CN118012215B - 一种静态功耗可控的高能效双向电流低压差线性稳压器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种静态功耗可控的高能效双向电流低压差线性稳压器，涉及低压差稳压器技术领域，该稳压器包括：运算放大器OPA2被配置为：负输入端连接信号V_R2、正输入端与模拟乘法器的输出端连接，负输出端与第一电流模PWM调制电路连接，正输出端与第二电流模PWM调制电路连接；模拟乘法器被配置为：两个输入端通过两个低通滤波器与第一和第二电流模PWM调制电路连接；第一和第二电流模PWM调制电路分别用于为双向电流稳压器电路提供高侧电源V_LDO+和低侧电源V_LDO‑，运算放大器OPA2、第一和第二低通滤波器及模拟乘法器用于控制双向电流稳压器电路中电流I_PUSH和电流I_PULL。本发明能解决现有双向电流LDO存在静态功耗过大以及能效较低的问题，且能对静态电流值进行精确控制。

Description

一种静态功耗可控的高能效双向电流低压差线性稳压器

技术领域

本发明涉及低压差稳压器技术领域，具体地，涉及一种静态功耗可控的高能效双向电流低压差线性稳压器。

背景技术

电子设备需要为内部芯片提供不随供电波动以及负载变化的稳定电压，最常用的方式是采用低压线性稳压器（LDO）。但对于半导体制冷器调制器等需要双向电流的应用场景，为了满足电机驱动，需要提供一种双向电流LDO，现有的双向电流LDO通过双端输出运算放大器、两个功率管和两个分压电阻构成，为了获得低导通电阻，两个功率管的尺寸远大于其他MOS的尺寸，这就造成现有双向电流LDO在无负载或者低负载的情况下静态功耗极高的问题。

同时现有双向电流LDO还存在能效较低的问题，这是因为在双向电流LDO向外源电流且输出电压很低的情形下，其中一个功率管源漏电压比输出负载电压大，且该功率管的电流等于输出负载电流，同时功耗等于电压乘以电流，那么该功率管功耗比输出负载功耗高，即功耗利用率低，也就是能效较低；同理，在双向电流LDO对外抽电流且输出电压很高的情形下，双向电流LDO的能效也较低。

发明内容

为了解决现有双向电流LDO存在静态功耗过大以及能效较低的问题，本发明提供了一种静态功耗可控的高能效双向电流低压差线性稳压器，该稳压器包括：

第一PWM开关功率调制电路、第二PWM开关功率调制电路、双向电流稳压器电路、运算放大器OPA2、第一低通滤波器、第二低通滤波器和模拟乘法器；

所述运算放大器OPA2被配置为：负输入端连接信号V_R2、正输入端与所述模拟乘法器的输出端连接，负输出端与所述第一PWM开关功率调制电路连接，正输出端与所述第二PWM开关功率调制电路连接；

所述模拟乘法器被配置为：一个输入端通过所述第一低通滤波器与所述第一PWM开关功率调制电路连接，另一个输入端通过所述第二低通滤波器与所述第二PWM开关功率调制电路连接；

所述第一PWM开关功率调制电路用于提供所述双向电流稳压器电路的高侧电源V_LDO+，所述第二PWM开关功率调制电路用于提供所述双向电流稳压器电路的低侧电源V_LDO-；

所述运算放大器OPA2、所述第一低通滤波器、所述第二低通滤波器及所述模拟乘法器用于控制所述双向电流稳压器电路中电流I_PUSH和电流I_PULL。

本发明是通过以下技术方案实现的：通过第一电流模PWM开关功率调制电路为双向电流LDO提供高侧电源V_LDO+，通过第二电流模PWM开关功率调制电路为双向电流LDO提供低侧电源V_LDO-；通过运算放大器OPA2、第一低通滤波器、第二低通滤波器和模拟乘法器来控制双向电流稳压器电路中的电流I_PUSH和I_PULL。

现有双向电流LDO的电流Ipush和Ipull静态值较高的原因在于两个功率管的栅源电压VGS的静态值较大，本发明通过反馈回路的作用，可以在不同负载条件下控制输出信号VLDO+和VLDO-，从而控制本发明中双向电流稳压器电路中两个功率管的栅源电压VGS，与现有双向电流LDO相比，本发明的VLDO+低于电源电压VSS、VLDO-高于0，也就是两个功率管的栅源电压VGS均降低了，因此本发明的静态电流值远低于现有双向电流LDO的静态电流值，同时通过合理选择信号VR2的值，可以精确控制本发明的静态电流值。

通过反馈回路的作用，在不同负载条件下控制输出信号VLDO+和VLDO-，在双向电流稳压器电路外源电流时，MP功率管的源漏电压等于源极电压VLDO+-VOUT，由于电压VLDO+小于现有双向电流LDO中电源电压，那么MP功率管的源漏电压降低，而MP功率管的功耗又等于源漏电压乘以电流，因此本发明降低了MP功率管的功耗，提高了能效，同理，通过反馈回路，可以降低双向电流稳压器电路中MN功率管的功耗，提高双向电流稳压器电路的能效。

