CN1173455C - 交错并联正激三电平变换器 - Google Patents

Abstract

一种交错并联正激三电平变换器属直流变换器，它由直流输入电压(1)，分压电容(2)，交错并联正激变换电路(3)，整流滤波电路(4)所组成。其特点是：能在整流后输出三电平电压波形。该变换器由于加在输出电感上的交流分量比传统直流—直流变换器要小，故可以有效的减小滤波电感，应用于负载动态变化很高的变换器，还可以有效的减小输出滤波电容，从而可以大大减小滤波器的体积。

Description

交错并联正激三电平变换器

技术领域

本发明的交错并联正激三电平变换器涉及的是电能变换装置，尤其是直流变换器。

背景技术

现有的直流—直流(DC-DC)变换器中，整流滤波后的输出电压波形一般都为高电平和零电平两电压波形，为了减小直流输出滤波电感的体积和重量，通常采用提高开关频率或多相交错并联(Interleave)技术。然而，就目前的功率半导体发展水平来说，开关频率的提高会给效率的提高带来困难；而采用多相交错并联(Interleave)技术，由于相数过多，使得其控制电路复杂，可靠性降低，成本提高。

发明内容

本发明的目的在于：针对目前现有技术的不足，提供一种交错并联(Interleave)正激三电平变换器，使电路本身的结构特点就能在相同的开关频率和相数时，减小输出滤波电感；在动态响应要求很高的直流变换器中，采用交错并联(Interleave)正激三电平变换器还可减小输出滤波电容，从而减小输出滤波器的体积，降低成本，提高可靠性。

本发明的交错并联正激三电平变换器，由直流输入电压连于分压电路后，连于交错并联正激变换电路，其输出再连于整流滤波电路所组成。

本发明与现有技术相比，能在整流后输出三电平电压波形，使得加在输出滤波电感上的电压交流分量，比现有的直流—直流变换器可大大减小，因而滤波电感就可有效地减小；同时，在某些场合下，比如在动态响应要求很高的直流变换器中，还可减小输出滤波电容，从而减小了输出滤波器的体积。降低了成本，提高了可靠性。

附图说明：

图1交错并联正激三电平变换器的组成框图

图2交错并联正激三电平变换器原理图

图3交错并联正激三电平变换器主要波形示意图

图4～7为交错并联正激三电平变换器各开关模态的等效电路结构示意图

图1中各框图内名称分别是：

1.直流输入电压

2.分压电路

3.交错并联正激变换电路

4.整流滤波电路

图2中的标号1～4及名称与图1中标号1～4及名称一致。

图2中的符号名称：

V_in—输入直流电压                     C₁、C₂—压电路电容

Q₁～Q₄—开关管                      T₁、T₂—工作变压器

D₁～D₄—二极管                      D_R1～D_R3—整流二极管

L_f—滤波电感                         C_f—滤波电容

R_ld—负载                            V_o—输出电压

I_L—电感电流

图3中符号名称：

t，t₁～T₁₀—时间                    T_s—周期

I_o—输出电流                         V_T1、V_T2—工作变压器上的T₁、T₂

原边电压

V_AB—图2中A、B两点之间的电压         N—工作变压器原副边匝比

V_o、I_o为输出电压、电流

其它符号名称与图一致。

图4～7中的符号名称，见下面具体实施方式中的相应说明。

具体实施方式：

根据上述附图叙述本发明的具体实施方式及工作原理和工作过程：

图1是本发明的组成框图，图2是本发明的实施例原理图，由图1与图2可知，本发明的组成是直流输入电压V_in连于由分压电容C₁、C₂(C₁＝C₂)组成的分压电路2后，再连于交错并联正激变换电路3，电路3为交错并联正激变换桥，其中由开关管Q₁、Q₃与工作变压器T₁及二极管D₁、D₃组成交错并联正激变换桥的一路，开关管Q₂、Q₄与工作变压器T₂及二极管D₂、D₄组成交错并联正激变换桥的另一路，工作变压器T₁、T₂均由一个复位绕组，一个原边绕组和一个副边绕组组成。交错并联正激变换电路3的输出连于整流滤波电路4，其中由整流二极管D_R1、D_R2、D_R3组成整流电路；由滤波电感L_f与滤波电容C_f组成滤波电路。本发明采用交错并联(Interleave)技术是为了解决分压电容的偏压问题。

下面根据图3～7叙述本发明的具体工作原理和工作过程：

整个变换器在一个开关周期中有6种开关模态，如图3所示，下面结合附图4～7。

对各开关模态的工作进行具体分析。

①开关模态1(对应于[0，t₁]时刻，其等效电路见附图4)

