CN117544183A - 一种支持可变符号速率的前向中频处理***及方法 - Google Patents

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Abstract

本申请公开一种支持可变符号速率的前向中频处理***及方法。该***包括：发射机，用于对具有可变符号速率的第一基带信号进行第一速率插值操作、第一时域滤波并行操作、第二速率插值并行操作、第二时域滤波并行操作、第三速率插值并行操作和第一数字混频并行操作生成具有第一采样速率的并行的第一中频数字信号，并发送至数模转换单元采样生成第一中频模拟信号；接收机，用于对并行的第二中频数字信号进行移频并行操作、希尔伯特变换并行操作、频域滤波并行操作、时域滤波并行操作和插值并行操作生成具有采样速率为多倍可变符号速率的并行的第二基带信号；其中第二中频数字信号为经模数转换单元对第二中频模拟信号采样生成的中频数字信号。

Description

一种支持可变符号速率的前向中频处理***及方法
技术领域
本发明涉及卫星通信领域。更具体地，涉及一种支持可变符号速率的前向中频处理***及方法。
背景技术
现有的前向中频可变符号速率选择集合是有限的，实现复杂度高，并且符号速率和中频的采样速率需要有严格的整数倍关系。另外根据卫星通信带宽需求的变化，要求中频处理支持符号速率在较大范围内可变。
因此亟待提出一种支持可变符号速率的前向中频处理***及方法，用于解决较大范围的可变符号速率的问题，满足宽带***灵活配置的需要。
发明内容
本发明的目的在于提供一种支持可变符号速率的前向中频处理***及方法，以解决现有技术存在的问题中的至少一个。
为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：
本发明第一方面提供了一种支持可变符号速率的前向中频处理***，该***包括：
前向可变速率发射机，用于对具有可变符号速率的第一基带信号进行第一速率插值操作、第一时域滤波并行操作、第二速率插值并行操作、第二时域滤波并行操作、第三速率插值并行操作和第一数字混频并行操作以生成具有第一采样速率的并行的第一中频数字信号，并将所述并行的第一中频数字信号发送至数模转换单元进行采样操作并生成第一中频模拟信号；
前向可变速率接收机，用于对并行的第二中频数字信号进行移频并行操作、希尔伯特变换并行操作、频域滤波并行操作、时域滤波并行操作以及插值并行操作以生成具有采样速率为多倍所述可变符号速率的并行的第二基带信号；其中，所述第二中频数字信号为经模数转换单元对接收的第二中频模拟信号进行采样操作并生成的中频数字信号。
可选地，所述前向可变速率发射机包括第一速率插值单元和至少一个并行支路，每个所述并行支路包括第一根升余弦滤波单元、多个第二速率插值单元、与所述第二速率插值单元一一对应的多个第一半带滤波单元、多个第一拉格朗日插值单元以及与所述第一拉格朗日插值单元一一对应的多个第一数字移频单元；其中，
所述第一速率插值单元的输入端接收所述第一基带信号，所述第一速率插值单元的输出端与每个所述第一根升余弦滤波单元的输入端连接；
每个所述第一根升余弦滤波单元的输出端分别与对应支路的每个所述第二速率插值单元的输入端连接，每个所述第二速率插值单元的输出端与对应的所述第一半带滤波单元的输入端连接；
每个所述第一半带滤波单元的输出端分别与对应支路的每个所述第一拉格朗日插值单元的输入端连接，每个所述第一拉格朗日插值单元的输出端与对应的所述第一数字移频单元的输入端连接；
多个所述第一数字移频单元的输出端输出并行的所述第一中频数字信号。
可选地，所述第一拉格朗日插值单元的步进为：
式中，为所述可变符号速率；/>为所述数模转换单元的采样速率。
可选地，所述前向可变速率接收机包括多个第二数字移频单元、快速傅里叶变换单元、第一频域滤波单元、快速傅里叶逆变换单元、多个第二拉格朗日插值单元和多个第三时域滤波单元；其中，
多个所述第二数字移频单元的输入端接收所述并行的第二中频数字信号，多个所述第二数字移频单元的输出端与所述快速傅里叶变换单元的输入端连接；
所述快速傅里叶变换单元的输出端与所述第一频域滤波单元的输入端连接，所述第一频域滤波单元的输出端与所述快速傅里叶逆变换单元的输入端连接；
所述快速傅里叶逆变换单元的输出端与多个所述第二拉格朗日插值单元的输入端连接，多个所述第二拉格朗日插值单元的输出端与多个所述第三时域滤波单元的输入端连接；
多个所述第三时域滤波单元的输出端输出所述并行的第二基带信号。
可选地，所述前向可变速率接收机包括快速傅里叶变换单元、第一频域滤波单元、第一频域移频单元、快速傅里叶逆变换单元、多个第二拉格朗日插值单元和多个第三时域滤波单元；其中，
所述快速傅里叶变换单元的输入端接收所述并行的第二中频数字信号，所述快速傅里叶变换单元的输出端与所述第一频域滤波单元的输入端连接；
所述第一频域滤波单元的输出端与所述第一频域移频单元的输入端连接，所述第一频域移频单元的输出端与所述快速傅里叶逆变换单元的输入端连接；
所述快速傅里叶逆变换单元的输出端与多个所述第二拉格朗日插值单元的输入端连接，多个所述第二拉格朗日插值单元的输出端与多个所述第三时域滤波单元的输入端连接；
多个所述第三时域滤波单元的输出端输出所述并行的第二基带信号。
可选地，所述第一频域滤波单元的单边通带带宽为：
式中，为所述可变符号速率；/>为所述第一频域滤波单元的滚降系数；/>为信道间隔保护系数；/>表示信道；/>表示通带幅值为1；
所述第二拉格朗日插值单元的步进为：
式中，为所述可变符号速率；/>为所述快速傅里叶逆变换操作后的数据样点速率。
可选地，所述第一频域滤波单元为路并行处理结构，所述第一频域滤波单元包括个滤波器因子，所述/>个滤波器因子在所述/>路并行处理结构中以长度为/>依次并行排列；其中，
所述第一频域滤波单元的输入与输出的关系为：
式中，为所述快速傅里叶变换单元生成的多路并行的第/>个频域信号；/>为第/>个滤波器因子；/>为所述第一频域滤波单元输出的滤波后的并行的第/>个滤波信号；。
本发明第二方面提供了一种支持可变符号速率的前向中频处理方法，该方法包括：