本发明通过结合电流模PWM开关功率调制电路和双向电流稳压器电路，综合了前者能效高及后者输出纹波低的优点，解决现有双向电流LDO存在静态功耗过大以及能效较低的问题。

进一步地，所述双向电流稳压器电路包括：

运算放大器OPA1被配置为：正输入端通过电阻R₁与信号V_IN连接，负输入端连接信号V_R1，一个正输出端接功率管MP_LDO的栅极，另一个正输出端接功率管MN_LDO的栅极；

所述功率管MP_LDO的漏极和所述功率管MN_LDO的漏极均与信号输出端V_OUT连接，电阻R₂的一端与所述运算放大器OPA1的正输入端连接，所述电阻R₂的另一端与所述信号输出端V_OUT连接。

其中，信号V_R1接固定电位，输入信号V_IN从电阻R1的一端流入，运算放大器OPA1正负两端信号的差经过运算放大器OPA1的放大分别输出两个信号V_MP和V_MN，信号V_MP和V_MN分别驱动功率管MP_LDO和功率管MN_LDO，从而控制输出信号V_OUT，输出信号V_OUT经过电阻R₁和R₂的分压，反馈回运算放大器OPA1的正输入端，整个反馈回路构成负反馈，从而稳定输出信号V_OUT。

进一步地，所述双向电流稳压器电路还包括：电阻R_L和电压源V_L；所述电阻R_L的一端与所述信号输出端V_OUT连接，所述电阻R_L的另一端与所述电压源V_L连接。

其中，电阻R_L和电压源V_L起到模拟负载的作用。

进一步地，所述第一PWM开关功率调制电路包括：

运算放大器OAPC1被配置为：正输入端与所述运算放大器OPA2的负输出端连接，负输入端通过网络Z₁₁与所述功率管MP_LDO的源极连接，输出端通过网络Z₂₁与所述负输入端连接；

比较器COMP1被配置为：负输入端与所述运算放大器OPAC1的输出端连接，正输入端通过第一加法器分别与三角波信号端及第一电流检测器的一端连接，输出端与第一PWM调制器的输入端连接；

其中，所述第一电流检测器的另一端与功率管MP_PWM1的漏极连接，时钟信号源CLK用于与所述比较器COMP1及所述第一PWM调制器连接；

所述第一PWM调制器被配置为：一个输出端通过第一驱动电路与所述功率管MP_PWM1的栅极连接，另一个输出端通过第二驱动电路与功率管MN_PWM1的栅极连接；

其中，所述功率管MP_PWM1的源极与电压源V_SS连接，所述功率管MN_PWM1的源极接地，所述功率管MP_PWM1的漏极与所述功率管MN_PWM1的漏极连接。

其中，信号V+为运算放大器OPA2负输出端的输出信号，信号V+从运算放大器OPAC1的正端输入，输出信号V_LDO+通过网络Z₁₁反馈回OPAC1的负输入端，运算放大器OPAC1的输出端通过网络Z₂₁反馈回运算放大器OPAC1的负端，最终运算放大器OPAC1正负输入端信号经过放大，产生控制信号V_C1。控制信号V_C1流入比较器COMP1的负输入端，功率管MP_PWM1的电流经过第一电流检测器检测，产生信号V_IPUSH，信号V_IPUSH和三角波信号相加后流入比较器COMP1的正输入端，信号V_IPUSH和三角波信号相加后的信号与信号V_C1比较后产生控制信号d₁，控制信号d₁流入第一PWM调制器产生两个驱动信号，驱动信号经过第一驱动电路和第二驱动电路分别驱动功率管MP_PWM1和功率管MN_PWM1，从而控制输出电压V_LDO+，整个电压反馈回路构成负反馈，从而输出信号V_LDO+由信号V+控制。

进一步地，所述第一低通滤波器的输入端与所述第一电流检测器的一端连接。

其中，通过第一低通滤波器对第一电流检测器检测得到的信号进行滤波处理。

进一步地，所述第一PWM开关功率调制电路还包括：电感L₁和电容C₁，所述电感L₁的一端与所述功率管MP_PWM1的漏极及所述功率管MN_PWM1的漏极均连接，所述电感L₁的另一端与所述功率管MP_LDO的源极连接，所述电容C₁的一端与所述电感L₁的另一端连接，所述电容C₁的另一端接地。

其中，电感L₁和电容C₁组成LC滤波电路，起到对信号进行滤波的作用。

进一步地，所述第二PWM开关功率调制电路包括：

运算放大器OPAC2被配置为：正输入端与所述运算放大器OPA2的正输出端连接，负输入端通过网络Z₁₂与功率管MN_LDO的源极连接，输出端通过网络Z₂₂与所述负输入端连接；

比较器COMP2被配置为：正输入端通过第二加法器分别与三角波信号端及第二电流检测器的一端连接，负输入端与所述运算放大器OPAC2的输出端连接，输出端与第二PWM调制器连接；