此时，Q₁和Q₃导通。原边电流i_p1流经Q₁、变压器T₁和原边绕组及Q₃。整流管D_R1导通，D_R3截止。T₁原边给负载供电，此时加在T₁原边的电压为V_in。同时D₄导通，T₂处于复位状态，副边输出负压，D_R2截止。此时v_AB＝V_in/N，N为变压器原边与副边的匝比。

②开关模态2/3(对应于[t₁，t₂]，[t₂，t_s/2]其等效电路见附图5)

在t₁时刻关断Q₁，D₁导通。I_p1流过C₂、D₁、T₁和Q₃。在这段时间里，T₁原边给负载供电，C₂的电压由于放电而减小，C₁的电压会有所增加，加在T₁原边的电压基本为V_in/2。此时副边仍是D_R1导通，D_R3截止，D_R2仍承受反压而截止。等到t₂时刻，D₄截止，T₂变压器复位结束，此时T₂副边输出为0电压，D_R2仍截止，具体t₂的长短由变压器原边和复位绕组匝比决定，但其不能超过T_s/2。到T_s/2时刻，Q₃截止，变压器T₁进入复位，T₂开始供电，进入下一个开关模态。

此时v_AB＝V_in/2N。

③开关模态4(对应于[T_s/2，t₃]，其等效电路见附图6)

Q₂和Q₄开通。原边电流i_p2流经Q₂、变压器T₂原边绕组和Q₄。此时加在T₂原边绕组的电压为V_in，T₂原边给负载供电。同时D₃导通，T₁处于复位状态。副边D_R2导通，D_R1和D_R3承受反压而截止。

此时v_AB＝V_in/N。

④开关模态5/6(对应于[t₃，t₄]，[t₄，T_s]，其等效电路见附图7)

t₃时刻，Q₄截止，D₂导通。原边电流i_p2流经C₁、Q₂、T₂原边绕组和D₂，此时加在T₂原边绕组的电压为V_in/2，T₂原边继续给负载供电。副边D_R2继续导通，D_R1和D_R3承受反压而截止。到t4_时刻，D₃截止，T₁复位结束，此时T₁副边输出0电压，D_R1和D_R3仍截止。等到了T_s时刻，Q₂也截止，整个工作周期结束。进入下一个循环周期，Q₁和Q₃开通，T₂进入复位状态，T₁开始给负载供电。

此时v_AB＝V_in/2N。

另外需要说明的是，在上述开关模态中D_R3似乎并没有什么作用，但在实际工作中考虑到开关之间有死区时间，在这段时间内，D_R3可起到续流保护作用。

由上分析可以看出，由于在输出滤波器上的电压波形多出一个V_in/2N，使得电感上的交流电压分量大大减小了，从而实现了减小电感的目的。

本发明的一个具体实施例子如下：

输入电压36～72V直流电压，输入直流电压为V_o＝0.8V；输出电流为：I_o＝100A；变换器原、副边匝比为N_T1＝24；变压器原、副边匝比为N_T2＝1；输出滤波电感为L_f＝100nH；输出滤波电容为C_f＝8600uF；负载电流变化率60～70A/us。

开关管为MOSFETQ₁/Q₄：Si4488EY(100V/7.9A)，Q₂/Q₃：Si4488DY(150V/5A)；输出整流管为同步整流管STV160NF02L(20V/160A)；复位二极管为D₃/D₄：SMBYW200-01(200V/1A)；钳位二极管D₁/D₂：STPR820F(200V/1A)；分压电容C₁/C₂＝680uF；开关频率为f_s＝300KHz。

从以上的描述中可以得知，本发明提出的Interleave正激三电平变换器有以下几项优点：

①可以在整流后输出三电平电压波形，从而减小输出滤波电感。

②在负载动态变化要求很高的变换器中，输出滤波电感的减小还可以减小输出滤波电容，从而使输出滤波器体积大大减小。

Claims (1)

1、一种交错并联正激三电平变换器，其特征在于：直流输入电压(1)连于分压电路(2)后其输出端连于由两路交错并联正激变换桥所构成的交错并联正激变换电路(3)输入端，其输出端连于整流滤波电路(4)所组成，其中两路交错并联正激变换桥，一路由开关管Q₁、工作变压器T₁原边绕组、开关管Q₃依次串联构成的串联电路与由工作变压器T₁复位绕组和二极管D₃反向串联的串联电路两者相互并联及二极管D₁正极连于分压电路中两个分压电容的串联点，其负极与开关Q₁的负极相连以及工作变压器T₁副边绕组构成交错并联正激变换桥输出端所组成；另一路由开关管Q₂、工作变压器T₂原边绕组、开关管Q₄依次串联构成的串联电路与工作变压器T₂复位绕组和二极管D₄反向串联电路两者相互并联及二极管D₂负极连于分压电路中两个分压电容的串联点，其正极与开关管Q₄的正极相连以及工作变压器T₂副边绕组构成交错并联正激变换桥输出端所组成。

Images