CN118202275A

CN118202275A - 干扰减轻的多星群、多频率gnss***

Info

Publication number: CN118202275A
Application number: CN202280073540.5A
Authority: CN
Inventors: 俞炜; 理查德·G·基根; 马克·P·卡普兰; 布莱恩·C·古德里奇; 大卫·M·李
Original assignee: Deere and Co
Current assignee: Deere and Co
Priority date: 2022-02-18
Filing date: 2022-09-09
Publication date: 2024-06-14
Also published as: AU2022442047A1; US20230266475A1

Abstract

宽带干扰减轻模块(117)耦接到初级下变频器的输出端，以对数字中频信号进行处理。选择性滤波模块(114)与包括数字抗谐波转换器的次级下变频器相关联。选择性滤波模块(114)包括：(a)低通滤波器(203)，该低通滤波器被配置作为与目标接收带宽一致的抗混叠数字滤波器，以抑制与模数转换相关联的混叠；以及(b)窄带抑制滤波器(110)，该窄带抑制滤波器用于对数字基带信号进行滤波以减少或减轻电磁干扰，其中，窄带抑制滤波器(110)被配置为响应于由所述宽带干扰减轻模块(117)检测到所接收的射频信号中的某种干扰而进行自适应控制。

Description

干扰减轻的多星群、多频率GNSS***

相关申请

根据35U.S.C.§119(e)，本文件(包括附图)要求基于2022年4月20日提交的美国申请号17/659,976、2022年4月20日提交的美国临时申请号63/363,277和2022年2月18日提交的美国临时申请号63/268,221的优先权和申请日的权益，其中上述申请特此通过引用并入本文。

技术领域

本公开文件涉及用于卫星导航接收机的干扰减轻的多星群、多频率GNSS***。

背景技术

电磁频谱对于无线通信是受限的。随着无线通信被设计用于支持用于终端用户的较大的数据传输吞吐量，对卫星导航接收机的干扰的可能性趋于增加。干扰可能由各种技术因素引起，例如在无线发射机之间的频率间隔或空间分离不足、在无线信号之间的互调失真、接收机灵敏度降低或与扩频信号的完全正交编码的偏差、政府监管机构的过时的无线电或微波频率传播模型等等。因此，需要通过干扰减轻***来改善干扰。

发明内容

根据一个实施例，具有干扰减轻的接收机***，该接收机***包括用于接收射频信号的天线。初级下变频器被配置为将所接收的电磁信号(例如，射频信号)转换为模拟中频信号。模数转换器被配置为将所接收的射频信号转换为数字中频信号。宽带干扰减轻模块耦接到初级下变频器的输出端，以处理数字中频信号。选择性滤波模块与包括数字抗谐波转换器的次级下变频器相关联。选择性滤波模块包括：(a)低通滤波器，该低通滤波器被配置作为与目标接收带宽一致的抗混叠数字滤波器，以抑制与模数转换相关联的混叠；以及(b)窄带抑制滤波器，该窄带抑制滤波器用于对数字基带信号进行滤波以减少或减轻电磁干扰，其中，窄带抑制滤波器被配置为响应于由所述宽带干扰减轻模块检测到所接收的射频信号中的某种干扰而进行自适应控制。

附图说明

图1是具有用于射频信号(例如微波卫星信号)的自适应干扰减轻的数字信号处理的接收机***的框图。

图2A是用于上频带的宽带干扰减轻模块和选择性滤波模块的框图，其比图1中更详细。

图2B是用于下频带的宽带干扰减轻模块和选择性滤波模块的一个实施例的框图，其比图1中更详细。

图3A是第二下变频器的混频器(例如，模拟混频器或数字混频器)的框图。

图3B是在频域中作为幅度与频率之间的关系表达的基频处的接收信号和相关联的谐波的图形或图表。

图4是抗谐波数字混频的参数选择图。

图5A是宽带干扰减轻模块和选择性滤波模块的另一实施例的框图，其具有GNSS频带滤波器参数(例如，滤波器系数或目标幅度与频率响应之间的关系)用于抑制或衰减电磁干扰。

图5B是在频域中作为幅度与频率之间的关系表达的基频处的接收信号和相关联的谐波的图形或图表，其叠加在一个或更多个滤波器响应上(例如，幅度与频率响应之间的关系)。

图6是数字自动增益控制模块和相关联的滤波器的一个实施例的框图。

图7是比图6更详细的数字自动增益控制模块的一个实施例的框图。

图8是码相位跟踪模块和载波相位跟踪模块的复合信道的频带选择多路复用器的一个实施例的框图。

图9A是用于第一超级信道或第一信道集合(例如，L1P)的码相位跟踪模块的***的一个实施例的框图。

图9B是用于第二超级信道或第二信道集合(例如，L2P)的码相位跟踪模块的***的一个实施例的框图，该***单独地或与图9A的***结合使用。

图10A是用于集成的矢量跟踪和多卫星跟踪的***的一个实施例的框图。

图10B是比图10A更详细的集成的矢量跟踪和多卫星跟踪的***的一个实施例的框图。

图11是包括第二下变频器(例如，数字下变频器)的专用捕获引擎的一个实施例的框图。

图12A、图12B和图12C统称为图12，是捕获一个或更多个GNSS信号的方法的一个实施例的流程图。

图13A包括图13A-1和图13A-2，是捕获一个或更多个GNSS信号的方法的第一实施例的流程图。

图13B包括图13B-1和图13B-2，是捕获一个或更多个GNSS信号的方法的第二实施例的流程图。

图13C包括图13C-1和图13C-2，是捕获一个或更多个GNSS信号的方法的第三实施例的流程图。

图13D包括图13D-1和图13D-2，是捕获一个或更多个GNSS信号的方法的第四实施例的流程图。

图14包括图14-1和图14-2，公开了具有干扰抑制能力的用于捕获卫星信号或接收卫星信号的方法的第一实施例及其某些变型的流程图。

图15公开具有干扰抑制能力的用于捕获卫星信号或接收卫星信号的方法的第二实施例的流程图。

图16公开具有干扰抑制能力的用于捕获卫星信号或接收卫星信号的方法的第三实施例的流程图。

图17公开具有干扰抑制能力的用于捕获卫星信号或接收卫星信号的方法的第四实施例的流程图。

图18公开具有干扰抑制能力的用于捕获卫星信号或接收卫星信号的方法的第五实施例的流程图。

图19公开具有干扰抑制能力的用于捕获卫星信号或接收卫星信号的方法的第六实施例的流程图。

具体实施方式

如本文中所使用的，适于、被布置成或被配置为指一个或更多个数据处理器、逻辑设备、数字电子电路、延迟线路或电子设备被编程有待执行的软件指令，或设置有等效电路，以执行本文中阐述的任务、计算、估计、通信或其他功能。

电子数据处理器是指微控制器、微处理器、算术逻辑单元、布尔逻辑电路、数字信号处理器(DSP)、可编程门阵列、专用集成电路(ASIC)或用于执行可存储在任何数据存储设备中的软件指令、逻辑、代码或模块的另一电子数据处理器。

如本文中所使用的，射频信号包括毫米频带、微波频带、超高频带或用于数据、语音、遥测、导航信号等的无线通信的其他频带中的任何电磁信号或无线通信信号。

图1是具有用于射频信号(例如，微波卫星信号102(S_Lx))的自适应干扰减轻的数字信号处理的接收机***100的框图。全球导航卫星***(global navigation satellitesystem，GNSS)包括围绕地球沿轨道运行的卫星101的一个或更多个星群。每个卫星101(例如，GNSS卫星)包括用于发射期望的导航卫星信号或可以由接收机***100(例如，GNSS接收机***或卫星导航接收机)接收的射频信号的发射机。同时，干扰发射机104可以以可能干扰GNSS接收机的期望的导航卫星信号102的接收的频率来发射干扰信号103(例如，N_Lx和/或J_Lx)、以及通过可能干扰GNSS接收机的期望的导航卫星信号102的接收的调制来发射干扰信号103(例如，N_Lx和/或J_Lx)。

接收机***100表示用于诸如全球导航卫星***(GNSS)接收机之类的无线电接收机的一个可能的接收环境的说明性示例。卫星101(例如，卫星车辆)以多个频率发射卫星信号102，以使得信号的集合可以被称为复合信号。例如，在图1中，Lx可以表示在全球定位***(GPS)中使用的一个或更多个卫星信号102，例如L1、L2和/或L5信号。卫星信号102将被自由空间传播、电离层和对流层衰减或干扰。实际上，卫星信号102可能受到背景噪声和/或一些潜在的干扰信号103(例如，窄带干扰信号)的影响。例如，在地面无线电塔处，干扰发射机104可以在相同或相邻的频带内向来自卫星101的一个或更多个发射的卫星信号102发射一个或更多个干扰信号103。干扰信号103可以被分类为宽带干扰(WBI，例如脉冲状信号)或窄带干扰(NBI，例如连续波(CW)信号，其带宽比GNSS信号相对更窄)或这两者。本公开的范围将集中于减轻、减少或过滤来自一个或更多个干扰信号103的干扰，例如WBI、NBI或这两者。如本文所使用的，NBI可以与一个NBI分量或多个NBI分量同义。

图1示出了能够接收由卫星101发射的信号的接收机***100，这些信号包括一个或更多个载波信号(例如，全球定位***(GPS)的第一载波(L1)、第二载波(L2)和附加的第三载波(L5))，以使得接收机***100可以基于接收到的信号以非常高的准确度和精度确定位置、速度和姿态(例如，偏航角、倾斜角和滚转角)。所接收到的信号可以是从一个或更多个卫星101(例如，GPS卫星、伽利略兼容卫星或全球导航卫星***(GLONASS)卫星)发射的。卫星101具有大约已知的轨道位置与时间之间的关系，该大约已知的轨道位置与时间之间的关系可以用于基于四个或更多个卫星101与接收机***100的天线106之间的一个或更多个接收到的信号的传播时间来估计接收机***100的天线106与每个卫星101之间的相对位置。

精确点定位(Precise point positioning，PPP)包括使用通过校正数据无线提供的精确卫星轨道和时钟校正，而不是通过在接收到的卫星信号上编码的正常卫星广播信息(星历表和时钟数据)，来确定可移动接收机的相对位置或绝对位置。PPP可以使用适用于广泛地理区域的校正数据。尽管使用最先进的算法得到的位置可以精确在几厘米内，但是传统的精确点定位可能具有长达数十分钟的长收敛时间以稳定和确定用于实现所声称的(例如，广而告之的)稳态精度所需的浮动或整数模糊度值。因此，如此长的收敛时间通常是在PPP的适用性中的限制因素。

根据一个实施例，图1示出了具有双路径接收机配置的接收机***100。在具有干扰抑制能力的双路径接收机配置中，接收机***100包括天线106，该天线106用于接收射频信号，例如微波频率卫星信号(例如，来自多个卫星(例如至少四个轨道卫星)的一个或更多个卫星载波信号)。天线106耦接到信号分离器(signal splitter)107，该信号分离器107将接收到的射频信号分离为第一射频信号和第二射频信号，其中第一射频信号与第二射频信号彼此大致相同。此外，第一射频信号和第二射频信号实质上是在天线106的输出端口105处接收到的射频信号的衰减版本。分离器107可以包括双工器、混合分离器107、射频变压器等。

这里，双频带***被描述为具有与第一射频信号(例如，GNSS信道或GNSS信道集合)相对应的第一模拟模块111内的第一模拟信号路径156和与第二射频信号(例如，GNSS信道或GNSS信道集合)相关联的第二模拟模块131的第二模拟信号路径的示例，尽管在其他配置中，可以使用用于对应不同频带的多个并行的信号路径。例如，双频带***包括低频带和高频带，其中低频带具有比高频带更低的频率范围。对于全球定位***(GPS)，卫星101的发射的L1频率信号可以包括高频带；发射的L2频率信号可以包括低频带信号。此外，L1载波处于1575.42MHz，其通过P(Y)码(伪随机噪声码)和M码进行调制，该M码在载波的每一侧占据目标接收带宽。同时，L2载波处于1227.6MHz，并通过C/A(粗捕获)码、P(Y)码(伪随机噪声码)和M码进行调制，该M码在载波的每一侧占据目标接收带宽。分离器107(例如，双工器)将复合信号分离成第一信号路径(例如，上信号路径或高频带路径)和第二信号路径(如，下路径或低频带路径)。

在一个实施例中，信号分离器107或混频器可以将接收到的信号分成两个接收到的射频信号，以供第一模拟模块111和第二模拟模块131处理。每个模拟模块(111、131)将接收到的射频(RF)信号或微波频率信号转换为中频(intermediate frequency，IF)信号或准基带(quasi-baseband)信号，该准基带信号是指在频域中等于或大于零频率(zerofrequency)或直流(DC)信号的基带信号。例如，中频(IF)信号或准基带信号可以落在不包括零频率或直流DC信号的某个频率范围内，例如具有等于或大于约1兆赫(MHz)的下限的某个频率范围。

第一模拟模块111可以包括可选的用于放大接收到的信号的第一前置放大器141或低噪声放大器(low-noise amplifier，LNA)。类似地，第二模拟模块131可以包括可选的用于放大接收到的信号的第二前置放大器151或低噪声放大器(LNA)。为了简化接收机模拟滤波设计，典型的现代GNSS接收机的前端使用宽带前端设计，以使用两个/三个宽带滤波器(未示出)来接收多个GNSS信号，其中每个频带以目标带宽(例如，140MHz–300MHz)为目标。

在第一模拟模块111中，第一下变频器(downconverter)142被配置为将(放大的)第一射频信号转换为模拟中频信号。例如，第一模拟模块111包括第一下变频器142，例如混频器156和本地振荡器154的组合，其将高频(L1、G1、B1或与GNSS相关联的类似频率)射频(RF)频动或频移到模拟中频(IF)。第一下变频器142耦接到第一模数(analog-to-digital，ADC)转换器112。例如，第一下变频器142可以经由可选的第一自动增益控制器件143和可选的第一抗混叠滤波器(anti-aliasing filter)158(例如，模拟低通滤波器)耦接到第一ADC112。此外，可选的第一抗混叠滤波器158可以被配置为抑制来自第一下变频器142的混频器输出的图像频带(image band)的模拟低通滤波器或者模拟带通滤波器(BPF)。

在第一模拟模块111中，可选的第一自动增益控制器件(automatic gaincontrol，AGC)143耦接到第一ADC 112和第一下变频器142。可选的第一AGC 143以虚线示出，以表明其是可选的并且可以在某些实施例中被删除。例如，在第一信号路径的一种配置中，可选的第一自动增益控制器件(AGC)143耦接到第一ADC 112、第一下变频器142和第一前置放大器141。可选的第一自动增益控制器件(AGC)143可以将至对应的第一模数转换器(ADC)112的输入信号的增益(例如，均方根(root mean square，RMS)幅度)控制为恒定的或在目标范围内(例如，尽管环境射频噪声和干扰信号103有波动)。第一AGC 143从第一ADC112接收与增益相关的反馈(如虚线箭头所指示的)，以调整第一下变频器142(和/或第一前置放大器141)的增益设定。

在第二模拟信号路径157中，第二下变频器152被配置为将(放大的)第二射频信号转换为模拟中频信号。例如，第二模拟模块131包括第二下变频器152，例如混频器166和本地振荡器164的组合，其将低频带(L2、或与GNSS相关联的类似频率)射频(RF)频动到中频(IF)。在一种配置中，第二下变频器152可以经由可选的第二自动增益控制器件153和可选的第二抗混叠滤波器168(例如，模拟低通滤波器)耦接到第二ADC转换器132。此外，可选的第二抗混叠滤波器168可以被配置为抑制来自第二下变频器152的混频器输出的图像频带的模拟低通滤波器或者模拟带通滤波器(BPF)。

如本文中所使用的，第一下变频器142和第二下变频器152中的每一个各自被称为初级下变频器；第一下变频器142和第二下变频器152统称为初级下变频器。同时，如本文中所使用的，第一抗谐波频率转换器201(图2)和第二抗谐波频率转换器211中的每一个各自被称为次级下变频器；第一抗谐波频率转换器201和第二抗谐波频率转换器211统称为次级下变频器。每个初级下变频器将所接收到的GNSS信号信道、信道集合或表示该信道集合的聚合信道(例如，超级信道)下变频为中频(IF)信号(例如，与被编码/调制的IF信号相关联)，或直接下变频为近基带(near-baseband)频率信号。每个次级下变频器将IF信号(例如，被编码/调制的IF信号)或近基带频率信号下变频为基带频率信号，其中基带频率信号通常仍被调制或编码有信息(例如，在码擦除之前)。

在第二模拟信号路径157中，可选的第二自动增益控制器件(AGC)153耦接到第二模数转换器(ADC)132和第二下变频器152。如图1中以虚线所指示的，第二ADC 132是可选的，并且在某些实施例中可以被删除。例如，在第二信号路径的一种配置中，可选的第二自动增益控制器件(AGC)153耦接到第二ADC 132、第二下变频器152和第二前置放大器151。可选的第二自动增益控制器件(AGC)153可以将至对应的第二模数转换器(ADC)132的输入信号的增益(例如，均方根(RMS)幅度)控制为恒定的或在目标范围内(例如，尽管环境射频噪声和干扰信号103有波动)。可选的第二AGC 153从第二ADC 132接收与增益相关的反馈(如虚线箭头所指示的)，以调整第二下变频器152(和/或第二前置放大器151)的增益设定。

每个模数转换器(ADC)(112、132)可以耦接到其对应的可选的自动增益控制器件(AGC)(143、153)，该可选的自动增益控制器件(AGC)(143、153)提供可变增益放大。反过来，每个可选的AGC耦接到其对应的下变频器(142、152)。在一个实施例中，自动增益控制器件AGC向下变频器(142、152)或与下变频器相关联的中频(IF)滤波器(例如，模拟IF滤波器)提供反馈信号。下变频器(142、152)或其模拟IF滤波器调试第一ADC 112内的信号电压(峰值到峰值)以与其操作范围相称。

在一个实施例中，每个ADC(112、132)使用预限定的采样速率对(来自对应的下变频器(142、152)的)所接收的模拟信号进行采样，根据奈奎斯特定理(Nyquist theorem)，该采样速率应等于或大于用于实际采样设计的带宽(例如，目标接收带宽)的两倍。在替代实施例中，每个ADC(112、132)使用预限定的采样速率对模拟信号进行采样，根据奈奎斯特定理，该采样速率应大于用于复信号采样的带宽的一倍以及用于实信号采样的带宽的两倍。ADC的带宽确定在给定量化损耗下的最大可容忍干扰。所得到的数字序列或数字信号的滤波器输入(113、133)(例如，中频(IF)信号)将所接收到的信号(例如，第一信号(例如，高频带RF信号)和第二信号(例如，低频带RF信号))重建为具有相应基带带宽或范围的的数字中频信号(或替代地，准数字基带信号或数字基带信号)。

量化是指通过模数转换器对模拟信号(例如，接收到的卫星信号)进行采样，以在单位时间内产生若干有限或离散的数字值(例如，量子水平)。来自电磁干扰的干扰或混叠可能导致量化失真或量化噪声，其中量化失真可以表示在模数转换期间的采样误差，而量化噪声可以表示数字值(例如，量子水平)与被采样的模拟信号的实际幅度、相位或这两者之间的差异(例如，对于弱幅度的模拟信号、或存在多路径或电磁干扰的情况)。

混叠(aliasing)有时是指ADC(112、132)或RF采样ADC的虚假信号、误导信号或处理伪像，其使用相对于接收信号(例如，接收以载波频率或基频(fundamental frequency)的卫星信号)的频率而言太低的采样速率。应根据奈奎斯特定理(Nyquist theorem)和/或香农采样定理(Shannon's sampling theorem)来选择采样速率，以(例如，在没有电磁干扰信号的情况下)避免混叠。例如，香农采样定理规定了，必须以是接收信号中所包含的最高分量的频率的至少两倍的速率或频率来对模拟信号采样，例如载波频率和相对于载波频率的全调制带宽(例如，对于在下限频率和上限频率之间发射的扩频(spread spectrum)信号，为发射能量或平均发射功率的至少半功率带宽或最小百分比(例如，95％))。

一般而言，混叠信号是表示真实数字信号的子谐波或谐波分量的虚假数字信号。除了采样频率的选择不当之外，由模数转换器处理的干扰信号也可能导致混叠，特别是在没有适当的干扰减轻滤波的情况下。

ADC(112、132)固有地基于下列因素产生混叠：所接收到的卫星信号的接收频率(例如，具有对应的基频或载波频率)、所接收到的模拟卫星信号的频率的一个或更多个谐波(例如，表示基频的二倍的二次谐波和表示基频的三倍的三次谐波)、模数转换器的采样频率(例如，大于所接收到的卫星频率或基频的两倍)、混频器的参考频率、所接收到的卫星信号的调制和带宽(例如，半功率带宽)、以及对所接收到的模拟卫星信号及其谐波进行滤波的滤波器或抽取滤波器(decimating filter)的滤波衰减。在ADC(112、132)之前，可以调谐或配置可选的模拟抗混叠滤波器或低通滤波器(158、168)，以衰减混叠信号，例如所接收到的模拟卫星信号的一个或更多个谐波或者混频器的参考频率。