利用前向可变速率发射机，对具有可变符号速率的第一基带信号进行第一速率插值操作、第一时域滤波并行操作、第二速率插值并行操作、第二时域滤波并行操作、第三速率插值并行操作和第一数字混频并行操作以生成具有第一采样速率的并行的第一中频数字信号，并将所述并行的第一中频数字信号发送至数模转换单元进行采样操作并生成第一中频模拟信号；
利用前向可变速率接收机，对并行的第二中频数字信号进行移频并行操作、希尔伯特变换并行操作、频域滤波并行操作、时域滤波并行操作以及插值并行操作以生成具有采样速率为多倍所述可变符号速率的并行的第二基带信号；其中，所述第二中频数字信号为经模数转换单元对接收的第二中频模拟信号进行采样操作并生成的并行的中频数字信号。
可选地，所述前向可变速率接收机包括多个第二数字移频单元、快速傅里叶变换单元、第一频域滤波单元、快速傅里叶逆变换单元、多个第二拉格朗日插值单元和多个第三时域滤波单元，所述前向中频处理方法进一步包括：
通过多个所述第二数字移频单元接收所述并行的第二中频数字信号，并将数字移频后的并行的数字移频信号传输至所述快速傅里叶变换单元；
通过所述快速傅里叶变换单元对接收的所述并行的数字移频信号进行傅里叶变换并将生成的并行的频域信号传输至所述第一频域滤波单元；
所述第一频域滤波单元对所述并行的频域信号进行滤波并将滤波后的并行的滤波信号传输至所述快速傅里叶逆变换单元；
所述快速傅里叶逆变换单元对所述并行的滤波信号进行傅里叶逆变换并将生成的并行的时域信号传输至多个所述第二拉格朗日插值单元；
多个所述第二拉格朗日插值单元对所述并行的时域信号进行插值操作并将生成的并行的插值信号传输至多个所述第三时域滤波单元，经多个所述第三时域滤波单元滤波后输出所述并行的第二基带信号。
可选地，所述前向可变速率接收机包括快速傅里叶变换单元、第一频域滤波单元、第一频域移频单元、快速傅里叶逆变换单元、多个第二拉格朗日插值单元和多个第三时域滤波单元，所述前向中频处理方法进一步包括：
通过所述快速傅里叶变换单元接收所述并行的第二中频数字信号进行傅里叶变换并将生成的并行的频域信号传输至所述第一频域滤波单元；
所述第一频域滤波单元对所述并行的频域信号进行滤波并将滤波后的并行的滤波信号传输至所述第一频域移频单元；
所述第一频域移频单元对所述并行的滤波信号进行移频并将移频后的并行的数字移频信号传输至所述快速傅里叶逆变换单元；
所述快速傅里叶逆变换单元对所述并行的数字移频信号进行傅里叶逆变换并将生成的并行的时域信号传输至多个所述第二拉格朗日插值单元；
多个所述第二拉格朗日插值单元对所述并行的时域信号进行插值操作并将生成的并行的插值信号传输至多个所述第三时域滤波单元，经多个所述第三时域滤波单元滤波后输出所述并行的第二基带信号。
本发明的有益效果如下：
本发明提供的一种支持可变符号速率的前向中频处理***，可支持任意符号速率配置，符号速率可在十几兆到几百兆符号速率之间变化；并且不需要采用多种滤波器级联组合，结构简洁，实现复杂度低。
附图说明
下面结合附图对本发明的具体实施方式作进一步详细的说明。
图1示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***示意图。
图2示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中前向可变速率发射机结构示意图。
图3示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中前向可变速率接收机结构示意图。
图4示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中第一拉格朗日插值单元的结构示意图。
图5示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中前向可变速率发射机中频处理并行结构示意图。
图6示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中第一拉格朗日插值单元的并行结构示意图。
图7示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中前向可变速率接收机的频率选择性示意图。
图8示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中前向可变速率接收机的中频处理并行结构示意图。
图9示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中频域希尔伯特变换和频域滤波结构示意图。
图10示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中前向接收频域处理并行FFT示意图。
图11示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中前向接收频域处理并行滤波器示意图。
图12示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中1024点并行FFT处理的8路128点FFT并行处理示意图。
图13示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中1024点并行FFT处理中乘以旋转因子示意图。
图14示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中1024点并行FFT处理中全并行8点FFT处理示意图。
图15示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中前向接收频域处理并行IFFT处理示意图。
图16示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中20Msps发射机的冲击响应示意图。
图17示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中400Msps发射机的冲击响应示意图。