其中，所述第二电流检测器的另一端与功率管MN_PWM2的漏极连接，时钟信号源CLK用于与所述比较器COMP2及所述第二PWM调制器连接；

所述第二PWM调制器被配置为：一个输出端通过第三驱动电路与功率管MP_PWM2的栅极连接，另一个输出端通过第四驱动电路与所述功率管MN_PWM2的栅极连接；

其中，所述功率管MP_PWM2的源极与电压源V_SS连接，所述功率管MN_PWM2的源极接地，所述功率管MP_PWM2的漏极与所述功率管MN_PWM2的漏极连接。

其中，信号V-为运算放大器OPA2正输出端的输出信号，信号V-从运算放大器OPAC2的正端输入，输出信号V_LDO-通过网络Z₁₂反馈回运算放大器OPAC2的负端，运算放大器OPAC2的输出端通过网络Z₂₂反馈回运算放大器OPAC2的负端，最终运算放大OPAC2正负输入端信号经过放大，产生控制信号V_C2，控制信号V_C2流入比较器COMP2的负输入端，功率管MN_PWM2的电流经过第二电流检测器检测，产生信号V_IPULL，信号V_IPULL和三角波信号相加后流入比较器COMP2的正输入端，信号V_IPULL和三角波信号相加后的信号与控制信号V_C2比较后产生控制信号d₂，控制信号d₂流入第二PWM调制器产生两个驱动信号，驱动信号经过第三驱动电路和第四驱动电路分别驱动功率管MP_PWM2和功率管MN_PWM2，从而控制输出电压V_LDO-。整个电压反馈回路构成负反馈，从而输出信号V_LDO-由信号V-控制。

进一步地，所述第二PWM开关功率调制电路还包括：电感L₂和电容C₂，所述电感L₂的一端与所述功率管MP_PWM2的漏极及所述功率管MN_PWM2的漏极均连接，所述电感L₂的另一端与所述功率管MN_LDO的源极连接，所述电容C₂的一端与所述电感L₂的另一端连接，所述电容C₂的另一端接地。

其中，电感L₂和电容C₂组成LC滤波电路，起到对信号进行滤波的作用。

进一步地，所述第二低通滤波器的输入端与所述第二电流检测器的一端连接。

其中，通过第二低通滤波器对第二电流检测器检测的信号进行滤波处理。

本发明提供的一个或多个技术方案，至少具有如下技术效果或优点：

本发明的低压差线性稳压器在提供双向导电的同时，可以精确控制在轻负载或者无负载情形下的静态功耗。

本发明提出的双向电流低压差线性稳压器可以维持大范围输出电压情形下的高能效。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本发明的一部分，并不构成对本发明实施例的限定；

图1是本发明中现有双向电流LDO的结构示意图；

图2是本发明中现有双向电流LDO中运算放大器输出级与功率管连接示意图；

图3是本发明中现有双向电流LDO中功率管MP的电流I_push和功率管MN的电流I_pull的变化曲线图；

图4是本发明中第一/第二电流模PWM开关功率调制电路的结构示意图；

图5是本发明中一种静态功耗可控的高能效双向电流低压差线性稳压器结构示意图；

图6是本发明中信号V_S和控制信号d的波形示意图；

图7是本发明与现有双向电流LDO关于电流I_PUSH以及I_PULL的比较示意图；

图8是本发明中能效-输出电压关系与现有双向电流LDO的对比示意图。

具体实施方式

为了能够更清楚地理解本发明的上述目的、特征和优点，下面结合附图和具体实施方式对本发明进行进一步的详细描述。需要说明的是，在相互不冲突的情况下，本发明的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是，本发明还可以采用其他不同于在此描述范围内的其他方式来实施，因此，本发明的保护范围并不受下面公开的具体实施例的限制。

请参考图1，图1是本发明中现有双向电流LDO的结构示意图，双向电流LDO由双端输出运放OPA1，功率管MP、功率管MN以及分压电阻R₁和R₂构成，电压源V_L和电阻R_L构成负载电路，起到模拟负载的作用。若电源电压波动或者负载变化引起输出电压V_OUT增大，则通过运放的放大作用，功率管MP的栅极电压增大，功率管MP的导通电阻增大，功率管MN的栅极电压增大，功率管MN的导通电阻减小，V_OUT减小；若电源电压波动或者负载变化引起输出电压V_OUT减小，则通过运放的放大作用，功率管MP的栅极电压减小，功率管MP的导通电阻减小，功率管MN的栅极电压减小，功率管MN的导通电阻增大，V_OUT增大；即V_OUT的变化量ΔV_OUT几乎为零。通常参考电压V _R是由带隙基准模块产生的稳定电压，最终双向电流LDO输出电压V_OUT是：

