧端子。

9.根据权利要求8所述的电力转换装置，其特征在于，所述电力转换装置具有各相的所述上臂的开关元件和所述下臂的开关元件，将三相交流输出施加于作为所述负载的电机。

10.根据权利要求8或9所述的电力转换装置，其特征在于，所述中间附加阻抗由常模线圈、三相共模线圈和铁氧体磁芯中的任意一个、两个的组合或全部而构成。

11.一种电力转换装置的制造方法，所述电力转换装置将通过开关元件的开关而转换的输出施加于负载，所述电力转换装置的制造方法的特征在于，

在直流电源的正极侧的寄生电容产生点P与基准电位导体之间连接正极侧附加电阻，并且在所述直流电源的负极侧的寄生电容产生点N与所述基准电位导体之间连接负极侧附加电阻，

在将从所述直流电源的正极侧到所述开关元件的正极侧路径的电感的阻抗设为Zv，

将从所述直流电源的负极侧到所述开关元件的负极侧路径的电感的阻抗设为Zg，

将包含所述正极侧的寄生电容产生点P与基准电位导体之间的电容和所述正极侧附加电阻的阻抗设为Zt，

将包含所述负极侧的寄生电容产生点N与所述基准电位导体之间的电容和所述负极侧附加电阻的阻抗设为Zb时，

以使由所述阻抗Zv、Zg、Zt和Zb构成的电桥电路的平衡条件成立或基本成立的方式，来设定所述阻抗Zt和Zb。

12.根据权利要求11所述的电力转换装置的制造方法，其特征在于，使作为所述平衡条件的Zb×Zv＝Zg×Zt的关系成立或使Zb×Zv＝Zg×Zt的关系基本成立。

13.根据权利要求11或12所述的电力转换装置的制造方法，其特征在于，

与所述正极侧附加电阻串联连接正极侧附加电容和/或与所述负极侧附加电阻串联连接负极侧附加电容，并且

以使由所述阻抗Zv、Zg、Zt和Zb构成的电桥电路的平衡条件成立或基本成立的方式，来选择所述正极侧附加电阻和所述负极侧附加电阻的电阻值、以及所述正极侧附加电容和/或所述负极侧附加电容的电容。

14.根据权利要求11至13中任意一项所述的电力转换装置的制造方法，其特征在于，

与所述正极侧附加电阻串联连接正极侧附加电感器和/或与所述负极侧附加电阻串联连接负极侧附加电感器，并且

以使由所述阻抗Zv、Zg、Zt和Zb构成的电桥电路的平衡条件成立或基本成立的方式，来选择所述正极侧附加电阻和所述负极侧附加电阻的电阻值、以及所述正极侧附加电感器和/或所述负极侧附加电感器的电感。

15.根据权利要求14所述的电力转换装置的制造方法，其特征在于，与所述正极侧附加电感器和/或所述负极侧附加电感器并联连接电阻。

16.根据权利要求14或15所述的电力转换装置的制造方法，其特征在于，与所述正极侧附加电阻和所述正极侧附加电感器的串联电路、和/或所述负极侧附加电阻和所述负极侧附加电感器的串联电路并联连接电阻。