图18示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中符号速率20Msps接收机解调星座图。
图19示出本发明实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理***中符号速率400Msps接收机解调星座图。
具体实施方式
为了更清楚地说明本发明，下面结合实施例和附图对本发明做进一步的说明。附图中相似的部件以相同的附图标记进行表示。本领域技术人员应当理解，下面所具体描述的内容是说明性的而非限制性的，不应以此限制本发明的保护范围。
宽带卫星采用带宽转发器，可以支持单载波宽带前向广播，也可以灵活地划分出多个信道，每个信道进行独立地前向广播。现有的前向中频可变符号速率选择集合是有限的，实现复杂度高，并且符号速率和中频的采样速率需要有严格的整数倍关系。而且根据卫星通信带宽需求的变化，要求中频处理支持符号速率在较大范围内可变。
有鉴于此，本发明的一个实施例提供了一种支持可变符号速率的前向中频处理***，该***包括：前向可变速率发射机，用于对具有可变符号速率的第一基带信号进行第一速率插值操作、第一时域滤波并行操作、第二速率插值并行操作、第二时域滤波并行操作、第三速率插值并行操作和第一数字混频并行操作并生成具有第一采样速率的并行的第一中频数字信号，并将所述并行的第一中频数字信号发送至数模转换单元进行采样操作并生成第一中频模拟信号；前向可变速率接收机，用于对并行的第二中频数字信号进行移频并行操作、希尔伯特变换并行操作、频域滤波并行操作、时域滤波并行操作以及插值并行操作并生成具有采样速率为多倍所述可变符号速率的并行的第二基带信号；其中所述第二中频数字信号为经模数转换单元对接收的第二中频模拟信号进行采样操作并生成的中频数字信号。
具体的，如图1所示，前向通信***包括前向可变速率发射机和前向可变速率接收机两部分。网络侧前向发射机通过本地网络传输高层数据，经过基带发送处理、中频发送处理和射频处理，将无线信号在空口中发出。接收机接收无线信号，经过射频处理、中频接收和基带接收处理，将数据传送给终端侧的高层。
在一个具体的示例中，前向可变速率发射机中基带信号经过2倍速率插值、根升余弦滤波器；之后再经过2倍或4倍速率插值和使用不限于半带滤波的低通滤波器达到4倍或8倍的基带速率；后接不限于拉格朗日方法的插值器，实现任意速率变比插值，将速率由4倍或8倍提升至数字模拟转换器（Digital to Analog Converter, DAC）采样速率。
在一个具体的示例中，前向可变速率发射机包括多个支路并行。每条支路包括1个根升余弦滤波器，1或2个2倍插值和半带滤波器，多路并行的插值器和移频器；其中插值器的输出速率可达DAC的采样速率，实现任意速率匹配。
在一个具体的示例中，前向可变速率接收机包括数字移频单元、快速傅里叶变换（Fast Fourier Transform, FFT）处理单元、频域滤波单元、快速傅里叶逆变换（InverseFast Fourier Transform, IFFT）处理单元、插值器单元和根升余弦滤波器单元。其中数字移频单元，将中频信号搬移至基带；FFT处理单元和频域滤波单元进行频域的滤波，IFFT处理单元将频域信号转换至时域信号；之后采用了拉格朗日插值器，实现任意速率的匹配，将输出样点速率降至符号速率的2倍；经过根升余弦滤波器，将数据送入基带解调。
在一个具体的示例中，通过频域希尔伯特（Hilbert）变换方法滤除镜频，将接收实信号恢复成复信号；与传统方法相比，本实施例中模拟数字转换器（Analog-to-DigitalConverter, ADC）的采样速率和符号速率之间没有特定的限制，满足采样定理即可。这种结构在相同的ADC能力下，可支持更高的符号速率。
本实施例在前向发射机中频采用半带滤波和插值器组合，前向接收机中频采用频域滤波和插值器组合，在收发两端支持中频可变符号速率。通过在前向中频处理***中采用滤波器和插值器的组合，可以支持任意符号速率和任意的中频采样速率；同时采用单个滤波器和插值器组合的处理方法，结构简单，降低了实现复杂度。
在相关的卫星通信***中，传统的发射机一般采用数字中频处理。通过多级升采样和滤波器组的方式实现数字上变频的速率转换，每一级升采样，后接一级低通滤波器。当支持可变符号速率发送时，需要在有限的升采样集合中进行组合，同时需要复杂的滤波器级联组合。然而升采样集合选择是有限的，所以可变符号速率的选择也是有限的，并且符号速率和输出的DAC采样速率需要有严格的整数倍关系。
在一种可能的实现方式中，所述前向可变速率发射机包括第一速率插值单元和至少一个并行支路，每个所述并行支路包括第一根升余弦滤波单元、多个第二速率插值单元、与所述第二速率插值单元一一对应的多个第一半带滤波单元、多个第一拉格朗日插值单元以及与所述第一拉格朗日插值单元一一对应的多个第一数字移频单元；其中，所述第一速率插值单元的输入端接收所述第一基带信号，所述第一速率插值单元的输出端与每个所述第一根升余弦滤波单元的输入端连接；每个所述第一根升余弦滤波单元的输出端分别与对应支路的每个所述第二速率插值单元的输入端连接，每个所述第二速率插值单元的输出端与对应的所述第一半带滤波单元的输入端连接；每个所述第一半带滤波单元的输出端分别与对应支路的每个所述第一拉格朗日插值单元的输入端连接，每个所述第一拉格朗日插值单元的输出端与对应的所述第一数字移频单元的输入端连接；多个所述第一数字移频单元的输出端输出并行的所述第一中频数字信号。
在一个具体的示例中，如图2所示，前向可变速率发射机包括经过2倍速率插值器和根升余弦滤波器（Root-Raised Cosine filter, RRC）；之后再经过2倍速率插值器和半带滤波器（Half-Band FIR, HBF）达到4倍的基带速率；后接拉格朗日插值器（Farrow），实现任意速率变比插值，将速率由4倍提升至n倍；最后经数字混频器（Numerically ControlledOscillator, NCO）后，输出至数模转换器发送。