就来自其各自相应的ADC(112、132)的AGC反馈控制而言，AGC反馈控制可以在模拟域或数字域中进行。例如，如果使用模拟控制，包络检测器通常用于AGC和可变增益控制。由于数字处理理论和实践方面的进步，用于AGC反馈控制的数字处理可以基于统计过程，例如在相应的模数转换器ADC(112、132)的输出处对数字信号的采样数字流或滤波器输入(113、133)的直方图进行数字分析，以生成反馈信号，以控制AGC(143、153)，例如与对应的第一模拟信号模块111相关联的第一AGC 143和与第二模拟信号路径157相关联的第二AGC 153。每个AGC耦接到下变频器(142、152)，该下变频器实际上可以包括具有固有增益/放大调整的下变频器和IF滤波模块。

在替代实施例中，模数转换器(ADC)(例如，第一ADC、第二ADC或这两者)可以包括射频ADC或RF采样ADC，其替代模拟模块的一些部件，例如本地振荡器(例如，数控振荡器)、混频器、任何模拟中频放大器以及模拟带通滤波器。此外，在某些替代实施例中，模拟ADC可以包括RF ADC，其后是带有数字本地振荡器(NCO)、数字混频器和数字基带滤波器的集成式数字下变频器(DDC)。例如，DDC包括调谐NCO，该调谐NCO向一个或更多个数字混频器提供参考信号，该参考信号可以由数字低通滤波器、数字带通滤波器或这两者进行滤波，例如一个或更多个有限脉冲响应滤波器(例如，对于低通、带通，每个滤波器具有的抽取速率为n)、(可选的)放大和下采样)。

WBI减轻模块

第一模数转换器112被配置为将模拟中频信号转换为数字中频信号，或者将模拟基带信号转换为数字准基带信号。第一宽带干扰减轻模块117耦接到第一模数滤波器112的数字输出端。第一WBI减轻模块117被配置为减轻或衰减数字基带信号或准基带信号中的WBI。第一WBI减轻模块117检测由WBI导致的短周期ADC饱和，并且处理或消隐这些饱和周期(saturation period)以减轻其影响。消隐(blanking)是指对于在一个或更多个采样间隔内禁用信号、数据流或信道的过程，例如下列中的任一种：(a)在相应的采样间隔内保留(例如，存储和保持)被禁用信号的先前值；(b)丢弃或抑制采样间隔内的采样值；(c)丢弃并对所丢弃的和相邻的采样时间间隔内的采样值进行平均；和/或(d)为所丢弃的采样间隔的数字信号分配空值或预限定的逻辑值。

第二模数转换器132被配置为将模拟中频信号转换为数字中频信号，或者将模拟基带信号转换为数字准基带信号。第二宽带干扰减轻模块137耦接到第二模数滤波器132的数字输出端。第二WBI减轻模块137被配置为减轻或衰减数字基带信号或准基带信号中的WBI。第二WBI减轻模块137检测由WBI导致的短周期ADC饱和，并且处理或消隐这些饱和周期以减轻其影响。

选择性过滤模块

第一选择性滤波模块114从输入的数字中频信号或数字(上频带频谱)信号113中提取目标分量，例如所选择的频带、上频带、高频带或子频带。例如，第一选择性滤波模块114可以包括用于所接收的卫星GNSS信号的以其数字中频信号或准基带信号的衍生形式的频带分量或子频带分量的带通滤波器。第一选择性滤波模块114输出结果数字基带信号，在一种配置中，该结果数字基带信号包括处于感兴趣频带(例如，L1或G1或Bl)的GNSS信号、GNSS频带内的NBI以及噪声。

在一个实施例中，如图1和图2A所示，第一选择性滤波模块114包括抗谐波频率转换器或次级下变频器、以及数字低通滤波器。

第一抗谐波频率转换器201或次级下变频器表示数字下变频器，其可以在数字频域中操作，以将输入的数字中频信号(例如，准基带信号)处理、混频或频移成数字基带信号。第一抗谐波频率转换器的输出被输入到第一数字低通滤波器(例如带低通滤波器或者带通低通滤波器)，该第一数字低通滤波器使接收到的卫星信号(例如，接收到的GNSS信号)的上频带或者高频带通过。第一数字低通滤波器或带通滤波器(BPF)被配置为抑制来自次级下变频器的输出或混频器输出分量的图像频带(例如，以减少或衰减被混叠的信号分量)。

第二选择性滤波模块134从输入的数字中频信号、或数字(下频带频谱)信号113中提取目标分量，例如所选择的频带、低频带、低带或子频带。例如，第二选择性滤波模块134可以包括用于所接收的卫星GNSS信号的以其数字中频信号或准基带信号的衍生形式的频带分量或子频带分量的带通滤波器。第二选择性滤波模块134输出结果数字基带信号，在一种配置中，该结果数字基带信号包括处于感兴趣频带(例如，L2或G2或B2)的GNSS信号、GNSS频带内的NBI以及噪声。

在一个实施例中，如图1和图2B所示，第二选择性滤波模块134包括抗谐波频率转换器或次级下变频器、以及数字低通滤波器。

第二抗谐波频率转换器211或次级下变频器表示数字下变频器，其可以在数字频域中操作，以将输入的数字中频信号(例如，准基带信号)处理、混频或频移成数字基带信号。第二抗谐波频率转换器的输出被输入到第二数字低通滤波器213(例如带低通滤波器或者带通低通滤波器)，该第二数字低通滤波器213使接收到的卫星信号(例如，接收到的GNSS信号)的下频带或者低频带通过。第二数字低通滤波器213或带通滤波器(BPF)被配置为抑制来自次级下变频器的输出或混频器输出分量的图像频带(例如，以减少或衰减被混叠的信号分量)。

窄带干扰减轻模块

第一选择性滤波模块114的输出端耦接到第一窄带干扰(NBI)减轻模块110的输入端。第一NBI***110被配置为抑制干扰(例如，与第一子频带或信道集合相关联的)所接收到的射频信号的干扰分量。例如，在一个实施例中，第一NBI减轻***110包括第一窄带陷波滤波器205(例如，第一自适应窄带陷波滤波器)，其具有动态可调节的衰减与频率响应之间的关系、可选择的衰减与频率响应(例如，陷波深度、陷波宽度)之间的关系、或可动态地从其中进行选择的预设频率响应的库。第一窄带陷波滤波器205可以由控制器或第一宽带干扰减轻模块117的输出来选择性地控制，以针对与被消隐的数字中频信号分量相对应的样本或采样间隔暂时地禁用该陷波滤波器。

第二选择性滤波模块134的输出端耦接到第二窄带干扰(NBI)减轻模块130的输入端。第二NBI***130被配置为抑制干扰(例如，与第一子频带或信道集合相关联的)所接收到的射频信号的干扰分量。例如，在一个实施例中，第二NBI减轻***130包括第二窄带陷波滤波器215(例如，第一自适应窄带陷波滤波器)，其具有动态可调节的衰减与频率响应之间的关系、可选择的衰减与频率响应之间的关系、或可动态地从其中进行选择的预设频率响应的库。第二窄带陷波滤波器215可以由控制器或第二宽带干扰减轻模块137的输出来选择性地控制，以针对与被消隐的数字中频信号分量相对应的样本或采样间隔暂时地禁用该陷波滤波器。

数字自动增益控制器件

第一数字自动增益控制器件(DAGC)207被配置为调整增益以补偿卫星信号的被接收的信号分量或对应样本的幅度的衰减或放大。第二数字自动增益控制器件(DAGC)217被配置为调整增益以补偿卫星信号的被接收的信号分量或对应样本的幅度的衰减或放大。

在数字基带信号115中存在相对较强的GNSS频带内NBI分量的程度上，GNSS接收机将倾向于经历信噪比(signal to noise ratio，SNR)恶化；这种恶化主要由NBI参考相对于频域中类似于伪随机噪声(pseudorandom noise，PN)的信号的相对位置以及具体PN序列所提供的解扩增益(de-spreading gain)来确定的。对于发射扩频信号(例如，类似于码分多址调制)的GNSS卫星，解扩增益或扩频处理增益是电磁信号的扩频带宽或总带宽(例如，包含约95％的发射能量的调制射频或微波信号的频谱)相对于基带带宽的比。为了减轻GNSS频带内NBI对PN序列解调(demodulation)性能的影响，NBI减轻***(110、130)被配置为自适应地抑制所接收到的信号或数字基带中的NBI。理想情况下，残余或结果信号(116、136)仅包含PN信号和噪声。

在一个实施例中，WBI减轻模块(117、137)中的消隐过程引入了相位不连续性，该相位不连续性对NBI减轻***(110、130)的稳定性和准确性产生负面影响；因此，消隐启用信号(119、139)传递到NBI减轻***(110、130)，以使该NBI减轻***在消隐周期期间暂停自适应更新。

图1和图2B示出了来自分离器107(例如，双工器)的下信号路径，其类似于图1和图2A的来自分离器的上信号路径。在图1的下信号路径中，包括输入到第二ADC 132的第二抗混叠滤波器168的第二模拟模块131处理所接收的模拟卫星信号。来自第二ADC 132的结果数字流133表示处于中频或准基带范围的低频带RF频谱。第二WBI减轻模块137检测脉冲状干扰并减轻该脉冲状干扰的影响。由第二选择性滤波模块134(例如，利用带通滤波)来处理结果信号138，以从目标频带(例如，L2、L5等)中提取信号。NBI抑制***(110、130)被配置为减轻目标频带上的PN解调恶化。

如图1所示，对于每个信道、频带或子频带，选择多路复用器(MUX)120(例如，频带选择多路复用器)从承载目标PN序列的信道、信道集合(例如，超级信道)、频带或子频带中选择样本流。例如，如果目标PN序列类型为GPS L1 CA，则选择多路复用器120需要选择L1频带作为输出或输出信道。选择多路复用器120允许针对不同的信道使用通用接收机软件和硬件，以最大程度减少所使用的数字硬件(例如，电子数据处理器或专用集成电路)和相关联的软件中的信道间偏差。

所选择的信道或适当的样本流将由GNSS信道处理模块121进一步处理，该GNSS信道处理模块通常包括一个或更多个载波相位解调器、以多个延迟相位/时间偏移(例如，或以移位寄存器的抽头(taps))采样的PN码生成器、二进制偏移子载波(BOC)调制器(用于调制GNSS信号，例如GPS L1C、北斗B1C、伽利略El信号等)和多个累加器，以创建以(例如，毫秒(ms)或多个毫秒的)间隔的同相位(I)和正交(Q)测量的集合或累加，以便驱动基带跟踪环路(例如，以支持准时、可靠、精确的载波相位和/或码相位测量)。

在一个实施例中，GNSS信道处理模块121可以包括基带跟踪环路模块(例如，图10A中的711)，以用于跟踪载波相位，或者用于跟踪载波相位和码相位两者。例如，基带跟踪环路模块导出校正或控制信号，以便在GNSS信道处理模块121中控制一个或更多个本地振荡器，例如数控振荡器(NCO)(例如，一个或更多个载波NCO、一个或更多个码NCO以及可选的时钟NCO)，从而相对于码相位、载波相位或这两者，维持在信道中接收到的信号与该信道的本地副本之间的同步。例如，PN码生成器在GNSS接收机处生成副本或本地PN码。GNSS信道处理模块121耦接到导航控制和接口模块122。此外，在一些实施例中，GNSS信道处理模块121还可以包括一个或更多个时钟跟踪环路730，用于跟踪对应GNSS卫星的时钟偏差(或对应的时钟补偿偏移)、流动站(rover)或可移动GNSS接收机的时钟偏差或这两种偏差(例如，以调整码相位或该码相位的本地副本)。

在一个实施例中，导航、控制和接口模块122进行伪距测量和载波相位测量以及获取来自卫星101的其他相关信息以生成定位解，该定位解被用作反馈以将接收机的晶体级时钟(例如，具有较低的时间精度)与基于卫星的原子级时钟(例如，具有较高的时间精度)对准；该解还结合其他信息生成视野内的卫星101的列表，从而控制适当的接收机资源分配。

如本文中所使用的，累加器是指寄存器、触发器、电子存储器或被用于存储电子数据处理器的计算的结果的其他电子数据存储设备，例如微处理器、微控制器、专用集成电路(ASIC)、片上***(SOC)、可编程逻辑阵列(PLA)、现场可编程门阵列(FPGA)、算术逻辑单元(ALU)、布尔逻辑单元(BLU)、数字逻辑电路、数字信号处理器或其他数据处理设备。从基带跟踪环路导出的校正信号控制GNSS信道处理模块121中的数控振荡器(NCO)，以维持在该信道接收的信号与该信道的本地副本之间的同步(例如，以解码或解调某些信号分量和/或精确的伪距测量、码相位测量和/或载波相位测量)。

如本文中所使用的，伪距测量或伪距估计是基于给定的GNSS卫星和GNSS接收机之间的码相位测量和/或载波相位测量。例如，通过评估所接收的码相位信号相对于副本码相位信号的参考符号或边沿(例如，前边沿、后边沿或脉冲)，GNSS流动站接收机可以估计在给定GNSS卫星处的(例如，与GNSS时间标准和任何可用的时钟偏差校正一致的)发射时间与在GNSS接收机处的(例如，与GNSS时间标准和任何可用的时钟偏差校正一致的)接收时间之间的差，其中该差乘以光速(例如，约3x 10⁸m/s)。

在一个实施例中，导航、控制和接口模块122进行伪距和载波相位测量以及获取来自卫星的其他相关信息以生成定位解。在某些配置中，GNSS接收机或其天线的定位解可以被用作反馈，以使GNSS接收机的晶体级时钟与基于卫星的原子级时钟对准；该解还结合其他信息生成视野内的卫星的列表，以控制适当的GNSS接收机资源分配。

图2A和图2B共同图示了GNSS频带处理的子***，包括数字下变频、GNSS频带滤波、使用陷波滤波器的NBI减轻***和数字自动增益控制器件(DAGC)。在图2A中，高频带ADC样本或数字信号113行进通过WBI减轻模块117，在该WBI减轻模块117中，对样本的幅度进行计数以产生统计指标。该指标生成消隐命令以减轻WBI对在GNSS接收机处所接收的卫星信号的影响。输出信号118经过GNSS频带处理，以消除相邻GNSS频带干扰、最大程度减小GNSS频带内NBI，并且将结果信号116调整到用于信道处理的合适水平。

为了产生或操作可靠的抗干扰接收机***，低通滤波模块(203、213)被配置为解决抗谐波频率转换器的潜在限制，或者最大程度减小处理(例如，旋转或混频)数字基带信号时混叠的潜在有害影响。在模数转换器(112、132)之后，在数字滤波中，诸如低通滤波器(203、213)之类的一个或更多个数字滤波器可以将诸如二次谐波和三次谐波以及由(例如，转换器201、211中的)混频器的参考频率频移的频移后的二次谐波和频移后的三次谐波之类的混叠信号分量衰减到下列程度，数字中频接近零频率或直流，或者与频移后的二次谐波和频移后的三次谐波分开。理想情况下，诸如一个抽取滤波器或多个抽取滤波器之类的数字低通滤波器(203、213)不会影响数字中频或基带的目标信号分量或期望信号分量，但是可以衰减一个或更多个谐波。此外，抽取滤波器可以将所接收到的模拟频率的图像或伪像频移到负频率或复频率以进行衰减，直到频移后的图像或伪像位于LPF的衰减或抑制频带内(或回绕到实频域以支持该LPF的衰减或抑制频带)的程度。如果存在干扰，干扰可能会添加到基频或其谐波的固有混叠，或提供与基频或其谐波相邻或接近的窄带分量或宽带分量，其可以通过滤波以适当的时间周期解决。例如，接收机被配置为对所接收到的GNSS信号及其导出的数字基带信号的对应采样间隔(例如，历元)应用自适应和动态滤波，以减轻某些WBI、NBI或这两者。

数字滤波器(例如，LPF(203、213))的阶数或滤波器阶数可以表示被用于从数字输入创建滤波输出的(例如，采样间隔的)最大延迟，例如在时间域中的差分方程中使用的最大样本数量(例如，最大采样间隔M或N中的较高数量)。接收机的抗干扰能力倾向于增加ADC(112、132)的ADC位宽(例如，从32位数据块增加到64位数据块，以用于更快或更大的数据处理吞吐量)，这因此增加了数字处理的逻辑复杂性。

在一示例中，在抗谐波频率转换器(201、211)的输出处使用低通滤波器(203、213)或其他抗混叠滤波器，以衰减、减少或改善否则可能会恶化性能的混叠、混合图像和混合伪影。在一个实施例中，带低通滤波器(203、213)包括抗混叠数字滤波器，该抗混叠数字滤波器理想地为通带内的基带信号频率分量提供相对于频率基本上平坦或基本上均匀的幅度响应，并且对通带之外的、在整个通带上具有线性的相位响应的基带信号频率分量提供完全衰减或大于(相对于通带的)最小阈值衰减的衰减。

例如，在抗谐波频率转换器(201、211)的输出处的抗混叠滤波器可以被配置为N阶数字带通滤波器(BPF)，这将需要2N+2个系数。然而，在抗谐波频率转换器(201、211)的输出处的抗混叠滤波器通常被配置为具有与上述BPF等效的带宽的低通滤波器(LPF)，由于该低通滤波器的对称属性，其仅需要N/2个系数。为了利用这种对称属性，抗谐波频率转换器(201、211)被配置为将感兴趣的数字中频信号转换成数字基带信号。然而，在抗谐波频率转换器(201、211)中，数字混频器(旋转)是不完善的；该不完善性会在其基频(例如，输入到数字混频器的本地振荡器的频率)附近引入谐波。此外，谐波会将来自谐波周围的干扰的混叠分量引入到GNSS处理带宽。为了降低逻辑复杂性和处理负担，抗谐波转换器(201、211)可以包括抗谐波混频器(201、211)，该抗谐波混频器被设计为将GNSS信号转换至接近零频率，并充分抑制谐波混叠。结合图3的框图描述了抗谐波混频器的详细设计。

通过抗谐波频率转换器(201、211)的数字混频之后，数字基带信号(202、212)处于基带或准基带(例如，处于、临近或接近零频率)。因此，可以使用LPF(203、213)衰减或减轻任何的相邻GNSS频带干扰。由LPF(203、213)输出的结果数字基带信号(115、135)包括GNSS频带内干扰、GNSS信号和伴随噪声。

在一个实施例中，陷波滤波器(205、215)或另一窄带抑制滤波器被配置为衰减基带或数字中频信号的干扰分量，其中，窄带抑制滤波器包括：自适应陷波滤波器和用于控制该自适应陷波滤波器的幅度与频率响应之间的关系的控制器，其中，该控制器具有用于估计自适应陷波滤波器的滤波器系数的估计器。例如，每个NBI减轻***(110、130)包括对应的窄带陷波滤波器(205、215)。数字陷波滤波器(205、215)被配置具有用于产生滤波器幅度与频率响应之间的关系的适当系数，从而减轻GNSS频带内NBI的影响。陷波滤波器(205、215)通常由频域或时域中的自适应算法来控制或驱动。理论上，N阶陷波滤波器(205、215)可以抑制高达N个干扰。然而，陷波滤波器(205、215)的阶数与干扰分量的数量之间的不匹配(例如，在不同频率处以及在这些频率处相关联的干扰带宽)会对准确性产生负面影响。

在一个实施例中，WBI减轻模块(117、137)使用消隐(例如，消隐方法)，其可以在信号118或波形中引入不连续性或相位跳跃。这种相位跳跃会降低陷波滤波器(205、215)的稳定性和准确性。因此，在实践中，在逐个频带的基础上(例如，针对较低频带或较高频带，独立地)，每个NBI减轻***(110、130)或其陷波滤波器(205、215)在在检测到相应频带或子频带(例如，较低频带或较高频带)的相位跳跃的周期期间使用相应的消隐启用信号(119、139)禁用自适应更新。

对于每个频带或子频带，来自陷波滤波器(205、215)的输出信号或数字滤波后的基带信号(206、216)包括GNSS信号、噪声和干扰的残余(例如，假设其处于最小强度)。因为滤波后的基带信号(206、216)包括GNSS信号和噪声，所以ADC(112、132)的低位宽量化将足以确保或促使量化损失小于设计阈值(例如，对于低位宽，为0.1dB，而对于更大位宽的量化，这种设计阈值可能会增加)。较低的量化水平倾向于降低用于信道处理的逻辑复杂性。然而，滤波后的基带信号(206、216)的动态范围倾向于基于在任何时间处存在的(多个)干扰信号而有巨大变化。例如，数字信号(113、133)有时可能包括强NBI，而在其他时候，数字信号(113、133)类似于噪声，或者具有带PN码的扩频调制信号的一般特性。对于每个频带或子频带，相应的数字AGC(DAGC)(207、217)可以自适应地调整易受干扰而发生变化的相应滤波后的基带信号(206、216)的幅度，以产生对于频带或子频带处于恒定幅度的结果信号(116、136)。

