CN117060748A - 基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器 - Google Patents

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Abstract

基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器,现有反激式整流器因整流桥导致的损耗较大的问题，属于单级单相无桥整流器拓扑领域。本发明包括双向开关、隔离变压器T、二极管D1‑D2和输出滤波电容Cdc1‑Cdc2；在不增添电路复杂性的前提下，本发明拓扑有效去除了交流输入侧的二极管整流桥，电流回路上不存在一直工作的二极管；变压器副边侧采用双电容输出结构，该结构引入了两个二极管，但任意时刻副边电流仅流过一个二极管，损耗较小，同时半导体器件耐压要求相对较低；此外，变压器副边仅需要一个绕组，变压器结构简单且制造容易，同时变压器同名端的连接方式也更为自由，在任何一种连接方式下输出电压均为正极性。

Description

基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器
技术领域
本发明涉及一种基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器，属于单级单相无桥整流器拓扑领域。
背景技术
相比于其他隔离型变换器，反激式变换器具有结构简单、元器件数量少、体积小、成本低等优点，常作为前级整流电路在LED驱动器等低输出功率场合中广泛应用。传统反激变换器中变压器副边侧存在一个整流二极管，变换器仅能处理直流输入，而对于交流输入需在其前面引入二极管整流桥电路将交流电整流为直流电。由于二极管整流桥的引入，电流路径上始终会有两个二极管导通，因此在输入电压有效值较低的应用场合下反激式整流器的效率普遍较低。
针对反激变换器中变压器副边电流仅能单向流动的问题，目前可采用全波整流与全桥整流结构加以解决。全波整流电路使用两个二极管，任意时刻副边电流仅流过一个二极管，损耗小一些，但其存在器件耐压要求较高，变压器副边绕组需要中心抽头、制造麻烦的缺点；全桥整流电路变压器绕组结构简单、器件耐压要求相对较低，但其缺点是使用了四个二极管，元件数较多，且任意时刻副边电流总要流过两个二极管，损耗较大。
发明内容
针对现有反激式整流器因整流桥导致的损耗较大的问题，本发明提供一种基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器。
本发明的一种基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器，所述单级无桥隔离反激式整流器包括双向开关、隔离变压器T、二极管D1-D2和输出滤波电容Cdc1-Cdc2；
输入电源的正极与双向开关的一端连接，双向开关的另一端与隔离变压器T原边的同名端连接，输入电源的负极与隔离变压器T原边的异名端连接；
隔离变压器T副边的异名端同时与二极管D1的阳极、二极管D2的阴极连接；
隔离变压器T副边的同名端同时与输出滤波电容Cdc1的负极和输出滤波电容Cdc2的正极连接；
二极管D1的阴极、输出滤波电容Cdc1的正极连接；
输出滤波电容Cdc2的负极、二极管D2的阳极连接。
本发明还提供一种基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器，所述单级无桥隔离反激式整流器包括双向开关、隔离变压器T、NMOS开关管S3-S4和输出滤波电容Cdc1-Cdc2；
输入电源的正极与双向开关的一端连接，双向开关的另一端与隔离变压器T原边的同名端连接，输入电源的负极与隔离变压器T原边的异名端连接；
隔离变压器T副边的异名端同时与NMOS开关管S3的源极、NMOS开关管S4的漏极连接；
隔离变压器T副边的同名端同时与输出滤波电容Cdc1的负极和输出滤波电容Cdc2的正极连接；
NMOS开关管S3的漏极、输出滤波电容Cdc1的正极连接；
输出滤波电容Cdc2的负极、NMOS开关管S4的源极连接。
上述两种基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器中隔离变压器T副边的同名端和异名端还可以调换。
作为优选，最大占空比