本实施例采用半带滤波器和插值器的组合，可用于前向发射机，支持任意符号速率发送；并且对DAC采样速率也没有要求。不受传统发射机中频有限的可变符号速率集合的限制，可以灵活选择DAC和其工作时钟。另一方面，本实施例中结构的简化降低了实现复杂度，传统方法需要支持多种升采样和多种滤波器组合，实现复杂度高，而实施例只需一个低速率的半带滤波器和一个插值器，结构简单，降低了实现复杂度。
在一种可能的实现方式中，半带滤波器基于4倍的速率进行，可采用21个抽头的滤波器，其中10个抽头系数为0。在一个具体的示例中，所述第一半带滤波单元为具有21个抽头的滤波器；其中所述21个抽头的系数取值依次为0、0.0037、0、-0.0188、0、0.0601、0、-0.1636、0、0.6188、1、0.6188、0、-0.1636、0、0.0601、0、-0.0188、0、0.0037、0。
在一种可能的实现方式中，所述第一拉格朗日插值单元为具有6个抽头的第一拉格朗日插值器；其中所述第一拉格朗日插值器的关系式为：
式中，为插值器的输出信号；/>为插值系数的序号；/>为第/>个抽头的系数；/>为整数倍插值位置；/>为插值器的输入数据信号；/>为输入数据信号的索引。
在一个具体的示例中，如图4所示为6抽头的拉格朗日插值器，通过插值可实现发射机和接收机任意符号速率的匹配。图4中至少包括第一抽头系数、第二抽头系数、第三抽头系数、第四抽头系数、第五抽头系数和第六抽头系数；以及包括6个延时器。
在一个具体的示例中，所述拉格朗日插值器的插值位置更新公式为：
式中，为小数倍的插值位置，/>，/>为插值器步进；为整数倍插值位置，/>，/>为向下取整函数。
在一种可能的实现方式中，所述第一拉格朗日插值单元的步进为：
式中，为所述可变符号速率；/>为所述数模转换单元的采样速率。
在一个具体的示例中，令，则插值系数和插值位置的关系式为：
在一个具体的示例中，假定***时钟为250MHz，当发射机配置为高符号速率400Msps时，需采用并行结构处理。在一个具体的示例中，如图5所示为前向可变速率发射机中频处理的并行结构。假定***时钟为250MHz，DAC采样速率为4GHz，最大符号速率为400Msps，采用并行结构为4个根升余弦滤波器；8个2倍速率插值器和半带滤波器；16个并行插值器和移频器。其中插值器的输出速率可达DAC的采样速率，实现任意速率匹配。
在一个具体的示例中，如图6所示为插值器并行处理框图，假定插值器的并行支路为P，则有P路并行插值关系式为：
式中，为插值器的输入；/>为第/>条支路的插值输出；/>为支路中插值输出的序号；/>为并行支路的序号；/>为第/>条支路的插值系数；/>；。
在一个具体的示例中，假定，则有：
进一步的，令，基于6阶拉格朗日插值器，第/>条支路插值系数/>和插值位置的关系式为：
本实施例由于DAC的样点速率较高，发射机是由低速率向高速率插值，实现时发射机相对接收机采用更多的并行支路。
在相关的卫星通信***中，传统的前向接收机一般采用数字中频处理。通过多级滤波器组和降采样的方式实现数字下变频的速率转换，每一级低通滤波，后接一级降采样。当支持可变符号速率接收时，需要在有限的降采样集合中进行组合，同时实现上需要复杂的滤波器级联组合。然而降采样集合选择是有限的，所以可变符号速率的选择也是有限的，并且符号速率和输入的ADC采样速率需要有严格的整数倍关系。
在一种可能的实现方式中，所述前向可变速率接收机包括多个第二数字移频单元、快速傅里叶变换单元、第一频域滤波单元、快速傅里叶逆变换单元、多个第二拉格朗日插值单元和多个第三时域滤波单元；其中，多个所述第二数字移频单元的输入端接收所述并行的第二中频数字信号，多个所述第二数字移频单元的输出端与所述快速傅里叶变换单元的输入端连接；所述快速傅里叶变换单元的输出端与所述第一频域滤波单元的输入端连接，所述第一频域滤波单元的输出端与所述快速傅里叶逆变换单元的输入端连接；所述快速傅里叶逆变换单元的输出端与多个所述第二拉格朗日插值单元的输入端连接，多个所述第二拉格朗日插值单元的输出端与多个所述第三时域滤波单元的输入端连接；多个所述第三时域滤波单元的输出端输出所述并行的第二基带信号。
在一个具体的示例中，如图3所示为前向可变速率接收机中频处理框图，包括数字移频单元、快速傅里叶变换单元、频域滤波单元、快速傅里叶逆变换单元、拉格朗日插值器和根升余弦滤波器。其中，数字移频单元，将中频信号搬移至基带；FFT单元和滤波器单元进行频域的滤波，IFFT单元将频域信号转换至时域信号；之后采用拉格朗日插值器实现任意速率的匹配，将输出样点速率降至符号速率的2倍；经过根升余弦滤波器，将数据送入基带解调。
在一个具体的示例中，如图8所示，为前向可变速率接收机中频处理并行结构，ADC采样后的并行数据，经数字移频器，送入希尔伯特变换和频域滤波单元，进行频域的滤波处理，然后转换至时域，经过并行的拉格朗日插值处理，速率降至2倍符号速率，经过匹配滤波进入基带处理。
本实施例采用频域处理和插值器组合的结构，可以支持任意符号速率接收。而传统接收机受有限的可变符号速率集合的限制，无法支持任意符号速率接收，并且对ADC采样速率有约束，限制ADC器件和采样时钟的选择。另一方面，本实施例频域处理采用了快速算法，并且结构上采用了FFT处理单元、频域滤波单元、IFFT处理单元和插值器单元的固定组合，结构简单，降低了实现复杂度。而传统方法需要支持滤波器级联和多种降采样组合，实现复杂度高。
在一种可能的实现方式中，所述前向可变速率接收机包括快速傅里叶变换单元、第一频域滤波单元、第一频域移频单元、快速傅里叶逆变换单元、多个第二拉格朗日插值单元和多个第三时域滤波单元；其中，所述快速傅里叶变换单元的输入端接收所述并行的第二中频数字信号，所述快速傅里叶变换单元的输出端与所述第一频域滤波单元的输入端连接；所述第一频域滤波单元的输出端与所述第一频域移频单元的输入端连接，所述第一频域移频单元的输出端与所述快速傅里叶逆变换单元的输入端连接；所述快速傅里叶逆变换单元的输出端与多个所述第二拉格朗日插值单元的输入端连接，多个所述第二拉格朗日插值单元的输出端与多个所述第三时域滤波单元的输入端连接；多个所述第三时域滤波单元的输出端输出所述并行的第二基带信号。