在图1中，上频带(例如，高频带或高子频带)或上数字信号路径的GNSS频带处理路径类似于(但可以独立于)下频带(例如，低频带或低子频带)或下数字信号路径的GNSS频带处理路径。对于上频带，第一ADC 112输出数字(中频)信号113，该数字信号113由第一WBI减轻模块117处理。在第一选择性滤波模块114中，处理后的减轻的信号118由第一抗谐波频率转换器201转换成数字基带信号。第一LPF 203抑制第一数字基带信号202中的相邻GNSS频带干扰。通过第一陷波滤波器205减轻第一路径上的数字基带信号115的NBI分量。第一陷波滤波器205使用第一消隐启用信号119，以在相位跳跃的周期期间禁用更新。第一DAGC 207自适应地将结果信号116的幅度调整至恒定水平、目标水平或者目标范围内。

对于下频带，与上述的上频带操作类似，第二ADC 132输出数字中频信号133，该数字中频信号133由第二WBI减轻***137处理。在选择性滤波模块134中，处理后的减轻的信号138由第二抗谐波频率转换器211转换成数字基带信号。第二LPF 213抑制第二数字基带信号212中的相邻GNSS频带干扰。通过第二陷波滤波器215减轻第二路径上的信号214的NBI分量。第二陷波滤波器215使用第二消隐启用信号139，以在相位跳跃的周期期间禁用更新。第二DAGC 217自适应地将信号216的幅度调整至恒定水平、目标水平或者目标范围内。

在图3A和图3B中，针对每个信道、信道集合或超级信道，更详细地图示了抗谐波频率转换器(201、211)。

每个抗谐波频率转换器(201、211)包括一个或更多个数字抗谐波混频器303或数字旋转器，其接收一个或更多个相应的数字混频信号302，例如来自查找表301的正弦或同相位数字生成信号以及余弦或正交数字生成信号。例如，数字抗谐波混频器可以包括第一数字混频器和第二数字混频器，其中第一数字混频器被配置为生成基带信号或近基带信号的同相位分量(I)，而第二数字混频器被配置为生成(编码/调制的)基带频率信号的正交(Q)分量，其中，共同用于表示所接收到的GNSS信号或GNSS复合信号的信道集合的信道、信道集合或聚合信道(例如，超级信道)的I分量和Q分量包含全部或大部分的电磁信号能量。

第一混频器接收从所接收的GNSS信号导出的数字(中频)信号(113、133)和从本地载波信号或载波副本导出的本地参考中频信号，并且生成(编码/调制的)基带频率或近基带频率信号的I分量。类似地，第二混频器接收从所接收的GNSS信号导出的数字(中频)信号(113、133)和从本地载波信号或载波副本导出的本地参考中频信号，并且生成(编码/调制的)基带频率或近基带频率信号的I分量。

在一个实施例中，查找表包括用于生成对应的正弦或同相位本地参考中频信号的第一查找表和用于生成余弦或正交相位(例如，从同相位分量偏移90度)本地参考中频信号的第二查找表。此外，在一种配置中，包括第一查找表和第二查找表的查找表301被配置为生成一个或更多个高精度、低分辨率的数字混频信号302，该数字混频信号302的谐波分量被充分地抑制。例如，查找表301可以以一个或更多个基频关于正弦分量或余弦分量或两者对信号进行建模或存储，持续一个或更多整数个循环。在查找表301中，被存储或建模的信号例如可以作为幅度和相位值存储在查找表中。

在一个实施例中，本地中频(IF)信号生成器(例如，具有频率缩放器的载波数控振荡器(NCO)或IF NCO)提供本地IF信号或本地参考信号作为对数字抗谐波混频器303的输入。此外，本地IF频率生成器、IF NCO或载波NCO(例如，以及用于同一信道、信道集合或信道聚合集合的编码NCO)可以由时钟信号驱动，该时钟信号的频率由相位锁定环路或时钟跟踪环路模块(例如，图10A中的730)精确地控制。IF NCO或载波NCO通常可以输出离散相位状态与时间之间的关系的重复阶梯函数，查找表301使用该函数来生成精确的正交和同相位的信号。

在一种配置中，相位累加器或用于编码信号分量的校正数据处理的累加可以被用作时钟跟踪环路模块(例如，图10A中的730)或信道基带跟踪模块(例如，图10A中的711)或任何适用的载波NCO、编码NCO或时钟NCO的输入，输入到查找表301中，以在查找表中寻址适当的正弦值或余弦值的数据存储位置，从而产生高精度、低分辨率的数字混频信号302的目标波形(例如，补偿波形，以减少载波相位、码相位和时钟相位的跟踪误差)，该数字混频信号302的谐波分量被充分抑制。相位累加器将接收数字(中频)信号(113、133)以进行处理。

参考图3B的图表(352、354、356)，每个水平轴(350)指示信号的频率，其向右增加，并且每个竖直轴(351)表示每个对应信号的幅度，其中每个水平轴的频率对齐以表示图3B的三个图表中的共同频率。

在图3B的最上面的图表352中，数字抗谐波混频器303对输入信号或数字信号(113、133)与抗谐波混频信号进行处理或混频，以生成基带信号202/212。为了强调查找表301的重要性，图3B的说明性场景假设数字信号(113、133)包括强相邻GNSS频带NBI分量312和GNSS信号分量311，其可以通过诸如PN码或PRN码(例如，用于L1(C/A)的Gold码、用于L1C的Weil码以及用于L1和L2的P码)之类的码进行编码。在中间的图表354中，因为有限量化，所以信号302的快速傅里叶变换(FFT)包括基频(线)频谱信号分量321和两个谐波(线)频谱信号分量322和323。在下部的图表356中，基频信号321将期望的GNSS信号分量311转换为数字基带，如数字基带信号331所示的。

在此示例中，强的相邻GNSS频带NBI分量312太靠近谐波信号322，这倾向于将NBI分量312的干扰信号转换成数字基带信号332，或与数字基带信号332一起转换。结果，在数字基带331中的GNSS信号的解调将受到基带干扰信号332的干扰。该说明性场景解释说明了抑制谐波信号322和323的重要性，其进而抑制基带干扰信号332。

在一种配置中，用于抑制不希望的谐波分量的关键因素是一个循环的长度(例如，对应于载波偏移频率的本地振荡器频率、本地振荡器或NCO的用于数字混频的中频信号)和查找表(LUT)301中的每个元素的精度。仅具有基线频谱的理想相位旋转可以由浮点格式矢量Ae^jωn来表示，其中，

A是相量的幅度；

ω是归一化频率；以及

n是样本的索引。

参考图4，根据上述方程，LUT301的元素可以相对于竖直轴388和水平轴389绘制，其中水平轴零点和竖直轴零点居中地位于中心点390。在图4中，上述矢量以浮点格式描绘了圆形或大致圆形的形状，如外圆341的信号和内圆342的信号所指示的那样。通过从查找表301固定混频信号302的周期的长度，可以提高精度，如图4的各个相应点(344、346)的散点图与真实圆的较高一致性(或较小偏差)所示。通过固定混频信号302的精度，较短的周期更适合圆上各个相应点(344、346)的散点图的拟合，这是因为圆锥拟合算法受到的较少约束。

在图4的第一示例中，如图所示，外圆341的矢量信号被拟合于或表示为菱形的点(344)。此外，上述矢量方程形成外圆341的矢量信号，该矢量信号由基于具有更高精度水平(例如，22)的示例性的256位条目查找表的点(344)限定，其中不希望的谐波被衰减到比混频信号302在基频处的幅度低10dB。

在图4的第二示例中，如图所示，内圆342的矢量信号被拟合于或表示为点状的点(346)。此外，上述矢量方程形成内圆342的矢量信号，该矢量信号由基于具有较低位精度水平(例如，13)的示例性的16位条目查找表的点(346)限定，其中不希望的谐波被衰减到比混频信号302在基频处的幅度低27dB。结果，抗谐波混频器303的设计被配置为提供高精度、低分辨率的信号，该信号平衡频率分辨率和位精度水平。

在一个实施例中，接收机可以使用多级下变频过程，甚至在次级下变频器内也是如此。在次级下变频器中，数字抗谐波混频器可以实施第一级混频过程和第二级滤波过程。首先，数字抗谐波混频器可以使用粗分辨率(较短周期)、高精度的途径将GNSS信号转换成位于LPF(203、213)的通带内的近数字基带或准基带(例如，接近理想的0频率而不是处于理想的0频率)。只要通过抗谐波频率转换器(201、211)防止干扰混叠(例如，以防止落在低通滤波器的带宽之外的混叠，诸如负频率或虚频域)，在第二级滤波过程中，LPF(203、213)能够抑制相邻GNSS频带干扰。在LPF(203、213)之后，陷波滤波器(205、215)可以进一步去除带内GNSS频带干扰。因此，有可能出现如下情况：在某些时间周期期间，滤波后的结果基带信号(206、216)相对于数字基带信号不包括任何强干扰；在这样的时间周期期间，谐波约束不太严格，其中在第一级混频过程中，抗谐波频率转换器(201、211)可以(例如，暂时)以长周期(高分辨率)操作，以使得混频可以在这样的时间周期期间允许相对较高的谐波分量。

在替代实施例中，附加或补充的数字混频器可以跟在LPF(203、213)之后，以将任何数字准基带信号频移或转换成处于零频率或包含零频率分量的基带带宽上的真实数字基带信号。

图5A图示了用于集成多种抗干扰技术的***400的架构。

在图5B中，每个所接收的数字(中频)信号(113、133)包括期望的GNSS信号分量311、相邻GNSS频带干扰信号312、GNSS频带内干扰信号441和宽带干扰信号443。滤波形状451表示第一模拟模块(111、313)的低噪声放大器(LNA)(141、151)和模拟抗混叠滤波器(158、168)的前端滤波的组合。滤波形状452表示选择性滤波模块(114、134)的数字GNSS频带滤波(例如，上频带、下频带、高频带、低频带或对应的子频带，诸如信道L1、L2、L5)。因为宽带架构使得模拟滤波器无法减轻相邻GNSS频带干扰或NBI分量312，所以ADC(112、132)之后进行的数字处理和数字滤波负责处理解决并减轻NBI或WBI或解决并减轻NBI和WBI两者。

在图5A中，WBI减轻模块(117、137)基于脉冲信号干扰443的存在来检测ADC(112、132)的ADC饱和。为了检测当存在脉冲信号干扰443时的ADC饱和，数字AGC(207、217)的特殊AGC算法被配置为对下列项进行分类、识别或区分：(a)由脉冲信号干扰443引起的脉冲宽带削波；(b)由NBI信号312和441引起的窄带削波(例如，连续或不连续)的ADC响应。当在一个或更多个采样间隔期间检测到削波(clipping)后，数字AGC(207、217)在削波采样间隔期间消隐WBI信号443，其中ADC饱和指示呈脉冲信号干扰443形式的WBI，从而产生结果信号(116、136)。

在图5A中，抗谐波频率转换器(201、211)将期望的GNSS频带452转换为接近零频率或数字准基带信号，以使得(例如，选择性滤波模块114、134内的)简单LPF能够抑制相邻GNSS频带NBI 312。结果数字基带信号(115、135)包括期望的GNSS信号分量311和GNSS频带内NBI 441。

在LPF的低通滤波或选择性滤波模块(114、134)的带通滤波之后，使用有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)、无限脉冲响应(infinite impulse response，IIR)、或FIR和IIR两者混合的陷波滤波器(205、215)来减轻GNSS频带内NBI 441的影响。因为GNSS频带内NBI 441与期望的GNSS信号分量311之间的频谱重叠，所以NBI信号441的减轻容易受到期望的GNSS信号分量311的波形失真(例如，通常不可避免地会失真)的影响，这对跟踪精度产生不利影响。因此，陷波滤波器控制模块被配置为控制陷波滤波器(205、215)，以便在超过来自潜在失真的缺点的采样间隔内有利地启用陷波滤波器。WBI减轻模块(117、137)中的消隐算法提供指示相位不连续(该相位不连续会对陷波滤波器(205、215)在一个或更多个采样间隔内的跟踪性能产生负面影响)的控制信号或数据消息，以便控制、禁用和启用陷波滤波器(205、215)。如果向陷波滤波器(205、215)提供禁用陷波滤波器信号或消隐启用信号(119、139)，则会在发生相位不连续的周期内(例如，一系列连续的采样间隔或历元，其是GNSS接收机内的测量时间单位)延迟、停止或推迟陷波滤波器的自适应更新。

在陷波滤波器(205、215)的输出处，滤波后的数字基带信号(206、216)仅包括期望的GNSS信号分量311和噪声。然而，信号(206，216)的幅度在存在GNSS频带内干扰信号441的情况和不存在干扰信号441的情况之间可以显著地多样化。对于噪声类信号期望的GNSS信号分量311而言，两位量化损失可以忽略不计；因此，为了简化信道处理逻辑，数字AGC(DAGC)(207、217)被配置为自适应地将信号413缩放到恒定水平、目标信号水平或目标信号范围内(例如，数字压缩)。结果信号(116、136)驱动信道跟踪环路以产生导航解，在没有适当或可靠的干扰减轻的情况下，该结果信号的频谱可能会因干扰而失真。

图6阐明了DAGC***(207、217)对GNSS接收机的数字滤波进行补偿的必要性，例如选择性滤波模块(114、134)、陷波滤波器(205、215)或这两者。在图6中讨论了两种典型情况。第一种情况从(用于数字滤波的)输入信号501开始，该输入信号501包括期望的、编码的伪随机噪声码(PN)信号311，该信号311调制所接收到的卫星信号的载波和伴随噪声(accompanying noise，NSY)。信号501的最高有效位(most significant bit，MSB)包含期望的GNSS信号分量311的信息，例如编码的PN信号。在这种情况下，选择性滤波模块(114、134)会减小相邻GNSS频带噪声(例如，连续波(CW)干扰或噪声)的功率，而陷波滤波器(205、215)是不必要的或可以是不必要的。结果，信号512的MSB包含期望的GNSS信号分量311的信息。在该第一种情况下，预期DAGC(207、217)将提供单位增益或者默认的缩放增益。

第二种情况从(用于数字滤波的)输入信号531开始，该输入信号531包括用期望的PN信号编码的GNSS信号(例如，311)、相邻GNSS频带NBI信号(例如，图5B中的NBI分量312)或(在图5B中)GNSS频带内NBI信号441或这两者以及噪声。由于强NBI的存在，ADC数据531的MSB表示NBI分量312和441。在这种情况下，选择性滤波模块(114、134)包括带通滤波器(例如，用于下频带、上频带、高频带、低频带或所选择的的GNSS信道，诸如L1、L2、L5)，以抑制或衰减相邻GNSS频带NBI信号312的功率，并且陷波滤波器(205、215)减小GNSS频带内NBI信号441的功率。结果，信号532的MSB在一个或更多个相关采样间隔内变为“0”或被填充有“0”，如信号505所指示的那样。因此，预期DAGC(207、217)将放大或增加增益以缩放所期望的信号(例如，311)：(a)从信号532的最低有效位(least significant bit，LSB)缩放到信号533的MSB；以及从信号512的LSB缩放到信号533的MSB。

为了实现DAGC***(207、217)的目标增益控制目标，图7提供了可以用于实施DAGC(207、217)的框图的示例。在输入处，乘法器570将信号(512、532)乘以缩放信号(S)545以产生结果信号544的乘积。

第一比较器547将结果信号544与期望的阈值信号546进行比较。如果第一比较器547确定该信号544大于信号546并且信号545大于1，则计数器541响应于由第一比较器547提供的减量启用输入543而使缩放信号(S)545递减或减小。

第二比较器548将结果信号544与期望的信号546进行比较。如果第二比较器548确定该信号544小于信号546，并且如果缩放信号(S)545不超过计数器541的最大值(例如，2^X-1)，则第二比较器548生成增量信号542，该增量信号542使得计数器541能够使缩放信号545增加或递增。否则，信号545保持恒定，并且信号544停留在与当时恒定的缩放信号(S)545相关联的对应的期望水平。

位提取器549采用具有足够小的量化损失的适当位来产生用于GNSS信道处理的结果信号(116、136)。

在图7中，现代化信号在每个传输频率上包含至少两个分量。将这些分量组合在一起可以将跟踪性能提高约3分贝(dB)。与在软件中通过组合多个信道进行聚合跟踪相比，复合信道架构节省了信道分组管理、信道之间的相位同步、以及信道之间的移交同步的软件工作量。

图8图示了复合信道和相关联的选择多路复用器120和/或GNSS信道处理模块121的实施的框图的一个实施例，其支持在单个频率上传输的双PN序列的跟踪。例如，复合信道(例如，GPS上的L1C信道，其中L1C与L1C/A多路复用以用于L1C/A的向后兼容性)可以用交替BOC(Binary Offset Carrier，二进制偏移载波)或多路复用二进制偏移载波(MultiplexedBinary Offset Carrier，MBOC)扩频信号进行调制或编码，该扩频信号是复合码，其中扩频信号的载波频率的上波瓣和下波瓣可以用不同的导航信息或消息进行调制。因为所有的PN序列都在单个载波频率上调制，所以每个PN序列都需要单个载波解调。载波数控振荡器(NCO)601产生施加到复合载波混频器602的本地解调信号621或参考信号。

在替代实施例中，图8的复合信道可以包括下列任意项的聚合信道或信道组合/排列：(例如，用于GPS的)L1C/A信号、L1C信号、L1P信号、L2P信号以及国际GNSS星群的等效信号或对应兼容信号(例如，兼容伽利略、GLONASS、Quasi-Zenith和北斗卫星信号)，其中不同的载波频率可能由多个载波NCO 601、载波混频器602和相位选择模块(615-1……615-n)支持。

在图8中，复合载波混频器602将每个接收到的GNSS卫星信号(116)与本地振荡器参考信号621组合，以便(例如，在一个或更多个连续采样间隔或测量时间内，比如GPS或GNSS***的历元)针对所接收到的GNSS卫星信号的每个对应载波生成同相位(I分量)基带信号622-1和正交相位(Q分量)基带信号622-2。第一相位选择信号635-1被输入至第一相位选择多路复用器615-1。第一相位选择信号635-1控制第一相位选择MUX 615-1选择同相位(I分量)基带信号622-1或正交相位(Q分量)基带信号622-2(或者替代地，一对I分量和Q分量，IQ分量)，以用于第一积分与转储模块613-1中的第一PN累加，以便稍后进行鉴别或解调。类似地，第n个相位选择信号635-n控制第n个相位选择MUX 615-n选择同相位基带信号622-1或正交相位基带信号622-2(或者替代地，一对I分量)，并且用于第n个积分与转储模块613-n中的第n个PN累加，以便稍后进行鉴别或解调，其中n等于n到N系列中大于或等于2的任何正整数。尽管信号的I分量和Q分量(例如，622-1、622-2)是相对于基带信号提及的，但是在替代配置中，I分量和Q分量可以指解调后的I分量和解调后的Q分量。

为了支持(例如，L1C信号或替代的BOC信号的)双PN解调，信道包括两个码解调路径。第一码启用单元603提供第一码启用信号623(例如，第一时钟信号)以驱动第一码相位累加器605。在每个码启用信号623(例如，第一时钟信号)处，由码NCO 607生成的第一码速率信号627被第一累加器605(例如，第一码相位累加器)进行累加。如果第一累加器检测到溢出，则第一累加器605生成第一码前进信号625。第一码前进信号625将PN编码器608(例如，第一PN码生成器)从当前状态(例如，当前码片)移动到下一状态(例如，下一码片)，以生成第一PN序列(例如，第一PN序列对于每个GPS卫星或该GPS卫星上的信道来说可以是独有的)。

码片(chip)是指使用扩频调制的GPS接收机中的时钟周期的单位，其中每个GNSS信道上的代码或PN序列的码片速率通常是已知或公布的。如果或者当接收到的PN序列与PN码序列的副本对齐时，则可以精确测量码相位；因此可以精确测量接收机和发射所接收到的PN序列的相应卫星之间的相关联的伪距，并达到大约一个码片的分辨率。

由于给定卫星上的所有PN序列都是相干的(例如，基本上相干)，并且依赖频率和不依赖频率的信道扰动对于相同频率(例如，相同载波频率或具有编码边频带分量的相同功率频谱密度函数)上的所有PN信号都是相同的，因此第二码路径与第一码路径相关联以反映这种相干性。第一码前进信号625还驱动第二码启用模块604生成第二码启用信号638(例如，第二时钟信号)，该第二码启用信号638进一步驱动第二码相位累加器606。

乘法器690将(来自码NCO的)第一码速率信号627乘以倍数信号639，以生成第二码速率信号624。对于一些频率，两个PN码速率相差10/20的倍数，例如GPS Ll-CA与GPS Ll-P的组合作为复合信道用于图8的***，或者GLONASS Ll-CA与GLONASS Ll-P的组合用于图8的复合信道，等等。由于第二码速率624是第一码速率627的倍数或导数，因此它们可以完美地同步(例如，或在接近一个码片分辨率的微小误差或时钟误差范围内基本上同步)。第二码累加器606每隔一个时钟信号638或者每两个时钟信号638添加第二码速率624。得到的结果第二码前进信号626驱动第二PN编码器609(例如，第二码生成器)生成第二PN序列(例如，629-1)至第m个PN序列(例如，629-m)。