通过调整R₂/R₁的值，可获得不同的输出电压。

请参考图2，图2是本发明中现有双向电流LDO中运算放大器输出级与功率管连接示意图，双端输出运算放大器OPA1是AB类输出运放，以提供同向的驱动信号。信号V _IN1和V _IN2是OPA1运放中间级传递过来的两个同向信号，MP，MP2，MP3，MP4构成线性跨导环，即MP的栅源电压加上MP4的栅源电压等于MP2的栅源电压加上MP3的栅源电压，通过设计电流源I _B1的大小即可确定MP2的静态栅源电压、MP3的静态栅源电压以及MP4的静态栅源电压，从而确定MP的静态栅源电压，即V _IN1的静态直流值，因此跨导线性环MP，MP2，MP3以及MP4起到了确定功率管MP静态电流的作用；同理跨导线性环MN，MN2，MN3以及MN4起到了确定功率管MN静态电流的作用。MP，MP2，MP3，MP4，MN，MN2，MN3以及MN4的尺寸满足关系式(：功率管和其他管子栅宽的比值；μ _P：PMOS管空穴迁移率；μ _N：NMOS管空穴迁移率；C _OXP: PMOS管单位面积栅电容；C _OXN: PMOS管单位面积栅电容；W _MP： PMOS管单位面积栅宽；W _MN： NMOS管单位面积栅宽；L _MP： PMOS管单位面积栅长；L _MN： NMOS管单位面积栅长；W _MP2： MP2管单位面积栅宽；W _MP3：MP3管单位面积栅宽；W _MP4： MP4管单位面积栅宽；W _MN2： MN2管单位面积栅宽；W _MN3： MN3管单位面积栅宽；W _MN4： MN4管单位面积栅宽；L _MP2： MP2管单位面积栅长；L _MP3： MP3管单位面积栅长；L _MP4： MP4管单位面积栅长；L _MN2： MN2管单位面积栅长；L _MN3： MN3管单位面积栅长；L _MN4：MN4管单位面积栅长)：

那么功率管MP和功率管MN的电流I_push和I_pull满足以下关系：

（1）

I_push和I_pull的变化曲线如图3所示，图3是本发明中现有双向电流LDO中功率管MP的电流I_push和功率管MN的电流I_pull的变化曲线图；其中横坐标I _OUT表示图1中现有双向电流LDO输出端口V _OUT和外接端口V _L之间负载电阻R _L上的负载电流值。横坐标中点是I _OUT为0的点，横坐标中心左侧代表电流方向从端口V _OUT流向外接端口V _L，横坐标中心右侧代表电流方向从外接端口V _L流向端口V _OUT。在没有负载的情形下I_push=I_pull，此时电流I_push和I_pull的静态值为：

（2）

I_push和I_pull的最小值为：

（3）

I _Q为在负载电流为零时，I_push和I_pull的静态值；I _MIN为在负载电流变化时，I_push和I_pull所能达到的最小电流值；获取图2中与MN4和MP3管连接的电流源和值，该电流源和值与MN3管连接的电流源之间的比值即为的值；由于功率管MP和功率管MN需要提供在重载下提供大电流, 因此MP以及MN栅源电压最大值不能过小，从而/>的值与4之间要有足够差距。（若=4，则MN4与MP4上流过的电流和为MP2、MP3、MN2以及MN3流过的电流的8倍，且电流源/>上需要足够的压降，这就导致MN4与MP4任何一个晶体管不可能流过过多的电流，进而MN4与MP4的最小栅源电压受限，MP以及MN栅源电压最大值受限）。与此同时，为了获得低导通电阻，功率管MP和功率管MN的尺寸远大于其他MOS管，即/>。这就造成了图1所示双向电流LDO在无负载或低负载的情况下静态功耗极高。

另外在不同的输出电压下，传统双向电流LDO的能效也不同。特别是在LDO向外源电流且输出电压V _OUT很低的情形下，大部分电压降在了MP管上；在LDO对外抽电流且输出电压V _OUT很高的情形下，大部分电压降在了MN管上。（在LDO向外源电流且输出电压V _OUT很低的情形下，MP管源漏电压比输出负载电压大，且MP管的电流等于输出负载电流，同时功耗等于电压乘以电流，那么MP管功耗比输出负载功耗高，功耗利用率低，也就是能效很低；同理在LDO对外抽电流且输出电压V _OUT很高的情形下，能效也很低）上述两种情形下，双向电流LDO的能效很低。

因为第一电流模PWM开关功率调制电路和第二电流模PWM开关功率电路结构相同，因此本发明实施例将对第一电流模PWM开关功率调制电路和第二电流模PWM开关功率调制电路进行统一分析，请参考图4，图4为本发明中第一/第二电流模PWM开关功率调制电路的结构示意图，需要说明的是，图4中Current sensor为电流检测器，PWM Logic circuits为PWM调制器，V_ramp为三角波信号源。

电流模开关功率调制电路由LC滤波电路、运算放大器OPAC、比较器COMP、电流检测器、PWM调制器、驱动电路以及功率管MP_PWM和功率管MN_PWM组成，输入信号V_IN从运算放大器OPAC的正端输入，输出信号V_OUT通过网络Z₁反馈回OPAC的负输入端，运算放大器OPAC的输出端通过网络Z₂反馈回OPAC的负输入端，最终运算放大器OPAC正负两端信号经过放大，产生控制信号V_C，控制信号V_C流入比较器COMP的负输入端，电压源V_SS与功率管MP_PWM的源极连接，功率管MP_PWM的电流经过电流检测器的测量，产生信号V_S，信号V_S和三角波信号源V_ramp产生的三角波信号相加后流入比较器COMP的正输入端。