在一个具体的示例中，图9所示，为频域的希尔伯特变换和滤波处理，包括N点的FFT单元、频率选择性滤波单元、移频单元（如果接收前端没有采用数字移频单元）和N点的IFFT单元。希尔伯特变换和频域选择性滤波的组合，可以在频域完成信道选择地的同时滤除镜频；移频处理可将中频信号搬移至基带；将FFT和IFFT的点数N设置为1024，可支持符号速率10Msps~400Msps的范围。
本实施例采用频域处理和插值器组合的结构，可以支持任意符号速率接收。而传统接收机受有限的可变符号速率集合的限制，无法支持任意符号速率接收，并且对ADC采样速率有约束，限制ADC器件和采样时钟的选择。另一方面，本实施例频域处理采用了快速算法，并且结构上采用了FFT处理单元、频域滤波单元、IFFT处理单元和插值器单元的固定组合，结构简单，降低了实现复杂度。而传统方法需要支持滤波器级联和多种降采样组合，实现复杂度高。
在一个具体的示例中，如图7所示，卫星的带宽分配中灵活的划分了多个信道，宽带接收机需要通过模拟前端滤波器和数字滤波组合，滤除邻道干扰，选择指定载波上的信道；数字滤波器可以实现陡峭的过渡带，满足邻道选择性的要求。
在一个具体的示例中，本实施例选择频域滤波的方法，通带幅度设置为1，阻带幅度为0。在一种可能的实现方式中，所述第一频域滤波单元的单边通带带宽为：
式中，为所述可变符号速率；/>为所述第一频域滤波单元的滚降系数；/>为信道间隔保护系数；/>表示信道；/>表示通带幅值为1；
本实施例幅频响应为理想滤波器特性，有理想的邻道选择性能，能够匹配较小的滚降系数和高效的频谱规划。
在一种可能的实现方式中，所述第二拉格朗日插值单元的步进为：
式中，为所述可变符号速率；/>为所述快速傅里叶逆变换操作后的数据样点速率。/>
具体的，接收机采用插值器实现任意符号速率匹配，其并行结构与发射机并行插值器相同，如图6所示，区别在于步进，接收机采用降速率插值。
在一个具体的示例中，所述快速傅里叶变换单元为并行处理结构。在一个具体的示例中，图10所示为前向接收机1024点FFT处理的并行结构。本实施例选择了8条并行支路，包括3个处理步骤：128点的一维FFT；相位旋转的复数乘法；8点全并行FFT。
具体的，输入端各支路数据通路分配如下：第0个分支1000：x(0)，x(8)，…；第1个分支1001：x(1)，x(9)，…；…；第7个分支1007：x(7)，x(15)，…。
输出端各支路数据分配如下：第0个分支1010：X(0)，…，X(127)；第1个分支1011：X(128)，…，X(255)；…；第7个分支1017：X(896)，…，X(1023)。
在一种可能的实现方式中，所述第一频域滤波单元为路并行处理结构，所述第一频域滤波单元包括/>个滤波器因子，所述/>个滤波器因子在所述/>路并行处理结构中以长度为/>依次并行排列；其中，所述第一频域滤波单元的输入与输出的关系为：
式中，为所述快速傅里叶变换单元生成的多路并行的第/>个频域信号；/>为第/>个滤波器因子；/>为所述第一频域滤波单元输出的滤波后的并行的第/>个滤波信号；。
在一个具体的示例中，如图11所示为前向接收机频域并行滤波和移频结构，可选择8条并行支路处理。具体的，滤波器因子长度1024，表示为C(0)，C(1)，…，C(1023)，转为8路并行分配滤波因子如下：第0个分支1100：C(0)，…，C(127)；第1个分支1101：C(128)，…，C(255)；…；第7个分支1107：C(896)，…，C(1023)。
输出数据序列为：第0个分支1110：X”(0)，…，X”(127)；第1个分支1111：X”(128)，…，X”(255)；…；第7个分支1117：X”(896)，…，X”(1023)。
进一步的，输入和输出之间的关系为：
式中，为所述快速傅里叶变换单元生成的多路并行的第/>个频域信号；/>为第/>个滤波器因子；/>。
在一个具体的示例中，如图12所示为8路128点FFT并行处理的框图，是1024点并行FFT处理的第一步骤。具体的，每个支路分为7级处理，每级处理包括蝶形运算和数据交换，分支可保持流水处理，每个支路的最后一级输出数据有个排序的过程，顺序输出。
在一个具体的示例中，8条128点FFT支路输入数据分配如下：第0个分支1000：x(0)，x(8)，…；第1个分支1001：x(1)，x(9)，…；…；第7个分支1007：x(7)，x(15)，…。
8条128点FFT支路输出数据分配如下：第0个分支1210：x”(0)，…，x”(127)；第1个分支1211：x”(128)，…，x”(255)；…；第7个分支1217：x”(896)，…，x”(1023)。
在一个具体的示例中，如图13所示为1024点并行FFT处理的中间步骤乘以旋转因子，8条支路对应的旋转因子twFactor分别为：第0个分支1300：W1024 0，W1024 0，…，W1024 0；第1个分支1301：W1024 0，W1024 1，…，W1024 127；…；第7个分支1307：W1024 0，W1024 7，…，W1024 889。
输入序列为：第0个分支1210：x”(0)，…，x”(127)；第1个分支1211：x”(128)，…，x”(255)；…；第7个分支1217：x”(896)，…；x”(1023)。
输出序列为：第0个分支1310：x’(0)，…，x’(127)；第1个分支1311：x’(128)，…，x’(255)；…；第7个分支1317：x’(896)，…，x’(1023)。
在一个具体的示例中，输入和输出之间的关系为：
式中，为并行FFT处理的第一步骤中支路输出数据；/>为第/>个旋转因子；/>。
在一个具体的示例中，如图14所示为全并行8点FFT处理，为1024点并行FFT处理的第3步骤。具体的，首先将顺序输入序列调序，顺序输入序列为：第0个分支1310：x’(0)，…，x’(127)；第1个分支1311：x’(128)，…，x’(255)；第2个分支1312：x’(256)，…，x’(383)；第3个分支1313：x’(384)，…，x’(511)；第4个分支1314：x’(512)，…，x’(639)；第5个分支1315：x’(640)，…，x’(767)；第6个分支1316：x’(768)，…，x’(895)；第7个分支1317：x’(896)，…，x’(1023)。