第一编码器608生成具有不同延迟的第一组PN序列，例如生成信号628-1至信号628-m，其中m是第一组PN序列中的第m个信号。第二编码器609生成具有不同延迟的第二组PN序列，例如生成信号629-1至信号629-m。例如，不同的延迟可以被构造为提前延迟、准时延迟和晚点延迟以供图8的***和相关过程中使用(例如，双重用途)。

每个复合信道支持n个累加器，其中n是正整数。例如，第一PN选择单元611-1可以包括多路复用器。第一PN选择单元611-1基于第一选择信号631-1至第n个选择信号631-n，从第一组PN序列628-1至628-m中选择或捡取一个PN序列，或者从第二组PN序列629-1至629-m中选择或捡取一个PN序列，其可以基于对相关峰和/或鉴别器/包络检测器输出的检测反馈。在一个可能的示例中，第一PN选择单元611-1输出所选择的第一PN序列632-1，加法器691(例如，相加器)将所选择的第一PN序列632-1与由第一码单元612-1(例如，SCM[1])提供的第一叠加码(信号)633-1组合或相加，以生成第一本地码信号637-1。

第一积分与转储模块613-1接收第一载波基带信号636-1(例如，第一载波解调信号)、第一本地码信号637-1和第一W码选择信号614-1(例如，Wsel[l])。第一积分与转储模块613-1被配置为基于第一本地码信号637-1，基于第一载波基带信号636-1(例如，第一载波解调信号)、第一本地码信号637-1和第一W码选择信号614-1(例如，Wsel[l])来生成P码信号(例如，P码相位)的第一同相位(例如，I分量)和正交相位累加信号(Q分量)634-1。在一个说明性配置中，第一积分与转储模块613-1存储并提供P码信号(例如，P码相位)的第一同相位(例如，I分量)和正交相位累加信号(Q分量)634-1，以便稍后应用于鉴别器、包络检测器或相关性信号幅度或功率频谱密度的点乘积评估(dot product evaluation)，以生成用于码相位跟踪和/或码NCO调整的误差信号。在一些配置中，叠加在GNSS信号上的数据可能是使用数据(例如，导航相关数据、加密数据、P(Y)码和/或W码)对GNSS载波信号进行编码而产生的。

类似地，例如，第n个PN选择单元611-n可以包括多路复用器。第n个PN选择单元基于第n个选择信号631-n，从第一组PN序列628-1至628-m中选择或捡取一个PN序列，或者从第二组PN序列629-1至629-m中选择或捡取一个PN序列。在一个可能的示例中，第n个PN选择单元611-n输出所选择的第n个PN序列632-n，加法器692(例如，相加器)将该所选择的第n个PN序列632-n与由第n个第二码单元612-n(例如，SCM(n))提供的第n个叠加码(信号)633-n组合或相加，以生成第n个本地码信号637-n。

第n个积分与转储模块613-n接收第n个载波基带信号636-n(例如，第n个载波解调信号)、第n个本地码信号637-n以及第n个W码选择信号614-n(例如，Wsel[n])。第n个积分与转储模块613-n被配置为基于第n个本地码信号637-n，基于第n个载波基带信号(例如，第n个载波解调信号)、第n个本地码信号637-n以及第n个W码选择信号614-n(例如，Wsel[n])来生成P码信号(例如，P码相位)的第一同相位(例如，I分量)和正交相位累加信号(Q分量)634-n。在一个说明性配置中，第n个积分与转储模块613-n存储并提供P码信号(例如，P码相位)的第n个同相位(例如，I分量)和正交相位累加信号(Q分量)634-n，以便稍后应用于鉴别器、包络检测器或相关性信号幅度或功率频谱密度的点乘积评估，以生成用于码相位跟踪和/或码NCO调整的误差信号。在一些配置中，叠加在GNSS信号上的数据可能是使用数据(例如，导航相关数据、加密数据、P(Y)码和/或W码)对GNSS载波信号进行编码而产生的。

图9A和图9B共同图示了GNSS信道处理模块121，例如被设计用于将GPS加密信号处理与民用信号处理聚合在一起的超级信道结构。GPS现代化在L1频率上增加了与传统的Ll-CA和L1P信号同步的L1C信号；在L2频率上增加了与传统的L2P信号同步的L2C信号。

新的L1C信号被设计用于与伽利略GNSS***互操作，并且还向后兼容L1 GPS上的当前民用信号。L1C信号将以更高的功率水平传输，并包括与伽利略二进制偏移载波(BOC)调制相关联的一些高级设计功能以用于提高性能。

L2C信号通过复用第一PN码(例如，民用中码)和第二PN码(民用长码)并且用载波调制(例如，通过双极相移键控(bipolar phase shift keying，BPSK))形成，其中，除了L1C/A导航消息之外，民用中码还通过可由民用接收机解调的导航消息进行调制。L2C民用长码信号可以被用作导频(pilot)，但是并不表示导频PN序列或者导频PRN序列。L2C信号支持双频民用GPS接收机来校正电离层群延迟并提供可能更快的信号捕获。此外，由于L2C以比传统的L1C/A信号更高的有效功率进行广播，因此L2C信号提供了增强的可靠性或更大的操作范围(例如，免受地形衰减、植被遮蔽或多路径的影响)。

在图9A中，由于对于同一卫星在GNSS***时间的同一历元或测量间隔内的L1P(例如，伪噪声(PN)编码的L1P(Y)信号)与Ll-CA和L1C之间的相干性(例如，载波相位的基本同步)，来自(例如，与图8的***相关联的)第一L1C复合信道的载波基带信号622-1和622-2(例如，载波解调信号)被馈送到第一L1P信道中。如图所示，载波基带信号(622-1、622-2)具有I分量和Q分量。

第一相位选择模块659-1选择与L1P相位(平面)(与给定卫星的接收到的GNSS信号的L1C或Ll-C/A相位平面相反)对齐的GNSS接收信号，以生成用于第一码解调处理的信号648-1；第n个相位选择模块659-n选择与L1P相位(平面)对齐的信号，以生成用于第n个码解调处理的信号648-n。在一个实施例中，每个第一相位选择模块659-1至659-n包括多路复用器，该多路复用器由来自信道基带跟踪环路模块(例如，码跟踪环路、载波跟踪环路)的选择信号控制。此外，信道基带跟踪环路包括：(a)载波NCO，其提供与接收到的GNSS信号的(例如，在引入某一信道或某一信道的信号捕获之后其基带I分量和Q分量的)L1P载波相位对齐的本地载波频率振荡器或IF频率振荡器；(b)相关器，其接收这种L1P对齐的本地载波频率振荡器信号(的样本)和(同一卫星的，例如候选L2C载波信号)所接收到的评估后的GNSS信号(的样本)以进行对齐，以提供(候选)相关性；(c)载波环路鉴别器，其单独地或与载波环路滤波器(例如，卡尔曼滤波器)一起，用于通过估计L1P对齐的本地载波频率振荡器信号和所接收到的评估后的GNSS(例如，L2C载波信号)之间提供的该(候选)相关性中的峰值相关性来评估(例如，搜索)L1P相位(平面的对齐)；(d)载波环路鉴别器，其被配置为向载波NCO提供载波误差信号以维持这种对齐(例如，以从候选中选择相位对齐的L2C信道)。

P码可供公众使用；P码和W码应用于异或数字逻辑(例如，逻辑门或数字信号处理)，以以加密方式生成产生或生成Y码的序列或字。例如，如果美国政府或其机构将卫星的反欺骗模块设定为“开启”状态，则GPS GNSS会发射Y码。加密信号一般被称为P(Y)码。

由于L1P信道在任何给定时间仅处理或编码一个PN序列，其与上述与L1C信号的相干性一致，因此第一码启用单元641被配置为生成第一码启用信号651(例如，第一时钟信号)，或者使用图8、图9A和图9B的***的共同码启用单元，以便与来自L1-CA/L1-C信道的(例如，图8中的)码启用信号623同步。第一码启用单元641被配置为生成第一码启用信号651(例如，时钟信号)以驱动第一码相位累加器642。

码数控振荡器(码NCO)649被配置为生成第一码速率信号649-1，例如时钟控制的、离散时间的波形表示(例如，通常是正弦波形或方波)。可以包括来自码速率信号627(图8中，例如来自共同码NCO)的衍生信号的第一码速率信号649-1被第一相位累加器642使用以生成第一码前进信号652，该第一码前进信号652驱动第一P编码器643(例如，第一码生成器)生成PN序列。

第一P编码器643(例如，第一码生成器)被配置为生成多个PN序列，例如653-1至653-m，其中m是可能的PN序列的最大数量，这些PN序列在时间或相位上偏移以提供不同的码相位(例如，提前、准时和晚点时间)，并被馈送到多个PN选择单元，例如644-1至664-n，其中n是码相位的最大数量(例如，正整数)，或其中n等于m。在一示例中，第一PN选择单元644-1包括多路复用器，该多路复用器选择准时或及时PN序列653-3，其可以表示653-nOT(在该实施方式中nOT＝3或653-3)或653-1至653-m内的另一个PN序列，以生成第一码解调信号654-1至第一码解调信号654-n。例如，第一码(解调)信号654-1至第一码(解调)信号654-n表示具有对应的I分量和Q分量的P码，其中，可以基于相关过程(例如，码相关器和码环路鉴别器/包络检测器)选择准时P码作为对PN选择模块(644-1)其集成***的输入。

由于对L1P(例如，L1P(Y))信号进行加密调制，所以第一W码累加器645-1(例如，WAcc[l])将第一码解调信号654-1和来自相应的相位选择模块659-1的第一载波(解调后的)信号648-1或第一基带信号组合，以在加密码片周期内进行积分，以生成第一W码累加信号655-1。未知的W码可以被用于以已知频率(例如，500千赫(KHz))加密P(Y)码，该已知频率小于PN码的码片速率，并且提供上述相应的加密码片周期(例如，在适用的范围内，与固定频率成反比)以用于积分。W码解调单元646对信号655-1进行平方或处理以擦除(例如，盲目擦除)或去除未知的W码调制，并且创建第一W码去除信号656-1。因此，即使公众或商业终端用户不知道W码，也可以使用载波和P(Y)码从调制后的L1P信号解调或解码出L1P、信号I和Q(矢量)分量(例如，用于码跟踪和载波跟踪环路的目的)。

在一个实施例中，第一积分与转储模块647-1进一步累加W码去除信号656-1以生成多毫秒积分信号657-1。例如，第一积分与转储模块647-1(例如，图9A中标记为I&D[1])保持、存储并积分第一W码去除信号656-1，其中时间积分对输入信号中的变化求和以产生时间平滑的数字输出信号。如前所述，图9A中的每个积分与转储模块(647-1至647-n)的解码后的输出(例如，657-1至657-n)，编码后的PN信号的解调提供下列输出中的一个或更多个：(1)多毫秒积分信号(657-1至657-n)，其被用于进一步数字处理、码环路鉴别和/或GNSS信道的信号捕获搜索；(2)用于码环路跟踪、码环路鉴别和/或潜在解码的L1P码的I分量和Q分量；以及(3)用于码环路跟踪、码环路鉴别和/或潜在解码的L2P的I分量和Q分量。此外，数字输出信号或多毫秒积分信号(657-1……657-n)可以支持、增强或帮助进一步处理、用于码环路误差估计的包络检测、和/或解调，以确定PN测距码和导航数据(例如，来自解调后的航向捕获(C/A)码、L2C码和(如果没有用W码加密以形成P(Y)码或受到限制访问)可能的精确P码)，例如GPS日期、GNSS/GPS时间、卫星标识符和卫星状态；发射卫星的星历表或精确轨道数据；以及GPS卫星星群内其他(非发射卫星)的年历表或低分辨率轨道数据。

在图9A中，第二码路径至第n个码路径与第一码路径是分开的，但是与第一码路径相似。一般而言，第n个PN选择模块644-1至644-n(例如，第一多路复用器至第n个多路复用器)从信号653-1至653-m的集合中选择PN序列，以生成第一码解调信号至第n个码解调信号(654-1……654-n)，其中，可以基于相关过程(例如，码相关器和码环路鉴别器/包络检测器)选择P码(例如，准时P码)作为PN选择模块(644-1……644-n)或其集成***的输入。

例如，对于第n个码解调信号654-n，第n个W码累加器645-n(例如，在图9A中标记为WAcc[n])将所选择的的第n个码解调信号654-n与第n个载波解调信号648-n(或具有I分量和Q分量的基带信号)组合，以在加密码片周期内进行积分，以生成第n个W码累加信号655-n。此外，在一个说明性配置中，W码解调单元646将信号655-n与信号655-1相乘(作为参考，或者替代地对信号655-n求平方)以擦除W码调制，从而创建第n个W码去除信号656-n。

在一个实施例中，第n个积分与转储模块647-n(例如，图9A中被标记为I&D[n])进一步累加W码去除信号656-n以生成多毫秒积分信号657-n，其表示解码后的PN信号(例如，GNSS信号上的导航相关数据，诸如用于码相位跟踪的L1P信号或L1P的I分量和Q分量)。在图9A中的每个积分与转储模块(647-2至647-n)的解码后的输出(例如657-1至657-n)处，编码后的PN信号的解调提供下列输出中的一个或更多个：(1)多毫秒积分信号(657-2至657-n)，其被用于进一步数字处理、码环路鉴别和/或GNSS信道的信号捕获搜索；(2)用于码环路跟踪、码环路鉴别和/或潜在解码的L1P码的I分量和Q分量；以及(3)用于码环路跟踪、码环路鉴别和/或潜在解码的L2P的I分量和Q分量。

图9B中的L2信号的处理类似于图9A中的L1信号的处理，除了可以用不同的软件指令或逻辑来配置第二W码解调单元666之外。由于L2P和L2C之间的相干性(例如，载波信号的相位同步)，在相位选择模块(689-1至689-n)处，来自第一L2C复合信道的载波解调信号681-1和681-2或基带信号(或在替代实施例中，681-1至681-n，包括端值)被馈送到第一L2P信道的相位选择模块689-1。

第一相位选择模块689-1选择与L2P相位(平面或参考)对齐的信号，以生成用于第一码解调处理的信号688-1。第二相位选择模块689-2选择与L2P相位(平面或参考帧)对齐的信号，以生成用于对应的L2)信道的第一码解调处理的信号688-2。此外，第n个相位选择模块689-n选择与L2P相位(平面)对齐的信号，以生成用于对应的L2P信道的第n个码解调处理的信号688-n。

在一个实施例中，每个第一相位选择模块659-1至659-n包括多路复用器，该多路复用器由来自信道基带跟踪环路模块(例如，码跟踪环路、载波跟踪环路)的选择信号控制。此外，信道基带跟踪环路包括：(a)载波NCO，其提供与接收到的GNSS信号的(例如，在引入某一信道或某一信道的信号捕获之后其基带I分量和Q分量的)L1P载波相位对齐的本地载波频率振荡器或IF频率振荡器；(b)相关器，其接收这种L1P对齐的本地载波频率振荡器信号(的样本)和(同一卫星的，例如候选L2C载波信号)所接收到的评估后的GNSS信号(的样本)以进行对齐以提供(候选)相关性；(c)载波环路鉴别器，其单独地或与载波环路滤波器(例如，卡尔曼滤波器)一起，用于通过估计L1P对齐的本地载波频率振荡器信号和所接收到的评估后的GNSS(例如，L2C载波信号)之间提供的该(候选)相关性中的峰值相关性来评估(例如，搜索)L1P相位(平面的对齐)；(d)载波环路鉴别器，其被配置为向载波NCO提供载波误差信号以维持这种对齐(例如，以从候选中选择相位对齐的L2C信道)。

由于L2P信道在给定时间仅处理一个PN序列，因此码启用信号661(例如，时钟信号)与来自L2C信道的(图8中的)码启用信号623同步以生成第二时钟信号671，以驱动第二码相位累加器662。码数控振荡器(NCO)699提供第二码速率信号669-1，在某些实施例中，该第二码速率信号669-1是从L2C信道的(图8的)码速率信号627导出的(或衍生的)。第二相位累加器662使用第二码速率信号669-1来生成第二码前进信号672，该第二码前进信号672驱动第二P编码器663(例如，第二码生成器)来生成第二PN序列(673-1至673-m)。具有不同码相位的相位偏移的(例如，和时间偏移的，例如，提前、准时和晚点)多个PN序列(例如，673-1至673-m，包括端值)被馈送到相应的多个PN选择单元(例如，多路复用器)，例如664-1至664-n，其中m是PN序列的最大数量，并且n是相应的选择单元的最大数量。在一示例中，第二PN选择模型(646-1至664-n)选择准时或及时的PN序列673-1至673-m，例如673-nOT(在该实施方式中，nOT＝3或673-3)，以生成第二码(解调信号)(674-1至674-m)。例如，第二码(解调)信号674-1至第二码(解调)信号674-n表示具有相应的I分量和Q分量的P码，其中，可以基于相关过程(例如，码相关器和码环路鉴别器/包络检测器)选择准时P码作为对PN选择模块(644-1)或其集成***的输入。

在图9B中，因为L2P信号上的加密调制，所以第二W码累加器665-1将第二码解调信号674-1与第二载波解调信号688-1进行处理或组合，以在加密码片周期内进行积分，以生成第二W码累加信号675-1。W码解调模块666将第二W码累加信号675-1(或来自L1P信道的图9A的第一W码累加信号645-1)与L2P信道的(图9B的)第二W码累加信号675-1进行处理或组合，以创建第二W码去除信号676-1。

第二积分与转储单元667-1(例如，在图9B中被标记为I&D[1])进一步累加第二W码去除信号676-1以生成多毫秒积分信号677-1。例如，第一积分与转储模块667-1保持、存储并积分第一W码去除信号676-1，其中时间积分对输入信号中的变化求和以产生时间平滑的数字输出信号。在解码后的输出处(例如，677-1至677-n)，图9B中的每个第二积分与转储模块(667-1至667-n)存储并提供P码信号(例如，P码相位)的第一同相位(例如，I分量)和正交相位累加信号(Q分量)(677-1至677-n)，以便稍后应用于鉴别器、包络检测器或相关性信号幅度或功率频谱密度的点乘积评估，以生成用于码相位跟踪和/或码NCO调整的误差信号。

第n个PN选择模块664-n从信号集合(673-1至673-m，包括端值)中选择PN序列，以生成对应的第n个码解调信号674-n。例如，如果n等于2，则第二PN选择模块664-2从信号集合(673-2)中选择PN序列，以生成对应的第n个码解调信号674-2。

第n个W码累加器665-n将第n个码解调信号674-n与第n个载波解调信号688-n组合，以在加密码片周期内进行积分，以生成第n个W码累加信号675-n。例如，第二W码累加器665-2将第二W码解调信号674-2与第二载波解调信号688-2组合以在加密码片周期内进行积分，以生成第n个W码累加信号675-2。

在一个实施例中，第二W码解调模块666将来自L1P信道的(图9A的)第一W码累加信号655-1与L2P信道的第n个W码累加信号675-n进行处理或组合，以创建或形成第n个W码去除信号676-n。图9B是用于第二超级信道或第二组信道(例如，L2P)的码相位跟踪模块的***的一个实施例的框图，其单独地或与***结合，以及可以通过共享的计算资源获得数据，例如在图9A和图9B的软件模块或块之间(例如，通过操作***、***调用、管道、套接口(sockets)或其他方式)共享的存储器、共享的数据处理(硬件)和数据通信。

在替代实施例中，第二W码解调模块666可以根据可以累加应用或单独应用的各种技术，来处理或组合来自L1P信道或L2P信道的W码累加信号，以创建对应的W码去除信号(676-1至676-n，包括端值)。在第一种技术下，第二W码解调模块666可以处理或组合来自(图9A的)L1P信道的第n个W码累加信号655-n或另一W码累加信号(例如，655-1至655-n-l，包括端值)与(图9B的)L2P信道的第一W码累加信号675-1，以创建第一W码去除信号676-1。根据第二种技术，W码解调模块666可以处理或组合来自(图9A的)L1P信道的第n个W码累加信号655-n或另一W码累加信号(例如，655-1至655-n-1，包括端值)与(图9B的)L2P信道的第n个W码累加信号675-n，以创建第n个W码去除信号676-n。在第三种技术下，W码解调单元666组合或处理来自L2P信道的第一W码累加信号675-1或另一W码累加信号(例如，675-1至655-n-1，包括端值)与L2P信道的第n个W码累加信号675-n以去除W码，从而创建第n个W码去除信号676-n。