之所以要引进三角波信号，是因为电流模PWM开关功率调制电路有两个控制环路，一个电压控制环路，一个电流控制环路。电压控制环路由功率管MP_PWM、功率管MN_PWM、运算放大器OPAC、比较器COMP以及PWM调制器构成，作用是稳定控制输出电压和产生电流控制环路的控制信号V_C；电流控制环路是由功率管MP_PWM、功率管MN_PWM、电流检测器、比较器COMP和PWM调制器构成，作用是稳定控制输出电流。信号V_S是电流控制环路里面的反馈信号，三角波信号是由外电路提供，如果没有三角波信号，电流环会在占空比d大于1/2的情况下发生震荡，因此需要引进三角波信号，三角波信号可以保证***在d的占空比从0变为1的过程中均保持稳定。

信号V_S和三角波信号相加后与信号V_C比较后产生控制信号d，信号V_S和控制信号d的波形如图6所示，图6中的横坐标Time为时间，纵坐标Voltage为电压，d（t）为比较器COMP的输出信号（即控制信号d）随时间变化的波形；本发明中的比较器COMP是由时钟控制源CLK控制的同步比较器，内部含有一个触发器，当信号V_S接触到图中的虚线时，其输出置为高电平，之后无论Vs为何值，输出维持高电平，比较器不比较，只有当下一个时钟沿来了，输出置为低电平，比较器开始工作。

制动信号d流入PWM调制器产生两个驱动信号，驱动信号经过两个驱动电路分别驱动功率管MP_PWM和功率管MN_PWM，从而控制输出电压V_OUT，若电源电压波动或者负载变化引起输出电压V_OUT增大，则通过运算放大器OPAC的放大作用，控制信号V_C减小，控制信号的占空比增大，功率管MP_PWM和功率管MN_PWM的栅极电压控制信号占空比增大，V_OUT减小；若电源电压波动或者负载变化引起输出电压V_OUT减小，则通过运算放大器OPAC的放大作用，控制信号增大，控制信号的占空比减小，功率管MP_PWM和功率管MN_PWM的栅极电压控制信号占空比减小，V_OUT增大；即V_OUT通过负反馈环路的作用恢复原值。若负反馈环路直流增益足够大，则V_OUT的变化量ΔV_OUT几乎为零，从而V_OUT的值几乎不变。

电流信号反馈环路可以提高整个***的动态性能，可以将输出LC滤波电路引入的双极点变为单极点。现有的电压模PWM开关功率调制电路，只有电压控制环路，输出端的LC滤波电路会引入双极点，而电流模PWM开关功率调制电路除了电压控制环路还有电流控制环路。电流模PWM开关功率调制电路中的电流控制环路可以提前将电感L上的电流控制住，由于电感L上的电流一般不能突变，但是对于电压控制环路而言，由于电流控制环路已经提前将电感L的电流控制住，所以等效于电感L不存在了，输出端只剩下RC电路，极点变成了单极点，可以提高环路动态响应速度，环路稳定性更高。

由于电流模PWM开关功率调制电路使用了储能元件（如电感L和电容C），储能元件只起存储和转移能量的作用，其本身并不消耗能量，并且功率管MP_PWM和功率管MN_PWM均工作于开关模式下，因此能效极高。但是由于电流模PWM开关功率调制电路中的功率管MP_PWM和MN_PWM均工作于开关模式下，因此输出纹波很大。输出纹波很大的问题可通过双向电流LDO来解决，双向电流LDO的输出纹波由环路增益确定，环路增益越大，输出纹波就越小，环路增益可以容易做到较高的水平，因此输出纹波可以下降到较低，而对于PWM开关功率调制器来说，输出纹波由PWM调制器的时钟频率、输出端的电感L和电容C来确定的，时钟频率越高、电感L和电容C越大，输出纹波越小，但由于时钟频率的限制以及电感L和电容C本身参数限制，导致PWM开关功率调制电路最终输出纹波很大。

为了解决现有双向电流LDO存在的静态功耗较大且能效较低的问题，同时也为解决PWM开关功率调制电路输出纹波很大的问题，本发明提供了一种静态功耗可控高效能双向电流低压差线性稳压器，请参考图5，图5是本发明中一种静态功耗可控的高能效双向电流低压差线性稳压器结构示意图，需要说明的是，图5中的Current sensor为电流检测器，PWM Logic circuits为PWM调制器，Low-pass Filter为低通滤波器，Multiplier为模拟乘法器，V_ramp为三角波信号源，该稳压器包括：

第一电流模PWM开关功率调制电路、第二电流模PWM开关功率调制电路、双向电流稳压器电路、运算放大器OPA2、第一低通滤波器、第二低通滤波器和模拟乘法器；

所述运算放大器OPA2被配置为：负输入端连接信号V_R2、正输入端与所述模拟乘法器的输出端连接，负输出端与所述第一电流模PWM开关功率调制电路连接，正输出端与所述第二电流模PWM开关功率调制电路连接；

所述模拟乘法器被配置为：一个输入端通过所述第一低通滤波器与所述第一电流模PWM开关功率调制电路连接，另一个输入端通过所述第二低通滤波器与所述第二电流模PWM开关功率调制电路连接；