调换顺序，调换结果为：第0个分支1400：x’(0)，…，x’(127)；第1个分支1401：x’(256)，…，x’(383)；第2个分支1402：x’(512)，…，x’(639)；第3个分支1403：x’(768)，…，x’(895)；第4个分支1404：x’(128)，…，x’(255)；第5个分支1405：x’(384)，…，x’(511)；第6个分支1406：x’(640)，…，x’(767)；第7个分支1407：x’(896)，…，x’(1023)。
进一步的，然后经过三级蝶形运算，输出顺序再次调整，三级蝶形运算的旋转因子包括：第一旋转因子1430，第一旋转因子为W8 0；第二旋转因子1431，第二旋转因子为W8 1；第三旋转因子1432，第一旋转因子为W8 2；第四旋转因子1433，第一旋转因子为W8 3。蝶形运算最后一级输出序列顺序B和8点FFT输出最终序列S的对应关系为：B(0)=S(0)；B(1)=S(4)；B(2)=S(2)；B(3)=S(6)；B(4)=S(1)；B(5)=S(5)；B(6)=S(3)；B(7)=S(7)。
进一步的，蝶形运算最后一级输出结果为：第0个分支1420：X(0)，…，X(127)；第1个分支1421：X(512)，…，X(639)；第2个分支1422：X(256)，…，X(383)；第3个分支1423：X(768)，…，X(895)；第4个分支1424：X(128)，…，X(255)；第5个分支1425：X(640)，…，X(767)；第6个分支1426：X(384)，…，X(511)；第7个分支1427：X(896)，…，X(1023)。
进一步的，8点FFT最终输出结果为：第0个分支1410：X(0)，…，X(127)；第1个分支1411：X(128)，…，X(255)；第2个分支1412：X(256)，…，X(383)；第3个分支1413：X(384)，…，X(511)；第4个分支1414：X(512)，…，X(639)；第5个分支1415：X(640)，…，X(767)；第6个分支1416：X(768)，…，X(895)；第7个分支1417：X(896)，…，X(1023)。
在一个具体的示例中，所述快速傅里叶逆变换单元为并行处理结构。
在一个具体的示例中，如图15所示为1024点并行IFFT处理框图，用FFT的逆序来操作，包括3个步骤：第一个步骤为8点全并行IFFT；第二个步骤为逆旋转；第三个步骤为8路128点并行IFFT；其中，功能单元①、②和③对应8点全并行IFFT，复用了图11中的8点FFT处理，其输入输出做了共轭和幅度收缩处理；其中，功能单元①是对所输入的信号的幅度除以1/8后求共轭，即conj（1/8）；功能单元③是对所输入的信号的幅度求共轭，即conj（1）；功能单元④对应逆旋转，复用了图10中的旋转处理，但逆旋转因子取值为旋转因子的共轭形式，即conj(twFactor)；功能单元⑤、⑥和⑦对应8路128点并行IFFT处理，复用了图9中的8路128点并行FFT处理，也在输入输出做了共轭和幅度收缩处理；其中，功能单元⑤是对所输入的信号的幅度除以1/8后求共轭，即conj（1/8）；功能单元⑦是对所输入的信号的幅度除以1/16后求共轭，即conj（1/16）。
在一个具体的示例中，1024点并行IFFT处理的输入端各支路数据通路分配如下：第0个分支1110：X”(0)，…，X”(127)；第1个分支1111：X”(128)，…，X”(255)；…；第6个分支1111：X”(128)，…，X”(255)；第7个分支1117：X”(896)，…，X”(1023)。
输出端各支路数据分配如下：第0个分支1510：x”’(0)，x”’(8)，…；第1个分支1511：x”’(1)，x”’(9)，…；…；第6个分支1516：x”’(6)，x”’(14)，…；第7个分支1517：x”’(7)，x”’(15)，…。
本实施例在前向发射机中频采用半带滤波和插值器组合，前向中频接收机采用频域滤波和插值器组合，在收发两端支持中频可变符号速率；通过在前向中频处理***中采用滤波器和插值器的组合，可以支持任意符号速率和任意的中频采样速率；同时采用单个滤波器和插值器组合的处理方法，结构简单，降低了实现复杂度。
在一个具体的示例中，对于发射机，需要满足邻道泄露比指标，尤其需满足第三邻道-55dBc干扰抑制要求。邻道干扰抑制主要体现在数字滤波器的带外抑制指标，可以通过发射链路的冲击响应获得。
在一个具体的示例中，对于可变符号速率中频处理***，需要满足解调性能要求，尤其高阶调制下的性能要求。为了说明不同符号速率下中频处理***的对解调性能的影响，选择了低符号速率20Msps和高符号速率400Msps两种情况进行32APSK解调性能仿真。
在一个具体的示例中，如图16所示为符号速率20Msps的发射机冲击响应，根据邻道泄露比指标大于等于第三邻道时要满足干扰抑制-55dBc的要求，图16中远端的邻道干扰抑制大于-70dBc，满足发射机邻道泄露比指标要求。如图17所示为符号速率400Msps的发射机冲击响应，根据邻道泄露比指标大于等于第三邻道时要满足干扰抑制-55dBc的要求，图17中远端的邻道干扰抑制大于-60dBc，满足发射机邻道泄露比指标要求。如图18所示为20Msps符号速率32APSK包括发送和接收全链路解调星座图，EVM=1.845%，SNR=34.7dB；观察矢量幅度误差（Error Vector Magnitude，EVM）不大于2%，折算信噪比（Signal NoiseRatio， SNR）大于30dB，远远高于解调门限16dB的指标要求。如图19所示为400Msps符号速率32APSK包括发送和接收全链路解调星座图，EVM=1.991%，SNR=34.0dB；观察EVM大于为2%，折算SNR大于30dB，远远高于解调门限16dB的指标要求。通过以上的仿真可以看出可变符号速率的中频处理方法能够满足***性能指标要求。