第n个积分与转储单元667-n进一步累加W码去除信号676-n，以生成多毫秒积分信号677-n。如前所述，图9B中的每个积分与转储模块(667-1至667-n)的解码后的输出(例如，677-1至677-n)，编码后的PN信号的解调提供下列输出中一个或更多个：(1)多毫秒积分信号(677-1至677-n)，其被用于进一步数字处理、码环路鉴别和/或GNSS信道的信号捕获搜索；(2)用于码环路跟踪、码环路鉴别和/或潜在解码的L1P码的I分量和Q分量；以及(3)用于码环路跟踪、码环路鉴别和/或潜在解码的L2P的I分量和Q分量。此外，数字输出信号或多毫秒积分信号(677-1……677-n)可以支持、增强或帮助进一步处理、用于码环路误差估计的包络检测、和/或解调，以确定PN测距码和导航数据(例如，来自解调后的航向捕获(C/A)码、L2C码和(如果没有用W码加密以形成P(Y)码或受到限制访问)可能的精确P码)，例如GPS日期、GNSS/GPS时间、卫星标识符和卫星状态；发射卫星的星历表或精确轨道数据；以及GPS卫星星群内其他(非发射卫星)的年历表或低分辨率轨道数据。

图10A和图10B各自和共同图示了用于使用多个卫星之间的视线(line-of-sight，LOS)数据或LOS载波辅助数据来跟踪载波相位、码相位、时钟偏差和GNSS信号捕获的***的框图，其中LOS数据估计是从外部传感器(例如，惯性测量单元)导出的。LOS数据可以包括下列数据中的一个或更多个数据：GNSS接收机与相应卫星之间的测量结果或估计的伪距；GNSS接收机与GNSS星群内的每个可用卫星之间的测量结果或估计的伪距；多普勒效应平滑的伪距、基于多普勒频移的GNSS接收机时钟的时钟频率估计、相应GNSS(可移动、流动站或参考)接收机的估计的位置、姿态、速度、加速度、运动数据和GNSS时间。

图10B更详细地图示了图10A的***，该***包括信道数控振荡器(NCO)，例如用于每个信道、信道集合或聚合信道集合专用、单独的载波NCO 771、码NCO 774和时钟NCO 776。

在一种配置中，每个NCO(771、774、776)可以用于形成相位锁定环路控制振荡器，该相位锁定环路控制振荡器可以从下列项中的一个或更多个接收相位对齐反馈：相关器(723、726)，单独地或与信号强度评估器的后相关处理一起；LOS估计模块704；矢量跟踪模块705；或接收机数据处理***。图10A和图10B的***被配置为通过跟踪误差分量621(例如，以及载波解调器602)，解决或改善时钟NCO 776与信道NCO(例如，一个或更多个载波NCO771的集合和一个或更多个码NCO 774的集合)之间的潜在的反向漂移问题。图8和图10A中相同的附图标记表示相同的特征、元素或过程。

在信道基带跟踪模块711的载波跟踪环路中，载波NCO 771耦接到一个或更多个查找表770(例如，正弦映射图和余弦映射图)，以创建用于载波解调器602的载波擦除功能的载波信号(例如，714)。在一种配置中，由查找表770生成的载波信号通常是相位相差90度的大致正弦波形。此外，载波NCO 771从(多个)时钟跟踪环路730接收稳定的时钟信号(以时钟频率或脉冲串)。对于下列偏差分量可以校正时钟信号：可移动GNSS接收机时钟相对于每个卫星的相应卫星时钟的第一时钟偏差分量、相应卫星时钟相对于GNSS星群的GNSS时钟时间的第二偏差分量、以及相应卫星块相对于不同GNSS星群的GNSS时钟的第三偏差分量、等等。

在信道基带跟踪模块711的码跟踪环路中，码NCO 774耦接到码生成器773，例如用于基于从码NCO 774输入的本地码振荡器信号来生成P(Y)码或另一PN码的码生成器。反过来，码生成器773耦接到移位寄存器772，以在该移位寄存器的输出处形成用于输入到第一相关器(723、726)的准时P码和晚点P码信号，以直接补充来自码生成器773的提前P码信号。

在时钟跟踪环路模块730中，时钟NCO 776驱动波形查找表775，以基于用于时钟跟踪的第二相关器726以及基于用于码环路跟踪(例如，码相位环路跟踪)和载波环路跟踪(例如，载波相位查找跟踪)的第一组第一相关器723来提供处于目标频率和目标相位的脉冲串、方波或其他合适的时钟信号，这些跟踪可以被统称为信道基带跟踪。

在一些实施例中，图10A的外部传感器耦接到LOS估计模块704或被集成到LOS估计模块704中。例如，LOS估计模块704可以包括下列设备中的一个或更多个设备以便提供导航增强数据或其他数据：惯性测量单元、加速度计、陀螺仪、面向天空或面向上方的成像设备、单目相机、立体视觉相机、激光雷达(LIDAR)***、以及先前接收或存储的卫星年历表和/或卫星星历表数据(例如，针对于可移动GNSS接收机在特定日期和时间的地理坐标的卫星升起时间和卫星落下时间)。

在某些实施例中，面向天空或面向上方的成像设备、单目相机、立体视觉相机、或激光雷达(光检测和测距，Light Detection and Raging)***、雷达(例如，无线电检测和测距)***向LOS估计模块704提供外部数据。反过来，LOS估计模块704被配置为估计包括来自星群内的某些卫星(例如，基于相应卫星的升起时间和落下时间的年历表和GNSS时间的卫星标识符)的卫星信号是否是卫星和GNSS接收机之间的视线(LOS)传播路径，或者是否被相对于本地地形、地面杂波、障碍物、植被(例如，树冠)、建筑物或其他结构的衰减阈值阻挡或实质性衰减。

对于一个或更多个历元或采样间隔，LOS数据估计模块704可以执行下列项中的一个或更多个：(a)估计或确定LOS数据、运动校正的LOS数据或多普勒校正的LOS数据；(b)确定要被扫描、轮询、勘测或处理的可用GNSS卫星信道的列表，以用于(例如，聚合)GNSS接收机的载波相位和码相位跟踪，例如通过基于面向天空或面向上方的成像设备、单目相机、立体视觉相机、雷达***、激光雷达***的观测而消除否则将在视野或接收范围内的GNSS卫星的被阻挡或实质衰减的信号，来测量被轮询或扫描的GNSS卫星与GNSS接收机之间的伪距；(c)暂时屏蔽/忽略与障碍物相关联的GNSS卫星的载波相位测量结果和/或码相位测量结果的接收或降低其权重，该障碍物阻挡或严重衰减穿越天空区域(例如，半球形区域或弧形边界区域，例如靠近地球的地平线或低仰角，例如相对于地球表面为20度或更小)的LOSGNSS信号，该障碍物通过下列方式估计：(1)(先前)接收或存储的卫星(年历表/星历表/导航)数据，该数据指示在低仰角阈值处或低仰角阈值以下被排除/阻挡/衰减的卫星；和/或(2)(例如，单独地或与(1)一起)由与可移动的或流动站GNSS接收机位于同一位置的面向天空或面向上方的成像设备、单目相机、立体视觉相机、雷达***或激光雷达***所观察到的；(d)(例如，从与被遮挡或阻挡的卫星信号或实质上衰减的卫星信号相关联的码相位测量结果、原始载波相位测量结果、导航确定和位置估计)暂时排除不可用的卫星，或者从导航解估计中降低不可用卫星的权重，该导航解估计例如是对GNSS接收机、流动站/可移动GNSS接收机或参考GNSS接收机的位置、姿态或运动估计解的估计；和/或(e)暂时从信道基带处理中排除不可用卫星，或者降低位置数据或LOS数据的权重，直到LOS估计模块704(或其外部传感器)确定具有某一卫星标识符的相应卫星恢复到对GNSS卫星信号或LOS的可靠接收(例如，具有足够的信号质量、信号强度、或几何精度因子(GDOP)、或编码数据的低比特误差速率)持续一些最小时间周期(例如，滞后、转换延迟窗口或转换停留时间)。

在另一实施例中，耦接到或集成到LOS估计模块704中的外部传感器可以包括用于向LOS估计模块704提供辅助运动数据的惯性测量单元(IMU)。例如，辅助运动数据可以包括下列中的任何一项：与相应的可移动或流动站GNSS接收机相关联的位置与时间数据、速度数据和加速度数据。LOS估计模块704可以估计与对应的GNSS卫星和各自相应的GNSS流动站或可移动接收机相关联的LOS速度辅助数据或运动辅助数据。例如，LOS估计模块704可以基于来自IMU的辅助运动数据，或者基于对于流动站GNSS接收机和相应的GNSS卫星之间的接收到的GNSS信号的信号传播路径适用的LOS速度辅助数据，来估计伪距测量结果中的多普勒频移。由于卫星在轨道上恒定运动，即使参考、可移动或流动站GNSS接收机是静止的，也可以检测到多普勒频移，并且GNSS接收机的运动(例如，通过IMU或一个或更多个加速度计或陀螺仪)可以被用于根据可移动或流动站GNSS接收机相对于视野或接收范围内的任何给定GNSS卫星的移动来估计多普勒频移。

在替代实施例中，LOS估计模块704从流动站或可移动GNSS接收机的IMU接收辅助运动数据；LOS估计模块704估计对(例如，时钟跟踪环路730的)时钟本地振荡器(例如，时钟NCO)的补偿调整或时间偏移，该补偿调整或时间偏移被应用于(例如，信道基带跟踪环路711的)码本地振荡器(例如，码NCO)和/或载波本地振荡器(例如，载波NCO)，以基于在流动站或可移动GNSS接收机处接收到的GNSS信号的多普勒频移来调整所生成的本地码信号或码副本。

在一个实施例中，矢量跟踪模块705将多个GNSS卫星信道的集合(例如，所有接收到的GNSS信道)的信号跟踪与由GNSS接收机的(例如，图1中的)导航、控制和接口模块122提供的估计位置、估计速度和估计时间(例如，历元)相结合。例如，矢量跟踪模块705可以提供对相应GNSS卫星的(例如，从码相位测量结果、载波相位测量结果或这两者导出的)测量结果或观察到的伪距，其中每个观察到的伪距表示基于用外部传感器(例如，成像设备)增强的GNSS接收机测量的、在GNSS接收机与卫星星群内的任何可用卫星之间的距离(例如，视线距离或几何距离)。此外，矢量跟踪模块以聚合基础(例如，基于轮询或每个信道的串行序列)来估计(例如，以每个码片或时钟周期来增量改变)每个对应GNSS信道或GNSS信道集合(例如，具有可靠的信号质量或信号强度的任一或所有可用的GNSS信道)的相应载波频率和/或相应码频率/码相位，以精确地跟踪对应GNSS信道的载波相位或码相位或这两者(“信道跟踪”)。

在一个实施例中，对于具***NCO 774(例如，和载波NCO 771)的相位锁定环路(phased-lock loop，PLL)的码擦除配置，用于处理所接收到的GNSS信号上的编码数据或数据调制(例如，对于给定卫星的重复导航相关数据消息，直到该消息随时间被更新)，用于基带载波跟踪的一组第一相关器723(例如，第一相关器)可以提供累加或相关性(例如，634-1至634-n，包括端值，以及735-1至735-m，包括端值)，该累加或相关指示在输入的基带信号的样本与一个或更多个副本码信号的对应样本(例如，准时码副本信号、或给定卫星的先前解码的或已知的重复导航数据消息的提前、准时和晚点码副本信号，直到该消息被更新)之间的相似性，例如与一个或更多个对应GNSS信道集合(例如，具有可靠信号质量或信号强度的所有被轮询、扫描或串行勘测的、可用的GNSS信道)的同相位分量相关联的主相关性和与正交相位分量相关联的副相关性(例如，解调后的IQ信号)。

上述码环路跟踪是基于信道基带处理模块711的载波数控振荡器(NCO)771(例如，的跟踪、时间同步对齐)的，其中载波利用对应卫星、卫星信道或信道集合的代码进行调制。例如，信道基带跟踪环路711还可以包括：(a)载波环路鉴别器，单独地或者与载波环路滤波器一起，被配置为选择其中准时相关性具有最大归一化幅度或(例如，与相关联的提前和准时相关性相比)更大的归一化幅度的相关性；或者(b)载波环路鉴别器和码环路鉴别器，被配置为选择其中准时相关性具有最大归一化幅度或更大归一化幅度的相关性(例如，对于给定的采样间隔、时钟周期或码片，相对大于相关联的提前和准时相关性)。如果信道基带跟踪环路711的特定实施例仅包括(多个)载波跟踪环路鉴别器，则时钟跟踪环路730可以包括伴随的码跟踪环路鉴别器或时钟跟踪环路鉴别器。这里，可以理解的是，第一相关器723可以包括积分器，以用于对准时相关性的乘积和/或提前、准时和晚点相关性进行平均，以便存储在对应的累加器736中。

在某些实施例中，信道基带跟踪环路711可以包括载波环路鉴别器，该载波环路鉴别器被配置为从载波环路鉴别器中选择相关性，以调整信道基带中的载波NCO 771和时钟跟踪环路730内的时钟NCO 776。此外，在一些配置中，载波NCO 771将是基于来自载波环路鉴别器的所选择的相关性以及下列项中的任一项调整的副本信号：(a)来自LOS估计模块704的LOS估计数据；(b)来自LOS估计模块704的外部传感器的位置与时间数据、速度数据或加速度数据之间的关系(例如，用于对GNSS接收机与视野/接收范围内的任何给定的GNSS卫星之间的估计伪距进行多普勒调整)，例如与GNSS接收机相关联的惯性测量单元(IMU)或多轴加速度计或陀螺仪；(c)时钟偏差数据和对应的时钟偏差补偿数据；以及(d)载波偏差数据和对应的载波偏差补偿数据。对于每个接收到的GNSS信道、具有接收到的GNSS信道集合的每个GNSS信道、或代表性的集体GNSS信道(例如，超级GNSS信道)，载波NCO 771的(多普勒)调整被配置为调整本地生成的载波的样本或载波副本的样本相对于所接收到的中频信号、接收到的近基带信号和/或接收到的基带信号的时间同步和时间跟踪，以在具有IQ分量(636-1至636-n)的数字基带信号处产生干净的载波擦除累加(例如，IQ累加)，其在数字频域中基本上没有不需要的图像、伪影或残留载波分量。

在一种配置中，用于时钟跟踪的一组第二相关器726(例如，第二相关器)基于时钟跟踪环路模块730的时钟相位数控振荡器776(例如，的跟踪、时间同步对齐)，可以提供累加或相关性(725-1、725-m)，该累加或相关性指示输入的基带信号的样本与一个或更多个相应GNSS信道的集合(例如，所有被轮询、扫描或串行勘测的、具有可靠信号质量或信号强度的可用GNSS信道)的一个或更多个副本时钟信号(例如，延迟的或移位的时钟副本信号)的对应样本之间的相似性。时钟跟踪环路模块730可以基于该时钟跟踪环路模块730的数控振荡器(NCO)的精确控制和调整，来支持精确跟踪码相位、码相位的频率或上述两者，其中时钟跟踪环路730可以向与给定卫星的同一GNSS信道或信道集合相关的码NCO 774提供增量码相位调整。

类似地，用于码跟踪和/或载波跟踪的一组第一相关器723(例如，第一相关器)可以提供累加或相关性(634-1、634-m)累加或相关性(例如，在累加器736中)，该累加或相关性指示输入的基带信号的样本与一个或更多个副本码信号(例如，准时码副本信号或提前、准时和晚点码副本信号)的对应样本之间的相似性，例如与载波信号的同相位分量相关联的主相关性和与载波信号的正交相位分量相关联的次相关性(例如，用于某些GNSS信号的IQ信号可以被解调以解码导航数据)。第一相关器723基于时钟跟踪环路模块730的时钟相位数控振荡器776(例如，的跟踪、时间同步对齐)来支持一个或更多个相应的GNSS信道的集合(例如，所有被轮询、扫描或串行勘测的、具有可靠信号质量或信号强度的可用GNSS信道)。

在替代实施例中，信道码环路鉴别器耦接到累加器736，或集成在累加器736内；信道码环路鉴别器被配置为选择其中准时相关性的样本具有最大归一化幅度或更大归一化幅度(例如，相对大于与提前和准时相关性相关联的幅度)的相关性。此外，在某些实施例中，第一相关器736可以包括积分器，以对准时相关性的乘积和/或提前、准时和晚点相关性进行平均，以便存储在耦接到第一相关器723的输出端的相应累加器736中。

此外，在替代实施例中，时钟跟踪环路730可以包括耦接到输出端的时钟环路滤波器，以对提供给码跟踪环路中的码NCO 774和/或载波跟踪环路中的载波NCO 771的控制反馈信号进行滤波。例如，具***环路鉴别器的时钟跟踪环路730被配置为使用第二相关器726、累加器738或(与第二相关器726和累加器738相关联的时钟环路鉴别器)的输出处的所选择的相关性，来调整码NCO 774、载波NCO或上述两者。此外，在一些配置中，码NCO 774将基于来自码环路鉴别器的所选择的相关性(例如，具有最大幅度的准时相关性)的样本以及下列项中的任一项进行调整：(a)来自累加器736的载波累加和相关性(634-1至634-m、735-1至735-m或上述两者)，用于载波跟踪环路模块和/或码跟踪环路模块以导出载波辅助数据；(b)来自累加器738的码累加和相关性(725-1至735-m)，用于码跟踪环路模块以导出时钟跟踪误差信号、码偏差信号或控制反馈信号；以及(c)从矢量跟踪模块705输出的反馈或误差数据(例如，727-1至727-m)。

在一个实施例中，矢量跟踪模块705可以向相应信道基带跟踪模块711(例如，每个接收的GNSS卫星有一个信道基带跟踪环路)的每个数控振荡器(771、774)和相应时钟跟踪环路730(例如，每个接收的GNSS卫星有一个时钟跟踪环路)的每个时钟NCO 776提供反馈或误差数据，以复制或确定下列项中的一个或更多个的本地估计：相应GNSS信道、或相应的GNSS信道集合、或表示相应的GNSS信道集合的集体代表性的(例如，超级)GNSS信道的每个载波相位；相应编码的GNSS信道、或相应的GNSS信道集合、或表示相应的GNSS信道集合的集体代表性的(例如，超级)GNSS信道的每个码相位；以及相应编码的GNSS信道、或相应的GNSS信道集合、或表示相应的GNSS信道集合的集体代表性的(例如，超级)GNSS信道的每个码频率。

在替代实施例中，可以将载波相位和/或码相位的这种本地副本或本地估计应用于导航、控制和接口模块122和/或矢量跟踪模块705内的扩展卡尔曼滤波器或卡尔曼滤波器，以减少误差，例如相位跟踪误差(例如，载波相位跟踪误差、码相位跟踪误差)、GNSS接收机时钟偏差和卫星时钟偏差。

在一些实施例中，在相关器(723、726)的输出处，解码后或解调后的基带信号可以包含导航相关数据，例如，GNSS时间、年历表、星历表数据、卫星状态数据和轨道数据，这些数据被编码在相应的GNSS信号上，其可以应用于导航控制和接口模块122、矢量跟踪模块705或上述两者。例如，L1C/A采用导航数据进行编码，该导航数据可以被民用GNSS接收机完全解调。

在一种配置中，矢量跟踪模块705为每个接收到的GNSS卫星信号提供与来自导航、控制和接口模块122的输入一致的所估计的载波频率和载波相位以及所估计的码频率和码相位(727-1至727-m)，以减少每个GNSS输出信道的解码数据中的误差，该导航、控制和接口模块122可以包括扩展卡尔曼滤波器或卡尔曼滤波器，其处理来自相关器(623、726)或与该相关器(623、726)的输出相关联的累加器(736、738)的一个或更多个解调/解码的GNSS信道。

信道基带跟踪模块711和(多个)时钟跟踪环路730可以根据可以累加地或单独地应用的各种技术方法(例如，实施例)进行配置。

在第一种技术途径下，在每个信道基带跟踪模块711或载波解调器719的每个第二级中，用于每个信道或信道集合的本地载波生成器，例如载波NCO 771(例如，或聚合本地载波生成器)单独地或与波形查找表770(例如，正弦和/或余弦查找表)结合，为第一相关器723或载波解调器602(例如，第二级载波解调器719)提供一个或更多个相应GNSS信号的集合的估计副本或估计(例如，聚合)本地载波信号(712和/或714)。第一相关器723可以包括一个或更多个混频器、移位寄存器(例如，以用于生成延迟信号)和积分与转储模块，其中相关器的输出可以包括。此外，在第一种途径下，在每个码跟踪环路中，用于每个信道或GNSS信号集合的本地码生成器，诸如码NCO 774(例如，聚合本地码生成器)，为相应的GNSS信号集合提供估计的本地副本(713)(例如，P码或P(Y)码)或估计的聚合本地码信号。

在第二种技术途径下，在每个信道基带跟踪模块711中，用于每个信道或信道集合的本地载波生成器，例如载波NCO 770(例如，超级信道或聚合本地载波生成器)，为一个或更多个相应的GNSS信号的集合提供估计的副本或估计的(例如，聚合或超级)本地载波信号(714、712)；此外，在相同的信道基带跟踪模块711中，用于每个信道或信道集合的本地码生成器，例如码NCO 774(例如，聚合或超级本地载波生成器)，为一个或更多个相应的GNSS信号的集合提供估计的副本或估计的码信号(例如，聚合或超级本地码和本地载波信号713)。