所述第一电流模PWM开关功率调制电路用于提供所述双向电流稳压器电路的高侧电源V_LDO+，所述第二电流模PWM开关功率调制电路用于提供所述双向电流稳压器电路的低侧电源V_LDO-；

所述运算放大器OPA2、所述第一低通滤波器、所述第二低通滤波器及所述模拟乘法器用于控制所述双向电流稳压器电路中电流I_PUSH和电流I_PULL。

本发明具体实施例如下：两个电流模PWM开关功率调制电路分别提供双向电流稳压器电路的高侧电源V_LDO+和低侧电源V_LDO-，再通过运算放大器OPA2、两个低通滤波器和一个模拟乘法器来控制双向电流稳压器电路的I_PUSH和I_PULL的关系，接下来本发明实施例将结合图5，分析本发明实施例是如何实现静态功耗可控及高能效的。

双向电流稳压器电路信号路径分析：V_R1接固定电位与运算放大器OPA1的负输入端，输入信号V_IN从电阻R₁的一端流入运算放大器OPA1的正输入端，运算放大器OPA1正负两端信号的差经过运算放大器OPA1放大后分别输出两个信号V_MP和V_MN，信号V_MP和V_MN分别驱动功率管MP_LDO和功率管MN_LDO，从而控制输出信号V_OUT，输出信号V_OUT经过电阻R₁和R₂的分压，反馈回运算放大器OPA1正输入端，整个反馈回路构成负反馈，从而稳定输出信号V_OUT。

第一PWM功率开关调制电路信号路径分析：信号V+从运算放大器OPAC1的正端输入，输出信号V_LDO+通过网络Z₁₁反馈回OPAC1的负输入端，运算放大器OPAC1的输出端通过网络Z₂₁反馈回运算放大器OPAC1的负端，最终运算放大器OPAC1正负输入端信号经过放大，产生控制信号V_C1。控制信号V_C1流入比较器COMP1的负输入端，功率管MP_PWM1的电流经过第一电流检测器检测，产生信号V_IPUSH，信号V_IPUSH和三角波信号相加后流入比较器COMP1的正输入端，信号V_IPUSH和三角波信号源产生的三角波信号相加后的信号与信号V_C1比较后产生控制信号d₁，控制信号d₁流入第一PWM调制器产生两个驱动信号，驱动信号经过第一驱动电路和第二驱动电路分别驱动功率管MP_PWM1和功率管MN_PWM1，从而控制输出电压V_LDO+，整个电压反馈回路构成负反馈，从而输出信号V_LDO+由信号V+控制。

第二PWM功率开关调制电路信号路径分析：信号V-从运算放大器OPAC2的正端输入，输出信号V_LDO-通过网络Z₁₂反馈回运算放大器OPAC2的负端，运算放大器OPAC2的输出端通过网络Z₂₂反馈回运算放大器OPAC2的负端，最终运算放大OPAC2正负输入端信号经过放大，产生控制信号V_C2，控制信号V_C2流入比较器COMP2的负输入端，功率管MN_PWM2的电流经过第二电流检测器检测，产生信号V_IPULL，信号V_IPULL和三角波信号相加后流入比较器COMP2的正输入端，信号V_IPULL和三角波信号相加后的信号与控制信号V_C2比较后产生控制信号d₂，控制信号d₂流入第二PWM调制器产生两个驱动信号，驱动信号经过第三驱动电路和第四驱动电路分别驱动功率管MP_PWM2和功率管MN_PWM2，从而控制输出电压V_LDO-。整个电压反馈回路构成负反馈，从而输出信号V_LDO-由信号V-控制。

运算放大器OPA2、两个低通滤波器及模拟乘法器控制电流I_PUSH和电流I_PULL的信号路径分析：运算放大器OPA2的类型为全差分输出运放放大器，信号V_IPUSH以及V_IPULL经过第一低通滤波器和第二低通滤波器滤波后分别产生信号V_{IPUSH_F}以及V_{IPULL_F}，信号V_{IPUSH_F}以及V_{IPULL_F}流入模拟乘法器，相乘后产生信号V_M，信号V_M流入运算放大器OPA2的正输入端，运算放大器OPA2的负输入端接一个固定信号V_R2。V_{IPUSH_F}与I_PUSH成正比，V_{IPULL_F}和I_PULL成正比，整个反馈回路构成负反馈，从而信号V_{IPUSH_F}以及V_{IPULL_F}由固定信号VR2控制，进而I_PUSH以及I_PULL的乘积由固定信号V_R2控制。