本发明的另一个实施例提供了一种支持可变符号速率的前向中频处理方法，该方法包括：利用前向可变速率发射机，对具有可变符号速率的第一基带信号进行第一速率插值操作、第一时域滤波并行操作、第二速率插值并行操作、第二时域滤波并行操作、第三速率插值并行操作和第一数字混频并行操作以生成具有第一采样速率的并行的第一中频数字信号，并将所述并行的第一中频数字信号发送至数模转换单元进行采样操作并生成第一中频模拟信号；利用前向可变速率接收机，对并行的第二中频数字信号进行移频并行操作、希尔伯特变换并行操作、频域滤波并行操作、时域滤波并行操作以及插值并行操作以生成具有采样速率为多倍所述可变符号速率的并行的第二基带信号；其中，所述第二中频数字信号为经模数转换单元对接收的第二中频模拟信号进行采样操作并生成的并行的中频数字信号。
需要说明的是，本实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理方法的原理及工作流程与支持可变符号速率的前向中频处理***的工作原理和工作流程相似，相关之处可以参照上述说明，在此不再赘述。
在一种可能的实现方式中，所述前向可变速率接收机包括多个第二数字移频单元、快速傅里叶变换单元、第一频域滤波单元、快速傅里叶逆变换单元、多个第二拉格朗日插值单元和多个第三时域滤波单元，所述前向中频处理方法进一步包括：通过多个所述第二数字移频单元接收所述并行的第二中频数字信号，并将数字移频后的并行的数字移频信号传输至所述快速傅里叶变换单元；通过所述快速傅里叶变换单元对接收的所述并行的数字移频信号进行傅里叶变换并将生成的并行的频域信号传输至所述第一频域滤波单元；所述第一频域滤波单元对所述并行的频域信号进行滤波并将滤波后的并行的滤波信号传输至所述快速傅里叶逆变换单元；所述快速傅里叶逆变换单元对所述并行的滤波信号进行傅里叶逆变换并将生成的并行的时域信号传输至多个所述第二拉格朗日插值单元；多个所述第二拉格朗日插值单元对所述并行的时域信号进行插值操作并将生成的并行的插值信号传输至多个所述第三时域滤波单元，经多个所述第三时域滤波单元滤波后输出所述并行的第二基带信号。
需要说明的是，本实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理方法的原理及工作流程与支持可变符号速率的前向可变速率接收机的工作原理和工作流程相似，相关之处可以参照上述说明，在此不再赘述。
在一种可能的实现方式中，所述前向可变速率接收机包括快速傅里叶变换单元、第一频域滤波单元、第一频域移频单元、快速傅里叶逆变换单元、多个第二拉格朗日插值单元和多个第三时域滤波单元，所述前向中频处理方法进一步包括：通过所述快速傅里叶变换单元接收所述并行的第二中频数字信号进行傅里叶变换并将生成的并行的频域信号传输至所述第一频域滤波单元；所述第一频域滤波单元对所述并行的频域信号进行滤波并将滤波后的并行的滤波信号传输至所述第一频域移频单元；所述第一频域移频单元对所述并行的滤波信号进行移频并将移频后的并行的数字移频信号传输至所述快速傅里叶逆变换单元；所述快速傅里叶逆变换单元对所述并行的数字移频信号进行傅里叶逆变换并将生成的并行的时域信号传输至多个所述第二拉格朗日插值单元；多个所述第二拉格朗日插值单元对所述并行的时域信号进行插值操作并将生成的并行的插值信号传输至多个所述第三时域滤波单元，经多个所述第三时域滤波单元滤波后输出所述并行的第二基带信号。
需要说明的是，本实施例提供的支持可变符号速率的前向中频处理方法的原理及工作流程与支持可变符号速率的前向可变速率接收机的工作原理和工作流程相似，相关之处可以参照上述说明，在此不再赘述。
本实施例在前向发射机中频处理方法中采用半带滤波和插值器组合，前向接收机中频处理方法中采用频域滤波和插值器组合，在收发两端支持中频可变符号速率；通过在前向中频处理方法中采用滤波器和插值器的组合，可以支持任意符号速率和任意的中频采样速率；同时采用单个滤波器和插值器组合的处理方法，结构简单，降低了实现复杂度。
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定，对于本领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动，这里无法对所有的实施方式予以穷举，凡是属于本发明的技术方案所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之列。

Claims (10)

1.一种支持可变符号速率的前向中频处理***，其特征在于，该***包括：
前向可变速率发射机，用于对具有可变符号速率的第一基带信号进行第一速率插值操作、第一时域滤波并行操作、第二速率插值并行操作、第二时域滤波并行操作、第三速率插值并行操作和第一数字混频并行操作以生成具有第一采样速率的并行的第一中频数字信号，并将所述并行的第一中频数字信号发送至数模转换单元进行采样操作并生成第一中频模拟信号；
前向可变速率接收机，用于对并行的第二中频数字信号进行移频并行操作、希尔伯特变换并行操作、频域滤波并行操作、时域滤波并行操作以及插值并行操作以生成具有采样速率为多倍所述可变符号速率的并行的第二基带信号；其中，所述第二中频数字信号为经模数转换单元对接收的第二中频模拟信号进行采样操作并生成的中频数字信号。
2.根据权利要求1所述的前向中频处理***，其特征在于，
所述前向可变速率发射机包括第一速率插值单元和至少一个并行支路，每个所述并行支路包括第一根升余弦滤波单元、多个第二速率插值单元、与所述第二速率插值单元一一对应的多个第一半带滤波单元、多个第一拉格朗日插值单元以及与所述第一拉格朗日插值单元一一对应的多个第一数字移频单元；其中，
所述第一速率插值单元的输入端接收所述第一基带信号，所述第一速率插值单元的输出端与每个所述第一根升余弦滤波单元的输入端连接；
每个所述第一根升余弦滤波单元的输出端分别与对应支路的每个所述第二速率插值单元的输入端连接，每个所述第二速率插值单元的输出端与对应的所述第一半带滤波单元的输入端连接；