在第三种途径下，在(多个)时钟跟踪环路730中，用于每个信道或信道集合的本地时钟生成器，例如，时钟NCO 776(例如，聚合本地载波生成器)，针对一个或更多个相应的GNSS信号的集合提供估计的副本或估计的(例如，聚合)本地时钟信号(706)或针对每个时钟周期或码片对其进行的增量调整，其中每个本地时钟信号与下列项中的任一项相关联：相应的各自接收的卫星GNSS信号、相应的GNSS卫星和各自的卫星时钟偏差，以及特定参考、流动站或可移动GNSS接收机和各自的接收机时钟偏差。本地时钟生成器(例如，时钟NCO776)可以向第二相关器726提供估计的本地时钟信号，该第二相关器726包括混频器和移位寄存器以及积分与转储模块。

一个或更多个估计的本地码信号(713)(例如，P码)和具有I分量和Q分量的估计的本地基带信号(636-1至636-n)(例如，解调后的载波信号)的集合被输入到相应的第一相关器723(或相关器组)，以用于载波的基带跟踪；相关的输出信号(634-1至634-n，包括端值)或解码的信息信号被提供给每个信道基带跟踪模块711和时钟跟踪环路模块730，以用于任何给定GNSS卫星的相应信道或信道集合。相关的输出信号或解调输出(例如，IQ矢量信号)存储在累加器736中，其可以从该累加器736提供到时钟跟踪环路模块730。每个时钟跟踪环路(730)被配置为基于相关器组(723或726)的输出来提供时钟输出信号706，该输出可以存储在累加器(736、738)中。

在替代实施例中，同GNSS信号集合的载波和码副本或同GNSS信道集合可以共享共同相关器组，例如第一相关器723，而第二相关器726的集合中的每个第二相关器726专用于相应GNSS卫星的时钟环路跟踪模块730。

在一个实施例中，将调制或编码的中频信号或调制、编码的数字基带信号(例如，近基带频率信号)(例如，115、135)输入到图10A或图10B的解调器602。在一个实施例中，解调器602将第一级载波解调器718或第一鉴别器应用于信道基带跟踪模块711的输出，以相对于编码的基带信号去除或补偿跟踪误差分量621(例如，相同接收到的(基带)GNSS卫星信道的载波相位和码相位的聚合的信道跟踪误差(712)、相同卫星的相干、时间同步的GNSS卫星信道之间的相对/差分信道跟踪误差、和/或GNSS接收机和/或相应GNSS卫星的组合的(频率缩放后的)时钟跟踪误差(716))；解调器602应用第二级载波解调器719或第二鉴别器，以进行下列项中的任一项：(a)去除或剥离(例如，完全去除)载波信号分量(例如，没有任何不需要的图像或载波相关的频率伪影)；(b)准备通过相关器(723、726)对编码的基带信号和码信号进行基于相关性的解码或解调；以及(c)促进下列项中的任一项：(1)载波跟踪；(2)码跟踪；(3)时钟跟踪；(4)解调、解码或提取被编码的导航相关信息(634-1至634-n，包括端值，以及725-1至725-m)；以及(5)去除或补偿相同接收到的(基带)GNSS信道或载波跟踪误差分量(例如，与包括端值的信号636-1至636-n相关联的)的载波相位和码相位的聚合的信道跟踪误差(712)，否则它将出现在数字基带信号中。

在图10A中，数字中频信号、数字近基带信号或数字基带信号(115、135)被传输或提供给解调器602，该数字中频信号、数字近基带信号或数字基带信号(115、135)可以包括跟踪误差分量(621)，例如载波相位误差跟踪分量、码相位误差跟踪分量和时钟误差分量(例如，卫星时钟偏差、GNSS接收机时钟偏差、GNSS星群间时钟偏差)。在一个实施例中，解调器602包括耦接到第二级载波解调器719的第一级载波解调器718。例如，第一级载波解调器718包括数字混频器，以用于将跟踪误差信号分量621(同步或相干的一个或更多个信道的码相位和载波相位信号分量的频率缩放后的聚合跟踪误差，或时钟跟踪误差)和基带信号(115、135)混频，以提供部分解调的基带信号721，从而去除适用于相应GNSS信道或GNSS信道集合的载波相位信号分量和/或码相位信号分量的跟踪误差信号分量621。

第二级载波解调器719接收输入信号714(例如，一个或更多个相位的P码，诸如提前、准时和晚点P码)和输入信号721，以去除(例如，完全去除)载波信号的载波分量，从而提供不具有载波(例如，以及具有减小的载波相位跟踪误差和/或由相干性的潜在变化引起的减小的码相位跟踪误差，或者在过程中具有减小的解调相位噪声)的编码基带信号(636-1至636-n)，诸如具有去除/剥离的载波的编码基带信号(636-1至636-n，包括端值)，被提供到第一相关器(723)的相关器组以进行信道基带跟踪。

同时，频率缩放模块715将处于参考频率的来自时钟跟踪环路730的集合的(多个)相应输出的(多个)时钟信号706(例如，时钟估计信号或时钟信号的增量变化)与信道基带跟踪模块711的信道跟踪输出(712、713、714)一致地调整、转换或缩放为相应信道信号频率或相应信道集合(例如，相干的或时间/相位同步的GNSS信道)的时钟速率数据或时钟相关数据716。在一个实施例中，时钟相关数据716单独地或者与载波频率数据一起为码跟踪环路贡献载波辅助数据，例如跟踪误差信号分量621。

在替代实施例中，频率缩放模块715可以耦接在信道基带处理模块711和加法器750之间，以缩放载波相位误差分量。

加法器750添加或处理从一个或更多个时钟信号导出的缩放时钟速率716和与来自相干或同步相关信道基带跟踪模块711的LOS数据(例如，来自同一GNSS卫星)相关联的载波频率数据712(或聚合载波相位误差分量和/或码相位误差分量)，以单独地或与LOS估计模块704一起生成跟踪误差信号621(例如，具有载波相位跟踪误差分量、码相位误差跟踪分量和时钟跟踪误差分量)，该跟踪误差信号621被提供给解调器602或者数字混频器，以从基带信号中去除跟踪误差分量(例如，载波跟踪误差信号分量)，等等。

在一个实施例中，第一相关器723的相关器组(例如，第一相关器组)将从第二载波解调器719的输出导出的一组载波去除信号(636-1至636-n)或更确切地说是(例如，用代码调制的)编码的基带信号与一组本地码副本信号713混频，以生成一组同相位和正交相位(IQ)累加信号735-1至735-m，包括端值，(也被表示为信号634-1至634-n，包括端值)，该信号可以存储在累加器736中。例如，第一相关器723可以基于输入的编码基带信号与具有与该编码基带信号相同的一些特性的本地生成的信号或本地码副本(例如，或一组相位延迟副本)的乘积(例如，时间平均、平滑或积分)，来检测基带信号的调制分量或编码分量(例如，IQ分量)。

在一种配置中，矢量跟踪模块705、LOS数据估计模块704或这两者将从第一信道到第m个信道(或641-1到641-n，包括端值)的相关性的集合(735-1到735-m)组合，以产生用于第一信道的估计的LOS数据727-1(例如，对于每个适用卫星和相应的GNSS接收机)以及用于第m个信道的最多LOS数据727-m。此外，LOS数据估计模块704的外部传感器(例如，成像***)还独立地产生用于第一信道直至第m个信道的估计的LOS数据(728-1至728-m)(例如，对于每个适用卫星和相应的GNSS接收机)。第一信道的基带跟踪模块711使用相关性信号735-1(或641-1)，而第二至第m个信道使用相关性(735-1至735-m)来产生残余频率714。对于每个信道或信道集合，基带跟踪模块711被配置为使用LOS数据信号(727-1至727-m)、(728-1至728-m)和所导出的卫星LOS来产生LOS附属载波频率712(例如，LOS频率或与LOS数据相关联的载波频率)。

LOS载波去除信号或本地码副本信号713可以由具有时间反演的脉冲响应的匹配滤波器生成，LOS载波去除信号或本地码副本信号713还被(一个或更多个)第二相关器726使用来生成第一信道的同相位和正交相位相关性725-1。时钟跟踪环路730采用第一信道的时钟相关性725-1和信道相关性735-1直到第m个信道的时钟相关性725-m和信道相关性735-m，来产生处于参考频率的时钟频率706。

图11图示了用于减少GNSS卫星信号捕获时间的专用引擎的***的框图，例如确定给定的接收到的GNSS卫星信号的估计到达时间，或收敛于载波相位的整数模糊度分辨率以进行伪距(例如，增量伪距)的精确载波相位测量，单独地或结合估计码相位的粗伪距测量以用于与可靠的厘米水平的位置精度一致的定位解(之后)。多星群卫星***提供了更多可用的测量结果，并且使得一旦获得稳定的跟踪就可以实现快速的导航解引入。因此，快速捕获和重新捕获对于实现目标来说是必要的。通用捕获引擎被设计用于为每个星群捕获一个所选择的的信号。它还可以适当地处理多种类型的重叠码。

在图11中，捕获仅用于对每个GNSS星群的接收到的GNSS信号的码相位和载波相位进行粗对齐。高精度GNSS产品通常采用多位模数转换器(ADC)和相关联的高采样速率。因此，用于数据处理的数据存储和处理负荷倾向于使逻辑大小过大或大于理想大小，从而无法实现载波相位的快速信号捕获、引入和整数水平的模糊度解析。此外，高精度GNSS接收机可能需要捕获多个信道，这倾向于导致或容易降低数据吞吐量和延迟。

为了减少数据存储大小，为每个GMSS星群选择一个窄带宽信号。多路复用器(MUX)802选择处于数字基带(115、135)或中频的GNSS星群信号中的一个，以捕获并输出所选择的信号803。由于所选择的信号803可能包括中频分量，因此混频器804或数字混频器用于将信号803转换成数字基带信号806(例如，混频信号)。

在一个实施例中，低通滤波器(LPF)807通过对数字基带信号806进行滤波来降低所选择的信号803的带宽，其中LPF 807的抽取是可行的，或者能够降低滤波信号819的速率。例如，LPF 807包括通过N_D进行抽取的数字基带有限脉冲响应(FIR)滤波器，这倾向于减少来自数字混频器804的信号819中可能出现在结果信号806中的图像或不希望的伪影。

在一个实施例中，水平转换单元808进一步减少代码(例如，P(Y)编码基带)的每个样本的位数，因为粗捕获不需要像跟踪那样具有多位精度。通过LPF 807和水平转换单元808应用两个连续的抽取，可以显著减少存储器809的大小。

图12是通过图11的GNSS接收机***捕获接收到的GNSS信号的方法的一个实施例的流程图。例如，在图12中，捕获过程涉及激活、初始化、接通或启动GNSS接收机之后的时间周期，直到该接收机通过首先针对至少四个GNSS卫星实现下列项中的一个或更多个来捕获对一个或更多个接收到的GNSS卫星信号的接收：(a)针对一个或更多个相应接收的GNSS卫星信号，(例如，通过一个或更多个锁定环路鉴别器)实现载波跟踪环路的载波相位锁定和相位码跟踪环路的码相位锁定；或(b)针对一个或更多个相应接收的GNSS卫星信号(例如，通过一个或更多个锁定环路鉴别器)，基于(一个或更多个)时钟跟踪环路730实现信道基带跟踪模块711的载波相位锁定和相位码锁定；(c)确定一个或更多个接收到的GNSS卫星信号的相应载波信号的载波相位中的(例如，精确或接近整数)浮动模糊度，并基于所确定的浮动相位模糊度来生成相应的位置、运动或姿态估计；(d)确定一个或更多个接收到的GNSS卫星信号的载波信号的载波相位中的整数(例如，近似、接近整数或精确四舍五入的整数)模糊度，并基于所确定的浮动相位模糊度来生成相应的位置、运动或姿态估计；(e)对接收到的GNSS信号上的编码导航相关信息进行解码或解调。

GNSS接收机的冷启动意味着初始化或接通GPS接收机，而不使用存储的(例如，本地存储的)先前数据来辅助或减少载波相位或捕获周期的引入或模糊度解析以获得精确的定位解(例如，基于精确的载波增量伪距和码伪距解)。GNSS接收机的热启动意味着初始化或接通GPS接收机，使用存储的(例如，本地存储的)先前数据来辅助或减少载波相位或捕获周期的引入或模糊度解析。图12的GNSS信号的捕获过程的方法开始于步骤858。

在步骤S858中，在准备每个GNSS信号(例如，每个GNSS星群有至少一个GNSS信号)的捕获过程或开始该捕获过程之前，从接收到的GNSS信道、GNSS信道集合或表示GNSS信道集合的聚合GNSS信道(例如，超级信道)捕获的伪噪声(PN)序列(例如，导频或训练PN或伪随机噪声(PRN)序列)，通过接口寄存器818被记录、存储或写入数据存储设备811中。例如，数据存储设备811可以包括(例如，控制模块或GNSS接收机的)电子数据处理器827的寄存器、非易失性随机存取电子存储器、电子存储器、磁存储设备、盘驱动器或光学存储设备。

此外，根据步骤S858，每个GNSS信道、信道集合或聚合信道(例如，每个GNSS星群有至少一个GNSS信号)：(a)被下变频为中频、基带频率(例如，具有载波擦除的下变频)或近基带频率信号，该信号包括：(a)具有编码的PN序列(例如，导频或训练PN序列)的同相位分量(I分量)、或(b)正交分量(Q分量)、或I分量和Q分量两者，；(b)对具有编码的I分量、Q分量或PN序列的两种分量应用相关和码擦除过程(例如，用于识别PN序列的前边沿、后边沿、脉冲或脉冲跃迁，以便对载波跟踪环路和/或码跟踪环路进行正确的初始/初步对齐)；(c)这样的PN序列(可以包括I分量、Q分量或这两者)，可以表示导频PN序列或用于信号捕获过程的训练PN序列。

例如，被捕获的伪噪声(PN)序列(例如，训练或导频PN序列)的正交分量——Q分量(例如，可以是相关后Q分量，并且在鉴别或包络检测之前)，通过接口寄存器818被记录、存储或写入到数据存储设备811中。如果使用接收信号的Q分量，则当载波跟踪在载波相位锁定环路中被相位锁定时，Q分量的信号功率可能主要包括噪声能量；当载波跟踪未被锁定时(例如，在捕获和搜索模式期间)，Q分量的信号功率可能在信号分量中包含更大的能量。

在步骤S859中，子频带或频带选择模块802(例如，多路复用器)、GNSS接收机或数据处理器827从一组候选中选择GNSS信号803(例如，信道、信道集合或表示集合的聚合信道)进行捕获或解码，该一组候选与(一个或更多个)所接收的GNSS信号或(IF)数字信号(113、133)相关联，与所记录或存储的导频PN序列一致(例如，与数字基带频率相关联)，其中，GNSS信号可以与GNSS信道、GNSS信道集合或表示GNSS信道集合的聚合信道相关联。因此，与图11的框图一致，具有共同硬件偏差(和延迟)的共同数据处理硬件(例如，电子数据处理器827、ASIC或PLA或FPGA)和具有共同软件偏差的共同软件模块可以在不同的GNSS信道或GNSS信道集合之间共享，以减少信道间偏差。

在步骤S860中，基于所选择的GNSS信号803的特性，控制模块813、GNSS接收机或电子数据处理器827被配置用于捕获参数，例如相干积分周期(例如，与诸如启用相干积分信号822之类的控制信号相关联)和数据/叠加码模式或码规范(例如，与位模式选择信号821相关联)。相干积分周期可以在下列两者之间变化：(a)在捕获、引入或收敛GNSS信道的载波相位模糊度解之后的跟踪积分速率的下限，其中跟踪积分速率可能取决于数字IF采样速率或P码编码速率；以及(b)在捕获或搜索相应编码基带信号的适当数据积分边界期间的上限。数据/叠加码模式或码规范(例如，PN码规范)可以包括编码信息的调制频率，例如P码的码码片周期或码片速率、基带频率处的PN码加数据的参考功率频谱、以及P码的自相关周期和自相关间隔。类似地，C/A(粗捕获码)的码规范、加密W码的公众可用的规范、以及C/A码的自相关周期和自相关间隔可以补充PN码数据以用于捕获目的。

在步骤S861中，为了管理信号捕获过程，控制模块813、GNSS接收机或电子数据处理器827生成或控制GNSS接收机的状态以控制下列控制信号或命令中的一个或更多个：位模式选择信号821、相干积分信号822、离散傅里叶变换(DFT)/快速傅里叶变换(FFT)选择信号823、LD_PNI信号814、载波频率偏移信号824和缓冲存储器控制信号826。相干积分信号822可以支持下列项中的任一个：启用积分、禁用积分和积分周期、积分周期的下限和积分周期的上限、捕获模式和跟踪模式。DFT/FFT选择信号支持选择特定形式的傅里叶变换，以简化点乘积的计算或编码基带PN码的各个I分量和Q分量的信号功率或能量的评估。为了提供准确的分析，例如，傅里叶变换可以基于这样的假设：对于放大器、滤波器或两者的任何通带，放大器和滤波器分量在相位响应与频率之间的关系中是大致线性的。

载波频率偏移可以支持：载波频率、中频、频率缩放以及载波频率或中频的相关联相位的启用、禁用和改变/调整。LD_PNI信号814(例如，加载PN序列信号)可以表示在寄存器、堆栈、存储器队列或数据存储设备中启用、禁用、加载下一个PN序列(或下一个I分量和/或Q分量)，无论是否经过积分或平均。LD-PNI或下一个加载PN序列还包括码频率、码相位、或本地振荡器(例如，属于相应或下一个PN序列的码NCO)的输出的码相位调整。

在步骤S862中，控制模块813被配置为提供载波频率偏移信号824：(a)从(多个)频率偏移查找表810(或查找表301)中选择载波频率或中频(IF)；(b)(多个)查找表(810或301)驱动载波数控振荡器(NCO)(例如，805或另一NCO)或被载波数控振荡器(NCO)(例如，805或另一NCO)驱动，其产生本地载波信号825或本地IF信号；以及(c)混频器804将数字中频信号或所选择的的数字基带信号803和本地载波825组合以产生(编码的)数字基带信号806。例如，对于某些GPS信号，基带信号806可以用P(Y)码、加密W码或两者进行编码。

在步骤S863中，在一个实施例中，包括抽取模块的LPF 807降低基带信号806的速率。得到的结果滤波信号819经过水平转换单元808被进一步量化，以降低量化水平，然后存储在缓冲数据存储设备809中。例如，缓冲数据存储设备809可以包括电子缓冲存储器，用于存储以适当的采样间隔速率采样的过滤后的基带信号样本(例如，由P码、精度码、编码导航相关数据、编码的消息或伪噪声码或伪随机噪声码(PRN)调制的毫秒持续时间样本或相应基带的码片速率采样持续时间)。码片是扩频调制GNSS接收信号(例如，GPS接收信号)中的时钟周期的单位，该扩频调制GNSS接收信号使用与导航相关信息相关联的PN信号或PRN信号进行编码或调制，其中调制GNSS接收信号的带宽通常与码片速率成比例。

在步骤S864中，控制模块813、GNSS接收机或数据处理器827被配置为生成缓冲存储器控制信号826，以使缓冲数据存储设备809中的PN序列(例如，导频或训练PN序列)的第一样本与GNSS接收机(毫秒或码片速率)时钟边沿、或时钟信号的符号转换、或相位码信号的本地副本(例如，P(Y)编码信号)对齐。在一个实施例中，LOS估计模块704可以单独地或者与外部数据源(例如，IMU)一起，提供多普勒频移、运动辅助数据或LOS数据，以调整一个或更多个时钟跟踪环路730中的时钟振荡器(例如，时钟NCO)的时钟频率和/或相位，这反过来在一些配置中可以驱动或减少一个或更多个GNSS信道的相应载波跟踪环路、码跟踪环路或信道跟踪环路的载波NCO和相应的码NCO的跟踪误差。

在步骤S865中，控制模块813、GNSS接收机或数据处理器827被配置为(例如，经由一个或更多个移位寄存器或数字延迟单元)在数据存储设备811中生成具有一个或更多个相位偏移(例如，提前、准时和晚点相位偏移或者与编码的GNSS信号信道上的调制的码片速率成比例的一个或更多个码片)的PN本地信号818(例如，P(Y)编码信号)，并且将预定的PN序列812传输到电子数据处理器827的数据处理模块815中，该电子数据处理器827经由数据总线与相关联的数据存储设备进行通信，其中，电子数据处理器827被配置有软件指令以提供下列项中的一个或更多个：相关器、混频器、累加器和积分器。

在步骤S866中，数据处理模块815、GNSS接收机或数据处理器827将PN码序列(例如，缓冲数据存储设备中的导频或训练PN码序列)与在时间上对齐的GNSS接收机生成的副本或本地PN码序列(具有数据处理模块815中的一个或更多个相应的相位偏移)进行组合、积分和/或相关，以：(a)生成多个亚毫秒积分(例如，来自相关性或累加)以搜索PN序列(例如，相应GNSS信道或GNSS信道集合的导频或训练PN序列)中的位或字转换；(b)评估积分的信号能量，例如FFT/DFT信号乘积表示具有不同时间/相位偏移的各种同相位(I)分量和正交分量(Q)的点乘积功率(例如，基本上相干的点乘积功率)；以及(c)基于信号能量分析，根据载波跟踪环路、码跟踪环路和/或信道跟踪环路以及任何伴随的跟踪误差信号，生成载波偏移信号824或跟踪误差，以用于相对于本地PN序列或PN码副本的码相位对齐载波频率/载波相位或载波相位的变化。