信号V_{IPUSH_F}以及V_{IPULL_F}的乘积由固定信号V_R2控制具体为：若因为负载变化或者电源波动造成I_PUSH升高，那么I_{PUSH_PWM}和V_IPUSH随之升高，进而V_{IPUSH_F}以及V_{IPULL_F}的乘积V_M升高，信号V+降低，导致信号V_C1降低，第一PWM调制器控制信号d的占空比增加，功率管MP_PWM1的导通时间降低，功率管MN_PWM1的导通时间增加，导致第一PWM开关功率调制电路的输出电压V_LDO+降低，电流I_PUSH降低，因此V_{IPUSH_F}以及V_{IPULL_F}的乘积V_M维持不变；同理，若因为负载变化或者电源波动造成I_PULL升高，那么I_{PULL_PWM}和V_IPULL随之升高，进而V_{IPUSH_F}以及V_{IPULL_F}的乘积V_M升高，信号V-升高，导致信号V_C2升高，第二PWM调制器控制信号d的占空比减少，功率管MP_PWM2的导通时间增加，功率管MN_PWM2的导通时间减少，第二PWM开关功率调制电路的输出电压V_LDO-上升，I_PULL降低，因此V_{IPUSH_F}以及V_{IPULL_F}的乘积V_M维持不变。由于V_M和V_R2负反馈的作用相同，即信号V_R2通过负反馈环路控制V_{IPUSH_F}以及V_{IPULL_F}的乘积。在静态下电流I_PUSH和I_PULL相等，因此通过控制信号V_R2可以实现对双向电流稳压器电路静态值的精确控制，且可以控制在极低的值。

图7是本发明与现有双向电流LDO关于电流I_PUSH以及I_PULL的比较示意图；其中横坐标I _OUT表示图1和图5中输出端口V _OUT和外接端口V _L之间负载电阻R _L上的负载电流值。横坐标中点是I _OUT为0的点，横坐标中心左侧代表电流方向从端口V _OUT流向外接端口V _L，横坐标中心右侧代表电流方向从外接端口V _L流向端口V _OUT。I _Q为负载电流I _OUT为0时，现有双向电流LDO电流I_PUSH以及I_PULL的静态值；I _Q1为负载电流I _OUT为0时，本发明双向电流LDO电流I_PUSH以及I_PULL的静态值。可以看到I_Q1的值不仅极低，且远低于I_Q的值，从而通过本发明可以实现双向电流低压差线性稳压器电路中电流静态值的控制，且可以控制在极低的水平。

传统双向电流LDO的I_push和I_pull静态值较高的根本原因在于功率管MP和功率管MN的栅源电压V_GS静态值较大，本发明通过反馈回路的作用，可以在不同负载条件下控制输出信号V_LDO+和输出信号V_LDO-的值，与传统情况相比，在静态条件下V_LDO+低于现有双向电流的V_SS、V_LDO-高于0，也就是功率管MP和功率管MN的栅源电压V_GS均降低了，通过合理选择V_R2的值，可以使得本发明双向电流低压差线性稳压器的静态电流值远低于现有双向电流LDO。

本发明能实现双向电流LDO高能效的原因分析：在双向电流LDO向外源电流，现有情形下，MP管源漏电压等于电源电压V_DD与输出电压V_OUT之间的差值；而在本发明中，MPLDO管源漏电压等于电压V_LDO+-V_OUT，电源电压V_DD大于电压V_LDO+，那么V_DD-V_OUT大于V_LDO+-V_OUT，也就是本发明降低了MP_LDO管源漏电压，而MP_LDO管的功耗等于源漏电压乘以电流，因此降低了MP_LDO管的功耗，也就是提升了能效；在双向电流LDO向外抽电流，现有情形下，MN管的源漏电压等于源极电压V_OUT，本发明中，MN_LDO管的源漏电压等于源极电压V_OUT-V_LDO-，由于V_LDO-大于0，那么本发明就降低了MN_LDO管的源漏电压，而MN_LDO管的功耗等于源漏电压乘以电流，因此降低了MN_LDO管的功耗，提升了能效。

请参考图8，图8是本发明中能效-输出电压关系与现有双向电流LDO的对比示意图。当输出负载的另一端电压V_L=V_SS/2时，虚线表示现有双向电流LDO能效与输出电压（V_OUT）的关系，实线表示本发明双向电流低压差线性稳压器能效与输出电压关系，可以看到本发明中双向电流LDO的能效相较于现有双向电流LDO得到了提升。

尽管已描述了本发明的优选实施例，但本领域内的技术人员一旦得知了基本创造性概念，则可对这些实施例作出另外的变更和修改。所以，所附权利要求意欲解释为包括优选实施例以及落入本发明范围的所有变更和修改。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (9)

1.一种静态功耗可控的高能效双向电流低压差线性稳压器，其特征在于，所述稳压器包括：第一电流模PWM开关功率调制电路、第二电流模PWM开关功率调制电路、双向电流稳压器电路、运算放大器OPA2、第一低通滤波器、第二低通滤波器和模拟乘法器；

所述运算放大器OPA2被配置为：负输入端连接信号V_R2、正输入端与所述模拟乘法器的输出端连接，负输出端与所述第一电流模PWM开关功率调制电路连接，正输出端与所述第二电流模PWM开关功率调制电路连接；

所述模拟乘法器被配置为：一个输入端通过所述第一低通滤波器与所述第一电流模PWM开关功率调制电路连接，另一个输入端通过所述第二低通滤波器与所述第二电流模PWM开关功率调制电路连接；