其中，Vin_max为工频交流电压的峰值，Vdc为负载电压，隔离变压器T的原副边匝数比n:1。
作为优选，隔离变压器T的励磁电感的电感值：
其中，d为占空比，Vin_rms为输入电压有效值，fS为开关频率，Pdc为输出功率。
本发明的有益效果，在不增添电路复杂性的前提下，本发明拓扑有效去除了交流输入侧的二极管整流桥，电流回路上不存在一直工作的二极管；变压器副边侧采用双电容输出结构，该结构引入了两个二极管，但任意时刻副边电流仅流过一个二极管，损耗较小，同时半导体器件耐压要求相对较低；此外，变压器副边仅需要一个绕组，变压器结构简单且制造容易，同时变压器同名端的连接方式也更为自由，在任何一种连接方式下输出电压均为正极性。
附图说明
图1为基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器电路图；
图2为使用同步整流管的单级无桥隔离反激式整流器电路图；
图3为输入电压正半周内一个开关周期内电路的工作波形图；
图4为输入电压正半周内电路的三个工作模态图，其中图4(a)为模态I，图4(b)为模态II，图4(c)为模态III；
图5为输入电压负半周内一个开关周期内电路主要工作波形图；
图6为输入电压负半周内电路的三个工作模态图，其中图6(a)为模态IV，图6(b)为模态V，图6(c)为模态VI；
图7为副边同名端接在电容中点时变压器放电路径示意图，其中图7(a)为输入电压正半周阶段，图7(b)为输入电压负半周阶段；
图8为副边同名端接在二极管中点时变压器放电路径示意图，其中图8(a)为输入电压正半周阶段，图8(b)为输入电压负半周阶段；
图9为50V/50Hz交流输入，输出100V/50W条件下输入侧波形及频谱图，其中图9(a)为输入电压和电流波形图，图9(b)为输入电压与电流频谱图；
图10为开关管S1、S2两端电压波形图；
图11为二极管D1、D2两端电压波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。
如图1所示，本实施方式的基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器，应用于LED驱动器等低输出功率场合，包括反向串联功率开关管S1与S2、隔离变压器T(励磁电感Lm、原副边匝数比n:1)、二极管D1与D2、输出滤波电容Cdc1与Cdc2。输入电源的正极与双向开关的一端连接，双向开关的另一端与隔离变压器T原边的同名端连接，输入电源的负极与隔离变压器T原边的异名端连接，隔离变压器T副边的异名端同时与二极管D1的阳极、二极管D2的阴极连接；隔离变压器T副边的同名端同时与输出滤波电容Cdc1的负极和输出滤波电容Cdc2的正极连接；二极管D1的阴极、输出滤波电容Cdc1的正极连接；输出滤波电容Cdc2的负极、二极管D2的阳极连接。
考虑到在低电压、大电流输出时二极管导通压降较高而导致损耗较大的问题，可使用同步整流管取代所提拓扑中变压器副边二极管，如图2所示，同步整流管通态电阻极低，整流损耗较小，但其需要添加额外的控制回路。
在对所提出整流器工作原理分析前，做出如下说明：
1)整流器工作于断续导通模式(DCM)；
2)所使用半导体器件、电感和电容均为理想元件，不考虑寄生参数、导通压降等影响；
3)输出滤波电容Cdc1、Cdc2容值相等且足够大，电容分压相等，即vCdc1＝vCdc2＝Vdc/2；
4)开关频率fS远大于电网工频，开关周期TS内输入电压视为定值Vin。
反向串联功率开关管视为双向开关管，且采用同一控制信号进行驱动。根据交流输入电压的正负以及双向开关管的动作情况，所提出整流器一共存在6种不同的工作模态。输入电压正半周内电路工作波形如图3所示，对应的工作模态图如图4所示；负半周内电路工作波形如图5所示，对应的工作模态图如图6所示。
模态I—充电阶段，如图4(a)所示：该模态开始于双向开关管S1与S2导通时刻。变压器励磁电感Lm两端电压为+Vin，输入电流呈正向线性上升，变压器原边储存能量；副边侧二极管因承受反压而处于关断状态，负载由输出滤波电容Cdc1、Cdc2提供能量。
模态II—放电阶段，如图4(b)所示：该模态开始于双向开关管S1与S2关断时刻，输入电流为0。二极管D1导通，变压器励磁电感Lm储存的能量通过副边绕组向上滤波电容Cdc1以及负载释放，副边电流线性下降。