例如，根据来自控制模块813的控制数据，数据处理模块815、GNSS接收机或数据处理器827可以对积分(例如，亚毫秒积分或编码或加密码片周期内的积分)应用傅里叶变换，例如快速傅里叶变换(FFT)和离散傅里叶变换(DFT)。特别地，控制模块813被配置为生成FFT/DFT选择信号823以对积分(例如，亚毫秒积分)进行频谱分析(例如，频域中的频率与幅度响应之间的关系)。

步骤S866可以通过累加地或单独地应用各种技术来完成。在用于执行步骤S866的第一种技术下，处理模块815、GNSS接收机或数据处理器827被配置为在频域中(例如，基于数据位模式选择信号825)线性地组合、积分或以其他方式操纵或处理本地副本PN码序列和在基带信号上编码的接收到的PN码序列的所选择的FFT/DFT信号乘积(例如，同相位分量和正交相位分量)。例如，对于积分时间(例如，一个或更多个码片、历元或连续采样间隔，具有较高的捕获积分速率，而不是载波、代码和/或时钟环路的较低稳态跟踪速率)，FFT/DFT信号乘积可以表示通过处理载波环路鉴别器和/或码环路鉴别器(例如，延迟锁定环路鉴别器)的一个或更多个相关器的输出而得到的具有不同的时间偏移(例如，提前、准时和晚点时间偏移)的各种同相位(I)分量和正交分量(Q)的点乘积功率(例如，基本上相干的点乘积功率)。

在用于执行步骤S866的第二种技术下，对于积分时间(例如，一个或更多个码片、历元或连续采样间隔，具有较高的捕获积分速率，而不是载波、代码和/或时钟环路的较低稳态跟踪速率)，控制模块813可以提供数据位模式选择信号821或控制信号，以使数据处理模块815制作并存储(以及可选地，排序)当前码移位下具有最大信号功率(例如，感兴趣的频率范围内的最大功率密度或最大信号幅度)的DFT或FFT的各种组合(例如，乘积或点乘积)，其中组合包括本地副本PN码序列的样本或时间移位样本(例如，提前、准时或晚点样本)与在基带信号上编码的接收到的PN码序列的样本的乘积或积分乘积。此外，在本地PN码序列与基带上接收的PN码序列在时间上相干、同步或对齐以跟踪该接收的PN码序列的范围内，本地PN码序列和接收的PN序列之间的相关性对应于当前码移位下具有最大信号功率(例如，感兴趣的频率范围内的最大功率密度或最大信号幅度)的DFT或FFT的组合，例如准时相关性，而不是具有感兴趣的频率范围内的较低功率密度或较低信号幅度的提前(例如，较早)相关性或晚点(例如，较晚)相关性。

在第三种技术下，控制模块813命令处理模块815去除或擦除基带信号(例如，去除了P(Y)码的L1P或L2P信号)的代码(例如，P(Y)码、加密和/或编码的W码)，以检测、解码或促进检测或解码导航相关数据，以及比特误差速率(BER)、符号误差速率(SER)和其他数字信号指标，以验证/确认一个或更多个GNSS信道的正确捕获，或者继续根据图12的方法搜索信号捕获。在第四种技术下，控制模块813命令处理模块815通过生成相应的可与W码编码的基带信号相乘/混频的W码累加信号来去除基带信号(例如，去除了P(Y)码的L1P或L2P信号)的加密或编码的W码。

在第五种技术下，未找到或捕获GNSS信道、GNSS信道集合或聚合GNSS信道，或者GNSS信道、GNSS信道集合或聚合GNSS信道基于与傅里叶变换分析的I分量和Q分量及其点乘积相关联的接收能量(例如，用于接收、解码或解调)不足而导致信号强度、信噪比、信号质量或GDOP不足。

在步骤S867中，在制作并评估(例如，以及可选地，排序)DFT和FFT的组合(例如，乘积、平均乘积或时间积分乘积)之后，GNSS接收机、处理模块815或数据处理器827将处理模块815中的PN序列(例如，训练或导频序列)增加或移位一个样本(例如，偏移时间或延迟单位)，并且重复该过程或步骤S866(例如，通过与PN序列的准时、提前或晚点本地码副本进行相关)，直到足够数量(或所有)的码相位(例如，在PN或PRN本地序列存储器811中)已经被评估或尝试(例如，详尽地、完全地或至少一次)。然后，PN加载信号814将下一个PN序列812传送到处理模块815。重复过程S866至S867，直到针对特定GNSS信号(例如，每个星群的各自代表性GNSS卫星信号)评估和迭代存储缓冲器811中的所有PN序列(例如，导频或训练PN序列)。

在步骤S868中，如果足够阈值数量的存储的导频PN序列样本响应于在步骤S866中在GNSS信道上引入、初始化或建立载波相位和码相位的初步、基本上相干的跟踪(例如，符合参考基本上相干的傅里叶变换点乘积功率、参考频谱能量密度、最小信号质量或最小信噪比)，则完成GNSS信道、GNSS信道集合或表示GNSS信道集合的聚合GNSS信道上对PN或PRN的码搜索。因此，一旦数据处理模块815、GNSS接收机或数据处理器827为相应的GNSS信道、GNSS信道集合或表示GNSS信道集合的聚合GNSS信道处理了足够数量的PN序列(例如，导频或训练PN序列)的存储样本，就根据步骤S869评估下一个信道或信道集合。

在步骤S869中，如果在星群中相应卫星的载波频率、GNSS信道、信道集合或聚合信道上分析、评估或审查足够阈值数量的PN序列(例如，导频PN序列)，则可以针对下一个GNSS信道或GNSS信道集合或具有特定GNSS载波频率的聚合GNSS信道改变或控制偏移信号824，以用于同一GNSS星群上的不同GNSS卫星信号或不同卫星GNSS星群的卫星，并重复步骤S862至S868。

图13A是用于捕获一个或更多个GNSS信号的方法的第一实施例的流程图。图12和图13A中的类似术语具有相同的定义。图13A的方法开始于步骤S870。

在步骤S870中，GNSS接收机、信道选择器(例如，子频带选择模块或多路复用器)802或电子数据处理器827选择所接收到的GNSS信号(图11中的115、135)作为信道、信道集合或表示该集合的聚合信道，以便从与数字基带频率相关联的记录或存储的导频PN序列一致的一组候选中进行捕获或解码。

在步骤872中，GNSS接收机的控制模块813或电子数据处理器827被配置为用于进行信号捕获和进行信号相关，其中信号捕获参数包括下列任何内容：基于所选择的GNSS信号的相干积分周期和数据/叠加码模式或码规范。

在步骤S874中，控制模块813、信道基带跟踪模块711或载波跟踪环路模块被配置为提供载波频率偏移信号，该载波频率偏移信号从支持载波数控振荡器(NCO)805(例如，载波NCO)的(多个)频率偏移查找表中选择载波频率或中频(IF)，以生成本地载波信号或本地IF信号(例如，以相关联的I分量和Q分量作为矢量)，或者将本地载波信号改变为本地IF信号以进行载波相位环路跟踪；以及将数字中频信号和本地载波混频，以生成或转换成(编码的)数字基带信号的频率。

在步骤S876中，混频器804或电子数据处理器827将数字中频(IF)803和本地IF信号825混频，以生成或转换成编码的数字基带信号的频率。替代地，混频器804或电子数据处理器827将接收到的信号(例如，803')与本地载波频率信号(例如，825')混频，以生成或转换成(编码的)数字基带信号的频率。

在步骤S878中，低通滤波器(807、203、213或114、134)或带通滤波器被配置为对数字基带信号进行滤波或者滤波并进行抽取，以减少或消除混叠或模数转换的伪影。

在步骤S880中，控制模块813或电子处理器生成缓冲存储器控制信号，以使缓冲数据存储设备809中的导频PN序列的第一样本与时钟信号的时钟边沿或符号转换或相位码信号的本地副本对齐。

在步骤S882中，PN编码器或码生成器单独地或者与一个或更多个移位寄存器或数字延迟单元一起，生成具有与数据存储设备811中的编码GNSS信号信道上的调制的码片速率成比例的一个或更多个码片的一个或更多个相位偏移的PN本地信号，并且将PN本地信号的每个预定的PN序列传输到数据处理模块815中。

在步骤S884中，数据处理模块815或一个或更多个相关器(例如，图10A中的723)被配置为将缓冲数据存储设备809中的导频PN码序列的PN码序列与数据存储设备811(例如，电子存储器、寄存器或累加器)中的在时间上对齐的GNSS接收机生成的副本或本地PN码序列进行相关，并且与数据处理模块815中的一个或更多个相应的相位偏移进行相关，以捕获信号。

图13B是用于捕获一个或更多个GNSS信号的方法的第二实施例的流程图。图13B的方法与图13A的方法类似，不同之处在于图13B的方法还包括步骤S886。图13A和图13B中的相同附图标记表示相同的程序、步骤或特征。

在步骤S886中，数据处理模块815或电子数据处理器827根据数据存储设备或数据处理模块815或上述两者中的相关性或累加来生成多个亚毫秒积分，以在导频PN序列中搜索位或字转换以用于相应的GNSS信道或GNSS信道集合。

图13C是用于捕获一个或更多个GNSS信号的方法的第三实施例的流程图。图13C的方法与图13A的方法类似，不同之处在于图13B的方法还包括步骤S888。图13A和图13C中的相同附图标记表示相同的程序、步骤或特征。

在步骤S888中，数据处理模块815或电子数据处理器827基于傅里叶变换信号乘积来评估相关性或累加的积分的信号能量，所述傅里叶变换信号乘积表示具有不同时间/相位偏移(例如，提前、准时(例如，及时)和晚点偏移，以码片或相位表达)的各种同相位(I)分量(例如，I矢量)和相应的正交分量(Q)(例如，Q矢量)的点乘积功率或基本上相干的点乘积功率。

图13D是用于捕获一个或更多个GNSS信号的方法的第四实施例的流程图。图13C的方法与图13A的方法类似，不同之处在于图13B的方法还包括步骤S888。图13A和图13C中的相同附图标记表示相同的程序、步骤或特征。

在步骤S890中，数据处理模块815或电子数据处理器827基于信号能量分析来生成跟踪误差(例如，具有载波相位误差分量、码相位误差分量和/或时钟偏差分量)，其中跟踪误差被配置为根据载波跟踪环路、码跟踪环路和/或集体信道跟踪环路，将载波频率/载波相位或载波相位的变化相对于本地PN序列或PN码副本的码相位对齐。例如，数据处理模块815或电子数据处理器827基于信号能量分析来生成跟踪误差(例如，具有载波相位误差分量、码相位误差分量和/或时钟偏差分量)，其中跟踪误差被配置为根据载波跟踪环路、码跟踪环路和/或集体信道跟踪环路并结合(或校正)时钟偏差(例如，卫星时钟偏差、流动站GNSS接收机偏差、星群间GNSS偏差)对输入到载波NCO和码NCO的时钟信号的增量更新，将载波频率/载波相位或载波相位的变化相对于本地PN序列或PN码副本的码相位对齐。

在某些配置中，可以以增量码相位更新的形式来更新码跟踪环路或码NCO(例如，间接地用于时钟偏差)，该增量码相位更新包括以更新速率的时钟偏差分量或时钟偏差更新，该更新速率至少部分基于实时电离层传播校正的伪距估计，该伪距估计易受流动站或可移动GNSS接收机与相应的卫星之间的某些卫星信号的抖动接收影响。类似地，载波跟踪环路或载波NCO可以以增量载波相位更新的形式进行更新(例如，间接地用于时钟偏差)，该增量载波相位更新包括以更新速率的时钟偏差分量或时钟偏差更新，该更新速率至少部分基于实时电离层传播校正的伪距估计，该伪距估计易受流动站或可移动GNSS接收机与相应的卫星之间的某些卫星信号的抖动接收影响。

图14包括图14-1和图14-2，共同公开了具有干扰抑制能力的用于捕获卫星信号或接收卫星信号的方法的一个实施例的流程图。图14的方法可以结合图11中的捕获相关模块的框图来执行，其中任何模块被配置为执行如下所述的图14的步骤，其中模块可以包括可由GNSS接收机的电子数据处理器或数据处理模块815或其他电子硬件或电子部件执行的软件指令或逻辑。例如，可以配置下列模块中的任何模块来执行图14中的一个或更多个步骤：选择模块802、频率偏移模块810、混频器804、控制模块813、滤波器或低通滤波器807、抽取器(例如，与滤波器807集成的抽取器或相对于滤波器807处于次级的抽取器)、频率偏移模块810或频率偏移查找表、控制模块813、数控振荡器805、移位寄存器、数据存储设备和电子存储器(例如，809、811)。图14的方法开始于步骤S900。

在步骤S900中，选择模块802选择接收到的GNSS信号(例如，102)作为信道、信道集合或者表示该集合的聚合信道，以用于捕获易受多普勒频移或与传播相关的频移的影响的所接收到的GNSS(102)信号。

在步骤S902中，频率偏移模块810提供载波频率偏移信号，以基于对与相关性相关联的信号能量的评估来生成本地载波频率信号或本地中频(IF)信号的一个或更多个候选。例如，本地载波频率信号的每个候选通常相对于其他候选具有相对的相位偏移。此外，频率偏移模块810被配置为提供载波频率偏移信号，以基于反馈来生成本地载波频率信号或本地中频(IF)信号的一个或更多个候选。反馈包括与相关性相关联的信号能量的评估和频率假设(针对相对于GNSS接收信号的载波的真实或同步的本地载波频率信号)，其中每个候选相对于其他候选具有相对的相位偏移。例如，频率假设被配置为取决于诸如GNSS***、GNSS卫星、GNSS接收信号以及编码/调制、流动站GNSS接收机和发射接收到的GNSS信号的卫星的相对运动等因素。

在步骤S904中，混频器804将接收到的GNSS信号与本地载波频率信号或本地载波中频信号进行混频，以提供从中去除了(例如，擦除)接收到的GNSS信号的载波的基带信号。

在步骤S906中，低通滤波器807对由接收到的伪随机噪声码(PN)序列编码的数字基带信号的接收样本进行滤波(例如，或滤波并抽取)。例如，低通滤波器807被配置为对数字基带信号进行低通滤波807和抽取，以降低基带信号的采样速率。此外，电子数据处理器或转换模块808(例如，L级转换模块)对滤波后的信号进行量化，以降低可能的量化水平，从而(减少或高效地)存储在GNSS接收机的缓冲数据存储设备或电子存储器中。

在步骤S908中，控制模块813生成缓冲存储器控制信号，以尝试将缓冲数据存储设备中的接收到的PN序列或其一部分的一个或更多个接收到的样本与本地信号或PN副本信号的对应PN本地序列或其一部分的本地样本集合的时钟信号的时钟边沿或符号转换在时间上对齐。实践中，可以通过码片或部分码片来调整本地信号或PN副本信号的对应PN本地序列或其一部分的本地样本集合的时钟信号的时钟边沿或符号转换，来将信号对齐。如果PN本地序列的数据大小超过电子数据处理器或数据处理模块815内的寄存器的相应大小，则将PN本地序列中的与寄存器的可用相应大小相称的部分相对于所接收的PN序列的相应部分进行处理；这样，PN本地序列与所接收的PN序列的对齐可以根据图14的信号捕获过程的相关性和积分对PN序列的部分进行多次迭代评估。

在步骤S910中，一个或更多个移位寄存器或数字延迟单元被配置为生成具有各自相应的一个或更多个相位偏移的本地PN序列或本地PN信号的本地样本集合。例如，具有一个或更多个相位偏移的本地PN序列或其一部分的本地样本集合存储在存储器8111中。

在步骤S912中，一个或更多个存储器设备(809、811)将每个预定的接收到的PN序列或其一部分的接收到的样本以及本地PN序列或其一部分的对应本地样本传输到数据处理模块815或相关器集合中。

在步骤S914中，相关器的集合或数据处理模块815将缓冲数据存储器(例如，809)中的接收到的PN码序列或其一部分的接收到的样本与存储器(例如，811)中的本地PN序列或其一部分的相应的本地样本集合进行相关，以追求识别与相应的所选择的、接收到的GNSS信号相关联的在时间上对齐的(例如，在信号捕获模式下，用于码环路鉴别/检测的对齐的积分与转储相位)本地PN码样本。

在步骤S916中，多个积分器或数据处理模块815以毫秒或亚毫秒间隔生成相关性的积分，以识别所接收到的PN码序列或其部分中的时钟边沿或符号转换。步骤S916可以根据各种技术来执行，这些技术可以单独地应用以及累加地应用。根据第一种技术，积分器或数据处理模块815从数据存储设备中的相关性或累加、或从数据处理模块815中的相关性或累加、或从数据存储设备和数据处理模块两者中的相关性或累加，生成多个亚毫秒积分，以基于与所接收到的PN码序列的公众可用的规范一致的数据假设(例如，相应GNSS信道上的PN码或编码信息)，在所接收到的PN序列或其一部分中搜索用于相应的GNSS信道或GNSS信道集合的、作为可识别的符号转换的位或字转换。例如，数据假设可以包括下列种的任何一项(例如，公众可用的技术信息)：调制类型(例如，双极相移键控(BPSK)或二进制偏移载波(BOC))、载波频率、调制频率或速率、PN码速率(例如，兆码片/秒)、PN码的长度或大小、导航消息数据调制速率(例如，比特每秒)、码叠加、码模式、导频PN码序列、导频PN码序列的一部分、从位模式库中选择的位模式、符号持续时间、PN码在被重复之前的周期或完整循环的持续时间等等。

根据第二种技术，积分器或数据处理模块815从数据存储设备中的相关性或累加、从数据处理模块815中的相关性或累加、或从数据存储设备和数据处理模块两者中的相关性或累加，生成多个亚毫秒积分，以基于与所选择的接收到的GNSS信号相关的下列项中的一项或更多项，在所接收的PN序列或其一部分中搜索用于相应GNSS信道或GNSS信道集合的、作为可识别的符号转换的位或字转换：记录的导频PN序列、存储的导频PN序列、相干积分周期、数据/叠加码模式、码规范、或与数据假设、频率假设或两者相关联的规范。

根据第三种技术，GNSS接收信号包括用导航数据消息调制的L1C/A(粗捕获信号)或L2C信号。

按照第四种技术，GNSS接收机的控制模块813、电子数据处理器或数据处理模块815被配置为用于进行信号捕获和进行信号相关，其中信号捕获参数包括下列项中的任一项：基于所选择的GNSS信号的相干积分周期和数据/叠加码模式或码规范，或者与数据假设、频率假设或两者相关的规范。

根据第五种技术，控制模块813、电子数据处理器或数据处理模块815被配置为管理该控制模块813或电子数据处理器的下列控制信号或命令中的一个或更多个以单独地或与步骤S918一起促进步骤S916：位模式选择信号、相干积分信号、傅里叶变换(例如，傅里叶变换类型或参数)选择信号、加载存储的PN序列信号、载波频率偏移信号和缓冲存储器控制信号，或与数据假设、频率假设或两者相关的规范。

在步骤S918中，数据处理模块815或评估器(例如，鉴别器)针对每个采样间隔或历元评估的接收到的样本与本地样本之间的相关性积分的信号能量，其中，与具有可识别符号转换的信号能量或幅度最大的相关性相对应的候选本地载波频率或候选本地IF通常指示在生成的候选中捕获或识别GNSS信号的适当的在时间上对齐的载波频率偏移，以补偿多普勒频率偏移或与传播相关的频移。

步骤S918可以根据各种示例来执行，这些示例可以单独地应用以及累加地应用。根据第一示例，积分器、评估器、鉴别器或数据处理模块815基于傅里叶变换信号乘积来评估相关性或累加的积分的信号能量，所述傅里叶变换信号乘积表示所接收的GNSS信号的具有不同时间/相位偏移的各种同相位(I)分量和正交分量(Q)的点乘积功率或基本上相干的点乘积功率。

根据第二示例，在识别适当的在时间上对齐的载波频率偏移期间或之后，积分器、评估器、鉴别器或数据处理模块815确定傅里叶变换信号乘积，该傅里叶变换信号乘积包括快速傅里叶变换信号乘积、离散傅里叶变换信号乘积，该离散傅里叶变换信号乘积表示具有不同时间偏移的各种同相位(I)分量和正交分量(Q)的点乘积功率，所述时间偏移包括由于处理捕获引擎的一个或更多个相关器以及载波环路鉴别器和/或码环路鉴别器的输出而产生的提前时间偏移、准时时间偏移和晚点时间偏移。

根据第三示例，在识别出适当的在时间上对齐的载波频率偏移之后，评估器、信道跟踪模块或数据处理模块815基于信号能量分析来跟踪相关性积分的误差。例如，载波偏移信号或跟踪误差被配置为根据载波跟踪环路、码跟踪环路和/或信道跟踪环路以及任何伴随的跟踪误差信号，将载波频率/载波相位或载波相位的变化相对于本地PN序列或PN码副本的码相位对齐。