所述第一电流模PWM开关功率调制电路用于提供所述双向电流稳压器电路的高侧电源V_LDO+，所述第二电流模PWM开关功率调制电路用于提供所述双向电流稳压器电路的低侧电源V_LDO-；

所述运算放大器OPA2、所述第一低通滤波器、所述第二低通滤波器及所述模拟乘法器用于控制所述双向电流稳压器电路中电流I_PUSH和电流I_PULL。

2.根据权利要求1所述的一种静态功耗可控的高能效双向电流低压差线性稳压器，其特征在于，所述双向电流稳压器电路包括：

运算放大器OPA1被配置为：正输入端通过电阻R₁与信号V_IN连接，负输入端连接信号V_R1，一个正输出端接功率管MP_LDO的栅极，另一个正输出端接功率管MN_LDO的栅极；

所述功率管MP_LDO的漏极和所述功率管MN_LDO的漏极均与信号输出端V_OUT连接，电阻R₂的一端与所述运算放大器OPA1的正输入端连接，所述电阻R₂的另一端与所述信号输出端V_OUT连接。

3.根据权利要求2所述的一种静态功耗可控的高能效双向电流低压差线性稳压器，其特征在于，所述双向电流稳压器电路还包括：电阻R_L和电压源V_L；所述电阻R_L的一端与所述信号输出端V_OUT连接，所述电阻R_L的另一端与所述电压源V_L连接。

4.根据权利要求2所述的一种静态功耗可控的高能效双向电流低压差线性稳压器，其特征在于，所述第一电流模PWM开关功率调制电路包括：

运算放大器OAPC1被配置为：正输入端与所述运算放大器OPA2的负输出端连接，负输入端通过网络Z₁₁与所述功率管MP_LDO的源极连接，输出端通过网络Z₂₁与所述负输入端连接；

比较器COMP1被配置为：负输入端与所述运算放大器OPAC1的输出端连接，正输入端通过第一加法器分别与三角波信号端及第一电流检测器的一端连接，输出端与第一PWM调制器的输入端连接；

其中，所述第一电流检测器的另一端与功率管MP_PWM1的漏极连接，时钟信号源CLK用于与所述比较器COMP1及所述第一PWM调制器连接；

所述第一PWM调制器被配置为：一个输出端通过第一驱动电路与所述功率管MP_PWM1的栅极连接，另一个输出端通过第二驱动电路与功率管MN_PWM1的栅极连接；

其中，所述功率管MP_PWM1的源极与电压源V_SS连接，所述功率管MN_PWM1的源极接地，所述功率管MP_PWM1的漏极与所述功率管MN_PWM1的漏极连接。

5.根据权利要求4所述的一种静态功耗可控的高能效双向电流低压差线性稳压器，其特征在于，所述第一低通滤波器的输入端与所述第一电流检测器的一端连接。

6.根据权利要求4所述的一种静态功耗可控的高能效双向电流低压差线性稳压器，其特征在于，所述第一电流模PWM开关功率调制电路还包括：电感L₁和电容C₁，所述电感L₁的一端与所述功率管MP_PWM1的漏极及所述功率管MN_PWM1的漏极均连接，所述电感L₁的另一端与所述功率管MP_LDO的源极连接，所述电容C₁的一端与所述电感L₁的另一端连接，所述电容C₁的另一端接地。

7.根据权利要求2所述的一种静态功耗可控的高能效双向电流低压差线性稳压器，其特征在于，所述第二电流模PWM开关功率调制电路包括：

运算放大器OPAC2被配置为：正输入端与所述运算放大器OPA2的正输出端连接，负输入端通过网络Z₁₂与功率管MN_LDO的源极连接，输出端通过网络Z₂₂与所述负输入端连接；

比较器COMP2被配置为：正输入端通过第二加法器分别与三角波信号端及第二电流检测器的一端连接，负输入端与所述运算放大器OPAC2的输出端连接，输出端与第二PWM调制器连接；

其中，所述第二电流检测器的另一端与功率管MN_PWM2的漏极连接，时钟信号源CLK用于与所述比较器COMP2及所述第二PWM调制器连接；

所述第二PWM调制器被配置为：一个输出端通过第三驱动电路与功率管MP_PWM2的栅极连接，另一个输出端通过第四驱动电路与所述功率管MN_PWM2的栅极连接；

其中，所述功率管MP_PWM2的源极与电压源V_SS连接，所述功率管MN_PWM2的源极接地，所述功率管MP_PWM2的漏极与所述功率管MN_PWM2的漏极连接。

8.根据权利要求7所述的一种静态功耗可控的高能效双向电流低压差线性稳压器，其特征在于，所述第二电流模PWM开关功率调制电路还包括：电感L₂和电容C₂，所述电感L₂的一端与所述功率管MP_PWM2的漏极及所述功率管MN_PWM2的漏极均连接，所述电感L₂的另一端与所述功率管MN_LDO的源极连接，所述电容C₂的一端与所述电感L₂的另一端连接，所述电容C₂的另一端接地。

9.根据权利要求7所述的一种静态功耗可控的高能效双向电流低压差线性稳压器，其特征在于，所述第二低通滤波器的输入端与所述第二电流检测器的一端连接。