每个所述第一半带滤波单元的输出端分别与对应支路的每个所述第一拉格朗日插值单元的输入端连接，每个所述第一拉格朗日插值单元的输出端与对应的所述第一数字移频单元的输入端连接；
多个所述第一数字移频单元的输出端输出并行的所述第一中频数字信号。
3.根据权利要求2所述的前向中频处理***，其特征在于，
所述第一拉格朗日插值单元的步进为：
式中，/>为所述可变符号速率；/>为所述数模转换单元的采样速率。
4.根据权利要求1所述的前向中频处理***，其特征在于，
所述前向可变速率接收机包括多个第二数字移频单元、快速傅里叶变换单元、第一频域滤波单元、快速傅里叶逆变换单元、多个第二拉格朗日插值单元和多个第三时域滤波单元；其中，
多个所述第二数字移频单元的输入端接收所述并行的第二中频数字信号，多个所述第二数字移频单元的输出端与所述快速傅里叶变换单元的输入端连接；
所述快速傅里叶变换单元的输出端与所述第一频域滤波单元的输入端连接，所述第一频域滤波单元的输出端与所述快速傅里叶逆变换单元的输入端连接；
所述快速傅里叶逆变换单元的输出端与多个所述第二拉格朗日插值单元的输入端连接，多个所述第二拉格朗日插值单元的输出端与多个所述第三时域滤波单元的输入端连接；
多个所述第三时域滤波单元的输出端输出所述并行的第二基带信号。
5.根据权利要求1所述的前向中频处理***，其特征在于，
所述前向可变速率接收机包括快速傅里叶变换单元、第一频域滤波单元、第一频域移频单元、快速傅里叶逆变换单元、多个第二拉格朗日插值单元和多个第三时域滤波单元；其中，
所述快速傅里叶变换单元的输入端接收所述并行的第二中频数字信号，所述快速傅里叶变换单元的输出端与所述第一频域滤波单元的输入端连接；
所述第一频域滤波单元的输出端与所述第一频域移频单元的输入端连接，所述第一频域移频单元的输出端与所述快速傅里叶逆变换单元的输入端连接；
所述快速傅里叶逆变换单元的输出端与多个所述第二拉格朗日插值单元的输入端连接，多个所述第二拉格朗日插值单元的输出端与多个所述第三时域滤波单元的输入端连接；
多个所述第三时域滤波单元的输出端输出所述并行的第二基带信号。
6.根据权利要求4或5所述的前向中频处理***，其特征在于，
所述第一频域滤波单元的单边通带带宽为：
式中，/>为所述可变符号速率；/>为所述第一频域滤波单元的滚降系数；/>为信道间隔保护系数；/>表示信道；/>表示通带幅值为1；
所述第二拉格朗日插值单元的步进为：
式中，/>为所述可变符号速率；/>为所述快速傅里叶逆变换操作后的数据样点速率。
7.根据权利要求5所述的前向中频处理***，其特征在于，
所述第一频域滤波单元为路并行处理结构，所述第一频域滤波单元包括/>个滤波器因子，所述/>个滤波器因子在所述/>路并行处理结构中以长度为/>依次并行排列；其中，
所述第一频域滤波单元的输入与输出的关系为：
式中，/>为所述快速傅里叶变换单元生成的多路并行的第/>个频域信号；/>为第/>个滤波器因子；/>为所述第一频域滤波单元输出的滤波后的并行的第/>个滤波信号；/>。
8.一种支持可变符号速率的前向中频处理方法，其特征在于，该方法包括：
利用前向可变速率发射机，对具有可变符号速率的第一基带信号进行第一速率插值操作、第一时域滤波并行操作、第二速率插值并行操作、第二时域滤波并行操作、第三速率插值并行操作和第一数字混频并行操作以生成具有第一采样速率的并行的第一中频数字信号，并将所述并行的第一中频数字信号发送至数模转换单元进行采样操作并生成第一中频模拟信号；
利用前向可变速率接收机，对并行的第二中频数字信号进行移频并行操作、希尔伯特变换并行操作、频域滤波并行操作、时域滤波并行操作以及插值并行操作以生成具有采样速率为多倍所述可变符号速率的并行的第二基带信号；其中，所述第二中频数字信号为经模数转换单元对接收的第二中频模拟信号进行采样操作并生成的并行的中频数字信号。
9.根据权利要求8所述的前向中频处理方法，其特征在于，
所述前向可变速率接收机包括多个第二数字移频单元、快速傅里叶变换单元、第一频域滤波单元、快速傅里叶逆变换单元、多个第二拉格朗日插值单元和多个第三时域滤波单元，所述前向中频处理方法进一步包括：
通过多个所述第二数字移频单元接收所述并行的第二中频数字信号，并将数字移频后的并行的数字移频信号传输至所述快速傅里叶变换单元；
通过所述快速傅里叶变换单元对接收的所述并行的数字移频信号进行傅里叶变换并将生成的并行的频域信号传输至所述第一频域滤波单元；
所述第一频域滤波单元对所述并行的频域信号进行滤波并将滤波后的并行的滤波信号传输至所述快速傅里叶逆变换单元；
所述快速傅里叶逆变换单元对所述并行的滤波信号进行傅里叶逆变换并将生成的并行的时域信号传输至多个所述第二拉格朗日插值单元；
多个所述第二拉格朗日插值单元对所述并行的时域信号进行插值操作并将生成的并行的插值信号传输至多个所述第三时域滤波单元，经多个所述第三时域滤波单元滤波后输出所述并行的第二基带信号。
10.根据权利要求8所述的前向中频处理方法，其特征在于，
所述前向可变速率接收机包括快速傅里叶变换单元、第一频域滤波单元、第一频域移频单元、快速傅里叶逆变换单元、多个第二拉格朗日插值单元和多个第三时域滤波单元，所述前向中频处理方法进一步包括：
通过所述快速傅里叶变换单元接收所述并行的第二中频数字信号进行傅里叶变换并将生成的并行的频域信号传输至所述第一频域滤波单元；
所述第一频域滤波单元对所述并行的频域信号进行滤波并将滤波后的并行的滤波信号传输至所述第一频域移频单元；
所述第一频域移频单元对所述并行的滤波信号进行移频并将移频后的并行的数字移频信号传输至所述快速傅里叶逆变换单元；
所述快速傅里叶逆变换单元对所述并行的数字移频信号进行傅里叶逆变换并将生成的并行的时域信号传输至多个所述第二拉格朗日插值单元；
多个所述第二拉格朗日插值单元对所述并行的时域信号进行插值操作并将生成的并行的插值信号传输至多个所述第三时域滤波单元，经多个所述第三时域滤波单元滤波后输出所述并行的第二基带信号。
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