模态III—关断阶段，如图4(c)所示：该模态开始于副边电流降为零时刻，变压器能量完全释放，该阶段副边侧二极管因承受反压而处于关断状态，负载由输出滤波电容Cdc1、Cdc2提供能量。
模态IV—充电阶段，如图6(a)所示：该模态开始于双向开关管S1与S2导通时刻。变压器励磁电感Lm两端电压为-Vin，输入电流呈反向线性上升，变压器原边储存能量；副边侧二极管因承受反压而处于关断状态，负载由输出滤波电容Cdc1、Cdc2提供能量。
模态V—放电阶段，如图6(b)所示：该模态开始于双向开关管S1与S2关断时刻，输入电流为0。二极管D2导通，变压器励磁电感Lm储存的能量通过副边绕组向下滤波电容Cdc2以及负载释放，副边电流线性下降。
模态VI—关断阶段，如图6(c)所示：该模态开始于副边电流降为零时刻，变压器能量完全释放，该阶段副边侧二极管因承受反压而处于关断状态，负载由输出滤波电容Cdc1、Cdc2提供能量。
由整流器工作原理可知，在一个开关周期内电路存在变压器充电、放电以及关断三个阶段。双向开关管导通期间变压器原边励磁电感充电，当双向开关管关断时刻，变压器原边电流达到峰值iS_max，表示为：
式中，Lm表示变压器励磁电感的电感值，d为***占空比。
之后双向开关管一直关断，由此得到开关周期内双向开关管电流平均值的表达式：
将工频交流电压vac＝Vin_max sin(ωt)替换上式中Vin，得到输入电流表达式：
式中，Vin_max为工频交流电压的峰值。可以看出，在变压器励磁电感参数、开关频率确定后，采用定占空比控制方法即可实现输入电流跟踪输入电压且呈正弦规律变化，控制电路简单。
考虑到工作过程的类似性，开关管S1、二极管D2在输入电压正半周放电阶段承受最大反压，开关管S2、二极管D1在输入电压负半周放电阶段承受最大反压，电压应力可分别表示为：
通过上式可以看到，相较于已有反激式整流器开关管的电压应力(Vin_max+nVdc)，该整流器开关管的电压应力相对较低，有助于开关管开通损耗的减小。
此外，不同于已有反激式整流器拓扑，本实施方式拓扑中变压器同名端的连接方式更为自由，任何一种连接方式下输出电压均为正极性，变压器副边同名端接在电容中点以及半桥中点下输出侧放电电流路径如图7、图8所示。当副边同名端接在电容中点时，正输入电压下变压器通过二极管D1向上输出滤波电容Cdc1以及负载侧放电，负输入电压下变压器通过二极管D2向下输出滤波电容Cdc2以及负载侧放电，输出电压极性为正；当副边同名端接在半桥中点时，正输入电压下变压器通过二极管D2向下输出滤波电容Cdc2以及负载侧放电，负输入电压下变压器通过二极管D1向上输出滤波电容Cdc1以及负载侧放电，输出电压极性仍为正。
所提出整流器拓扑使用元器件较少，电路结构简单，对电路中变压器参数进行设计。为实现将变压器储存的能量完全释放到输出侧，整流器工作于DCM，因此得到***最大占空比dmax的设计要求。
根据上式得到最大占空比的表达式：
基于式(3)，得到变压器励磁电感的电感值计算公式：
式中，Vin_rms为输入电压有效值，Pdc为输出功率。由此根据整流器的输入输出指标参数，基于最大占空比的限制条件，即可得到变压器励磁电感参数。以工频输入50V/50Hz、输出100V/50W为例，进行变压器参数的设计说明。
开关频率设定为50kHz，变压器变比n＝2，确定最大占空比：
取占空比d＝0.5，根据式(7)得到变压器励磁电感Lm的电感值。
基于上述变压器参数，对所提出的单级无桥隔离反激式整流器进行仿真验证。输入侧功率因数校正情况如图9所示，从图9(a)的电压电流波形可以看到，整流器输入电流峰值呈正弦波，且跟随输入电压波形的变化，图9(b)的电压电流频谱图表面输入电流谐波含量极低，具有良好的功率因数校正效果，输入电流有效值为1A，对应50W的功率，证明了变压器参数设计的正确性。
变压器原边侧开关管两端电压、副边侧二极管两端电压的波形如图10、图11所示，可以看到，输入电压正半周期间，开关管S2始终处于导通状态，开关管S1工作；输入电压负半周期间，开关管S1始终处于导通状态，开关管S2工作，测得开关管S1、S2最大承压为171V，与理论值Vin_max+nVdc/2相同。二极管D1、D2两端电压呈对称关系，测得二极管D3、D4最大承压为100V，与理论值Vdc相同。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (9)