根据第四示例，对于在比载波、代码和/或时钟环路的较低的稳态跟踪速率高的捕获积分速率下的积分时间的信号捕获模式期间，评估器、信道跟踪模块或数据跟踪模块为数据处理模块815提供数据位模式选择信号或控制信号，以制作和存储具有最大信号功率的傅里叶变换的乘积或点乘积的各种排序组合，其中信号功率包括在感兴趣的频率范围内的、在与相关相关联的当前码移位处的最大功率密度或最大信号幅度。

根据第五示例，在制作并评估和排序离散傅里叶变换和/或快速傅里叶变换的乘积或时间积分乘积的组合之后，GNSS接收机、移位寄存器、延迟线或数据处理模块815将该处理模块815或数据存储设备的一个或更多个寄存器中的PN导频序列移位一个样本。此外，根据第五示例，结合步骤S912、S914和S916中的一个或更多个，通过将移位后的导频PN序列与PN序列的本地码副本进行相关来重复相关过程，直到对数据存储设备或寄存器中的足够数量的码相位进行评估，以捕获或引入所选择的、接收的GNSS信号的载波频率，其补偿多普勒频移或与传播相关的频移。

根据第六示例，如果在所选择的载波频率处的最大积分(例如，积分的最大幅度)充分高于阈值(例如，信号或信道阈值)，则评估器、鉴别器或数据处理模块815确定，对于GNSS信道、GNSS信道集合或表示GNSS信道集合的聚合GNSS信道上的PN，码搜索(例如，以及相关联的码移位)已完成；此外，GNSS接收机或其数据处理模块815使用所选择的载波频率和码移位来在符合阈值(例如，信号或信道阈值)(例如，参考频谱能量密度、最小信号质量或最小信噪比)的GNSS信道上引入、初始化或建立载波相位和码相位的初步、基本上相干的跟踪。

图15公开具有干扰抑制能力的用于捕获卫星信号或接收卫星信号的方法的另一实施例的流程图。图15的方法与图14的方法类似，不同之处在于图15还包括步骤S920。图14和图15中相同的参考标号表示相同的步骤、过程或特征。

在步骤S920中，积分器或数据处理模块815从数据存储设备(例如，809、811)的相关性或累加、或从数据处理模块815的相关性或累加、或从数据存储设备和数据处理模块两者中的相关性或累加，生成多个亚毫秒积分，以基于与所接收到的PN码序列的公众可用的规范一致的数据假设，在所接收到的PN序列或其一部分中搜索用于相应的GNSS信道或GNSS信道集合的、作为可识别的符号转换的位或字转换。在一个实施例中，数据假设是指数据模式、数据叠加、数据结构、码片速率、数据调制速率、调制参数和/或数据技术规范，其提供关于相应GNSS信道或GNSS信道集合上的编码数据或PN码、或接收的PN序列中的位或字转换、或符号转换的定时或其他信息。例如，数据假设可以包括下列种的任何一项(例如，公众可用的技术信息)：调制类型(例如，双极相移键控(BPSK)或二进制偏移载波(BOC))、载波频率、调制频率或速率、PN码速率(例如，兆码片/秒)、PN码的长度或大小、导航消息数据调制速率(例如，比特每秒)、码叠加、码模式、导频PN码序列、导频PN码序列的一部分、从位模式库中选择的位模式、符号持续时间、PN码在被重复之前的周期或完整循环的持续时间等等。

码片速率可以表示使用PN序列的接收机或扩频接收机中的时钟循环的单位。

图16公开具有干扰抑制能力的用于捕获卫星信号或接收卫星信号的方法的另一实施例的流程图。图16的方法与图14的方法类似，不同之处在于图16还包括步骤S922。图14和图16中相同的附图标记表示相同的步骤、过程或特征。

在步骤S922中，评估器、鉴别器或数据处理模块815评估相关性或累加的积分的信号能量。例如，评估器、鉴别器或数据处理模块815基于傅里叶变换信号乘积来评估相关性或累加的积分(例如，积分与转储处理)的信号能量，所述傅里叶变换信号乘积表示所接收的GNSS信号的具有不同时间/相位偏移的各种同相位(I)分量和正交分量(Q)的点乘积功率或基本上相干的点乘积功率。

图17公开具有干扰抑制能力的用于捕获卫星信号或接收卫星信号的方法的另一实施例的流程图。图17的方法与图14的方法类似，不同之处在于图17还包括步骤S924、步骤S926和步骤S928。图14和图17中相同的附图标记表示相同的步骤、过程或特征。

在步骤S924中，对于在比载波、代码和/或时钟环路的较低的稳态跟踪速率高的捕获积分速率下的积分时间，积分器或数据处理模块815提供数据位模式选择信号或控制信号，以用于数据处理模块815制作和存储具有最大信号功率的接收信号能量评估或乘积(例如，傅立叶变换的点乘积)的各种排序组合，其中信号功率包括感兴趣的频率范围内、在与相关相关联的当前码移位处的最大功率密度或最大信号幅度。

在步骤S926中，在制作并评估和排序离散傅里叶变换和/或快速傅里叶变换的乘积或时间积分乘积的组合之后，GNSS接收机或数据处理模块815将处理模块815或数据存储设备(例如，809、811)的一个或更多个寄存器中的PN导频序列(例如，数据叠加或数据码模式)频移一个样本。

在步骤S928中，数据处理模块815通过将移位后的导频PN序列(例如，移位后的数据叠加或数据码模式)与PN序列的本地码副本进行一个码片或一个码片的一部分的相关来重复相关过程，直到数据存储设备(例如，809、811)或寄存器中的足够数量的码相位已经被评估，以捕获或引入所选择的、接收到的GNSS信号的补偿多普勒频移或与传播相关的频移的载波频率。

图18公开具有干扰抑制能力的用于捕获卫星信号或接收卫星信号的方法的另一实施例的流程图。图18的方法与图14的方法类似，不同之处在于图18还包括步骤S930。图14和图19中相同的附图标记表示相同的步骤、过程或特征。

在步骤S930中，如果在所选择的载波频率处的最大积分(例如，积分的最大幅度)充分高于阈值，使用所选择的载波频率和码移位来在符合参考频谱能量密度、最小信号质量或最小信噪比的GNSS信道上引入、初始化或建立载波相位和码相位的初步、基本上相干的跟踪，对在GNSS信道、GNSS信道集合或表示GNSS信道集合的聚合GNSS信道上的PN的码搜索完成。

图19公开具有干扰抑制能力的用于捕获卫星信号或接收卫星信号的方法的另一实施例的流程图。图19的方法与图14的方法类似，不同之处在于图19还包括步骤S932。图14和图19中相同的附图标记表示相同的步骤、过程或特征。

在步骤S932中，频率偏移模块810(例如，频率偏移查找表)提供载波频率偏移信号，以基于对与相关性相关联的信号能量评估和频率假设来生成本地载波频率信号或本地中频(IF)信号中的一个或更多个候选，每个候选相对于其他候选具有相对的相位偏移，其中频率假设被配置为取决于诸如GNSS***、GNSS卫星、GNSS接收信号以及编码/调制、流动站GNSS接收机和发射接收到的GNSS信号的卫星的相对运动等之类的因素。例如，频率偏移模块810或频率偏移查找表与数控振荡器805(NCO)相关联，或者驱动数控振荡器805，以生成精确的本地振荡器805信号(例如，余弦信号、正弦信号或两者，以在接收的数字基带符号处乘以I分量和Q分量)，用于输入到混频器804。

全球导航卫星***(GNSS)接收机架构非常适合于减轻多种形式的电磁(EM)干扰，例如干扰微波或射频信号。为了解决和减轻电磁干扰，由于有限量化的固有技术限制，GNSS接收机在实现合理逻辑复杂性的实际数字滤波器配置时容易受到最小EM干扰。例如，双级数字下变频充分抑制了由于有限量化的固有技术限制而产生的与谐波相关的信号分量，其中双级下变频设计可以有利于降低的、合理的逻辑复杂性。特别地，双级下变频设计(其包括单独的模拟初级下变频器和数字次级下变频器，或与模拟低通滤波器和数字低通滤波器结合使用)有利于用于抑制或衰减由量化引起的谐波的混叠抑制，否则这种谐波将在与直接单级下变频器(将模拟基带信号转换为数字基带信号的数模转换器)结合时发生。

GNSS接收机非常适合于减少、改善或减轻集成或组合的宽带干扰(WBI)和窄带干扰(NBI)，使得干扰减轻***支持在暴露于各种EM干扰源时改进GNSS接收机的性能。例如，GNSS接收机的特征在于数字自动增益控制器件(DAGC)在降低精度的***中将从滤波器或其他干扰抑制模块输出的样本的幅度调整到期望的水平。

GNSS接收机支持灵活、可配置的信道结构，以支持基于单独或组合的信号跟踪的各种载波相位或伪距测量。例如，GNSS接收机促进聚合信道(例如，超级信道束)的数字数据处理，以在不同的GNSS信号(例如，民用信号和加密信号)之间同步共享参数，同时分别处理GNSS信号分量中的技术差异。为了潜在地提高效率，信号捕获引擎可以基于批处理来加速具有接收机冷启动的初始信号检测和与接收机热启动相关联的信号恢复/重新捕获，其中热接收机可以使用先前存储的定位解数据、解析后的整数模糊度或偏差值，来促进重新捕获一个或更多个GNSS卫星信号的到达时间数据，或用于重新收敛并在一个或更多个GNSS卫星信号上建立载波相位锁定。

在某些配置中，LOS估计模块与外部传感器(例如，IMU)相接，以实现跨被跟踪的卫星的信号跟踪辅助。

在一些配置中，时钟跟踪环路被配置为解决时钟估计数控振荡器(NCO)和信道载波NCO(例如，载波NCO、码NCO或两者)之间的反向漂移。

已经描述了一个或更多个优选实施例，显然的是，在不脱离如所附权利要求书所限定的本发明的范围的情况下，可以进行各种修改。

权利要求书(按照条约第19条的修改)

1.一种具有干扰抑制能力的接收机***，所述接收机***包括：

天线(106)，所述天线用于接收电磁信号；

初级下变频器(142、152)，所述初级下变频器被配置为将所述电磁信号转换为中频信号；

模数转换器(112、132)，所述模数转换器被配置为将所接收的电磁信号或所述中频信号转换为数字中频信号；

宽带干扰减轻模块(117、137)，所述宽带干扰减轻模块耦接到所述初级下变频器的输出端，以对所述数字中频信号进行处理或滤波；

次级下变频器(201、211)，所述次级下变频器包括数字抗谐波转换器，所述次级下变频器用于将滤波后的数字中频信号转换为滤波后的数字基带信号；

选择性滤波模块(114、134)，所述选择性滤波模块用于对所述数字基带信号进行滤波，所述选择性滤波模块包括低通滤波器，所述低通滤波器被配置为与目标接收带宽一致的抗混叠数字滤波器，以抑制数字信号处理中的混叠；以及

窄带抑制滤波器(110、130)，所述窄带抑制滤波器用于对所述数字基带信号进行滤波，以减少或减轻电磁干扰，其中所述窄带抑制滤波器被配置为响应于由所述宽带干扰减轻模块检测到所接收的射频信号中的某种干扰而进行自适应控制。

2.根据权利要求1所述的接收机***，其中，所述窄带抑制滤波器还包括：

支持无限脉冲响应模式的自适应陷波滤波器(205、215)；以及

用于控制所述自适应陷波滤波器的控制器，所述控制器被配置为运行估计器以估计所述自适应陷波滤波器的滤波器系数。

3.根据权利要求1所述的接收机***，还包括：

耦接到所述天线的模拟模块(111、131)，所述模拟模块包括低噪声放大器和模拟滤波器，其中，模拟模块的关于相应频带的幅度与频率响应之间的关系表示低噪声放大器(LNA)和所述模拟滤波器的幅度与频率响应之间的关系的组合。

4.根据权利要求1所述的接收机***，其中，所述选择性滤波器提供以下述GNSS频带中的一个或更多个GNSS频带为目标的幅度与频率响应之间的关系：所述选择性滤波模块的GNSS信道(L1、L2、L5)、上频带、下频带、高频带、低频带或相应的子频带。

5.根据权利要求1所述的接收机***，还包括：

耦接到所述模数转换器的输出端的宽带干扰减轻模块(117、137)，其中，在所述宽带干扰减轻模块的输入端处，每个所接收的数字中频信号包括期望的GNSS信号、相邻GNSS频带干扰信号、GNSS频带内干扰信号和宽带干扰信号，其中，所述宽带干扰减轻模块、所述选择性滤波模块和所述窄带抑制滤波器进行的数字滤波解决并减轻NBI或WBI、或解决并减轻NBI和WBI两者。

6.根据权利要求1所述的接收机***，

宽带干扰(WBI)减轻模块(117、137)耦接到所述模数转换器(ADC)的输出端，所述WBI减轻模块被配置为基于脉冲信号干扰的存在来检测数字ADC的ADC饱和。

7.根据权利要求6所述的接收机***，其中，为了检测当存在脉冲信号干扰时的ADC饱和，数字自动增益控制器件(AGC)被配置为对下列项进行分类、识别或区分：(a)由所述脉冲信号干扰引起的脉冲宽带削波；(b)由NBI信号引起的窄带削波的ADC响应。

8.根据权利要求6所述的接收机***，其中，当在一个或更多个采样间隔期间检测到削波后，所述数字AGC在削波采样间隔期间消隐所述WBI信号，其中，所述ADC饱和指示呈脉冲信号干扰形式的WBI。

9.根据权利要求1所述的接收机***，其中，如果存在高于阈值幅度的NBI，则ADC数据的最高有效位(MSB)或最高有效字表示一个或更多个NBI信号；

所述选择性滤波模块(114、134)包括用于下频带、上频带、高频带、低频带或所选择的GNSS信道的带通滤波器，以抑制或衰减相邻GNSS频带NBI信号的功率；

所述陷波滤波器(205、215)耦接到所述带通滤波器的任意输出端，所述陷波滤波器被配置为减小GNSS频带内NBI信号的功率，以使得陷波滤波后的信号的MSB在一个或更多个相关采样间隔内变为低逻辑水平(或零)或被填充有低逻辑水平(或零)，如所述信号所指示的那样；以及

数字自动增益控制(DAGC)模块耦接到所述陷波滤波器的输出端，所述DAGC模块被配置为放大或增加增益以将所期望的信号从该信号的最低有效位(LSB)缩放到该信号的MSB。

10.根据权利要求1所述的接收机***，还包括：

第一NBI减轻***，所述第一NBI减轻***包括被配置为自适应窄带陷波滤波器的陷波滤波器(205、215)，所述窄带陷波滤波器具有动态可调节的衰减与频率响应之间的关系、可选择的衰减与频率响应之间的关系、或能够动态地从其中进行选择的预设频率响应的库。

11.根据权利要求1所述的接收机***，其中，陷波滤波器包括第一窄带陷波滤波器，所述第一窄带陷波滤波器由控制器或所述第一宽带干扰减轻模块的输出或前馈输出来选择性地控制，以针对与被消隐的数字中频信号分量相对应的一个或更多个采样间隔或样本暂时地禁用所述陷波滤波器。

12.根据权利要求1所述的接收机***，其中，所述WBI减轻***(117、137)被配置为使用消隐，所述消隐能够在所述WBI减轻***的数字滤波后的输出信号中引入不连续性或相位跳跃，在逐个频带的基础上，所述NBI减轻***的所述陷波滤波器被配置为在检测到相应频带或子频带的相位跳跃的周期期间使用相应的消隐启用信号以禁用所述自适应更新。

13.根据权利要求1所述的接收机***，还包括：

与所述选择性滤波模块或所述第一WBI减轻模块相关联的陷波滤波器控制模块，所述陷波滤波器控制模块被配置为控制所述陷波滤波器，以便在超过来自潜在失真的缺点的采样间隔内有利地启用该陷波滤波器。

14.根据权利要求13所述的接收机***，其中，

所述陷波滤波器控制模块包括在WBI减轻模块中的消隐软件指令或消隐逻辑，所述消隐软件指令或消隐逻辑被配置为提供指示在一个或更多个采样间隔内对所述陷波滤波器的跟踪性能产生负面影响的相位不连续性的控制信号或数据消息，以在这种受到负面影响的采样间隔内控制和禁用所述陷波滤波器，并且在这种受到负面影响的采样间隔之后启用所述陷波滤波器。

15.根据权利要求1所述的接收机***，其中，

所述第一NBI减轻***输出具有相应动态范围的滤波后的信号，所述动态范围基于在任何时间处存在的一个或多个干扰信号而变化；以及

对于每个频带或子频带，相应的数字自动增益控制模块被配置为自适应地调整易受干扰而发生变化的相应基带信号的幅度，以产生对于频带或子频带处于恒定幅度的输出信号。

16.根据权利要求1所述的接收机***，其中，

如果所述ADC数字信号或输入到所述选择性滤波模块的信号的最高有效位(MSB)包含期望的信号或伪噪声(PN)信号的信息，则所述选择性滤波模块或所述陷波滤波器被配置为减小相邻GNSS频带噪声的功率或能量，以使得所述信号的MSB包含所述期望的信号的信息，并且所述数字自动增益控制模块被配置为提供单位增益或默认的均匀缩放增益。

17.根据权利要求1所述的接收机***，其中，

如果在所述ADC数字信号中或在所述选择性滤波模块中存在相邻GNSS频带NBI信号或GNSS频带内NBI信号，则ADC数据的MSB表示所述相邻GNSS频带NBI信号、或所述GNSS频带内NBI信号、或表示所述相邻GNSS频带NBI信号和所述GNSS频带内NBI信号两者；所述滤波模块包括(用于下频带、上频带、高频带、低频带或所选择的GNSS信道的)用于抑制或衰减所述相邻GNSS频带NBI的功率的带通滤波器，并且

所述陷波滤波器被配置为减小所述GNSS频带内NBI信号的功率，以使得在陷波滤波后的输出信号中，MSB在一个或更多个相关采样间隔内变为零或被填充有零；并且

在DAGC输出端处，所述DAGC模块被配置为放大或增加增益以将所述陷波滤波后的输出信号从该信号的最低有效位(LSB)缩放到该信号的MSB。

Claims

1.一种具有干扰抑制能力的接收机***，所述接收机***包括：

天线，所述天线用于接收电磁信号；

初级下变频器，所述初级下变频器被配置为将所述电磁信号转换为中频信号；

模数转换器，所述模数转换器被配置为将所接收的电磁信号或所述中频信号转换为数字中频信号；

宽带干扰减轻模块，所述宽带干扰减轻模块耦接到所述初级下变频器的输出端，以对所述数字中频信号进行处理或滤波；

次级下变频器，所述次级下变频器包括数字抗谐波转换器，所述次级下变频器用于将滤波后的数字中频信号转换为滤波后的数字基带信号；

选择性滤波模块，所述选择性滤波模块用于对所述数字基带信号进行滤波，所述选择性滤波模块包括低通滤波器，所述低通滤波器被配置为与目标接收带宽一致的抗混叠数字滤波器，以抑制数字信号处理中的混叠；以及

窄带抑制滤波器，所述窄带抑制滤波器用于对所述数字基带信号进行滤波，以减少或减轻电磁干扰，其中所述窄带抑制滤波器被配置为响应于由所述宽带干扰减轻模块检测到所接收的射频信号中的某种干扰而进行自适应控制。

支持无限脉冲响应模式的自适应陷波滤波器；以及

3.根据权利要求1所述的接收机***，还包括：

耦接到所述天线的模拟模块，所述模拟模块包括低噪声放大器和模拟滤波器，其中，模拟模块的关于相应频带的幅度与频率响应之间的关系表示低噪声放大器(LNA)和所述模拟滤波器的幅度与频率响应之间的关系的组合。

5.根据权利要求1所述的接收机***，还包括：

耦接到所述模数转换器的输出端的宽带干扰减轻模块，其中，在所述宽带干扰减轻模块的输入端处，每个所接收的数字中频信号包括期望的GNSS信号、相邻GNSS频带干扰信号、GNSS频带内干扰信号和宽带干扰信号，其中，所述宽带干扰减轻模块、所述选择性滤波模块和所述窄带抑制滤波器进行的数字滤波解决并减轻NBI或WBI、或解决并减轻NBI和WBI两者。

6.根据权利要求1所述的接收机***，

宽带干扰(WBI)减轻模块耦接到所述模数转换器(ADC)的输出端，所述WBI减轻模块被配置为基于脉冲信号干扰的存在来检测数字ADC的ADC饱和。

所述选择性滤波模块包括用于下频带、上频带、高频带、低频带或所选择的GNSS信道的带通滤波器，以抑制或衰减相邻GNSS频带NBI信号的功率；

所述陷波滤波器耦接到所述带通滤波器的任意输出端，所述陷波滤波器被配置为减小GNSS频带内NBI信号的功率，以使得陷波滤波后的信号的MSB在一个或更多个相关采样间隔内变为低逻辑水平(或零)或被填充有低逻辑水平(或零)，如所述信号所指示的那样；以及