1.基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器，其特征在于，所述单级无桥隔离反激式整流器包括双向开关、隔离变压器T、二极管D1-D2和输出滤波电容Cdc1-Cdc2；
输入电源的正极与双向开关的一端连接，双向开关的另一端与隔离变压器T原边的同名端连接，输入电源的负极与隔离变压器T原边的异名端连接；
隔离变压器T副边的异名端同时与二极管D1的阳极、二极管D2的阴极连接；
隔离变压器T副边的同名端同时与输出滤波电容Cdc1的负极和输出滤波电容Cdc2的正极连接；
二极管D1的阴极与输出滤波电容Cdc1的正极连接；
输出滤波电容Cdc2的负极与二极管D2的阳极连接。
2.基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器，其特征在于，所述单级无桥隔离反激式整流器包括双向开关、隔离变压器T、NMOS开关管S3-S4和输出滤波电容Cdc1-Cdc2；
输入电源的正极与双向开关的一端连接，双向开关的另一端与隔离变压器T原边的同名端连接，输入电源的负极与隔离变压器T原边的异名端连接；
隔离变压器T副边的异名端同时与NMOS开关管S3的源极、NMOS开关管S4的漏极连接；
隔离变压器T副边的同名端同时与输出滤波电容Cdc1的负极和输出滤波电容Cdc2的正极连接；
NMOS开关管S3的漏极与输出滤波电容Cdc1的正极连接；
输出滤波电容Cdc2的负极与NMOS开关管S4的源极连接。
3.基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器，其特征在于，所述单级无桥隔离反激式整流器包括双向开关、隔离变压器T、二极管D1-D2和输出滤波电容Cdc1-Cdc2；
输入电源的正极与双向开关的一端连接，双向开关的另一端与隔离变压器T原边的同名端连接，输入电源的负极与隔离变压器T原边的异名端连接；
隔离变压器T副边的同名端同时与二极管D1的阳极、二极管D2的阴极连接；
隔离变压器T副边的异名端同时与输出滤波电容Cdc1的负极和输出滤波电容Cdc2的正极连接；
二极管D1的阴极与输出滤波电容Cdc1的正极连接；
输出滤波电容Cdc2的负极与二极管D2的阳极连接。
4.基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器，其特征在于，所述单级无桥隔离反激式整流器包括双向开关、隔离变压器T、NMOS开关管S3-S4和输出滤波电容Cdc1-Cdc2；
输入电源的正极与双向开关的一端连接，双向开关的另一端与隔离变压器T原边的同名端连接，输入电源的负极与隔离变压器T原边的异名端连接；
隔离变压器T副边的同名端同时与NMOS开关管S3的源极、NMOS开关管S4的漏极连接；
隔离变压器T副边的异名端同时与输出滤波电容Cdc1的负极和输出滤波电容Cdc2的正极连接；
NMOS开关管S3的漏极与输出滤波电容Cdc1的正极连接；
输出滤波电容Cdc2的负极与NMOS开关管S4的源极连接。
5.根据权利要求1、2、3或4所述的基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器，其特征在于，最大占空比
其中，Vin_max为工频交流电压的峰值，Vdc为负载电压，隔离变压器T的原副边匝数比n:1。
6.根据权利要求5所述的基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器，其特征在于，隔离变压器T的励磁电感的电感值：
其中，d为占空比，Vin_rms为输入电压有效值，fS为开关频率，Pdc为输出功率。
7.根据权利要求5所述的基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器，其特征在于，整流器工作于断续导通模式。
8.根据权利要求5所述的基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器，其特征在于，双向开关管采用反向串联功率开关管，且采用同一控制信号进行驱动。
9.根据权利要求5所述的基于双电容输出结构的单级无桥隔离反激式整流器，其特征在于，输入电源的输入电压vac＝Vin_max sin(ωt)，为工频交流电压的峰值，ω为角频率，t为时间。
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