CN117040300A - 逆变电路及多相逆变器 - Google Patents

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CN117040300A CN202311295616.1A CN202311295616A CN117040300A CN 117040300 A CN117040300 A CN 117040300A CN 202311295616 A CN202311295616 A CN 202311295616A CN 117040300 A CN117040300 A CN 117040300A
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雷健华
游永亮
张勇波
唐朝垠
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Abstract

本申请涉及电力电子技术领域，具体涉及一种逆变电路及多相逆变电路。逆变电路包括：辅助谐振模块、全桥逆变模块及控制模块；控制模块与辅助谐振模块中开关的控制端及全桥逆变模块中开关的控制端连接，控制模块用于控制辅助谐振模块中开关及全桥逆变模块中开关的开关状态，以将直流电转换成交流电，且交流电在全桥逆变模块输出；其中，全桥逆变模块中的开关的死区时间Δ2需要满足限定的条件。在本实施例中，由于对全桥逆变模块中的开关的死区时间进行了限定，结合辅助谐振模块的谐振作用，能够使得全桥逆变模块中的第一主开关在零电压条件下切换开关状态。从而实现了全桥逆变模块中的第一主开关为软开关，降低了开关损耗。

Description

逆变电路及多相逆变器
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，具体涉及一种逆变电路及多相逆变器。
背景技术
储能电源行业的发展对储能电源装置的体积、成本、工作频率和效率的要求越来越高。追求储能电源装置的高频、高效、低成本和小型化已经成为一种需求理念。然而，在储能电源装置中，硬开关电路中的开关管在高频工作时，不仅会产生严重的开关损耗，降低了电源的输出效率，并且还会产生严重的噪声污染和电磁干扰。为此，软开关技术被应用到了储能电源装置中。即，在硬开关电路中添加辅助谐振电路，利用辅助电路中电感和电容的谐振作用，实现高频开关管的零电压开关或零电流开关，减小开关损耗，提高效率，降低噪声污染和电磁干扰。
目前，虽然也有使用软开关技术的储能电源装置，但这些产品也仅仅只是实现了储能电源装置中小部分功能电路开关管的软性开关工作，这对减小装置的开关损耗，提其高工作效率，降低噪声污染和电磁干扰的作用并不大。并且，由于辅助谐振变换逆变器具有较为突出的性能和灵活多变的控制策略，被广泛关注，但是其辅助谐振电路中存在中性点电位的变化，造成了控制复杂和变压器铁芯易饱和等缺陷。
发明内容
本申请实施例提供一种逆变电路及多相逆变器，通过较为简单的电路实现逆变电路中的开关为软性开关工作，从而减小开关损耗。
为实现上述目的，第一方面，本申请实施例提供一种逆变电路，包括：辅助谐振模块、全桥逆变模块及控制模块；所述辅助谐振模块和所述全桥逆变模块均与直流电源连接，所述辅助谐振模块分别与所述全桥逆变模块及负载连接；所述控制模块与所述辅助谐振模块中开关的控制端及所述全桥逆变模块中开关的控制端连接，所述控制模块用于控制所述辅助谐振模块中开关及所述全桥逆变模块中开关的开关状态，以将所述直流电转换成交流电，且所述交流电在所述全桥逆变模块输出；
其中，所述全桥逆变模块中的开关的死区时间Δ2满足如下条件：
；
T2为所述逆变电路的第一模态的持续时间，T3为所述逆变电路的第二模态的持续时间，T4为所述逆变电路的第三模态的持续时间，I0max为所述负载的电流最大值，I0min为所述负载的电流最小值，I0为负载电流。
在一些实施例中，所述全桥逆变模块中的开关的死区时间Δ2满足如下条件：
；
其中，T8为所述逆变电路的第七模态的持续时间。
在一些实施例中，所述全桥逆变模块中的开关的死区时间Δ2满足如下条件：
；
。
在一些实施例中，所述辅助谐振模块中的第一辅助开关和第二辅助开关的导通需满足如下条件：
；
其中和/>分别为Sa1和Sa2导通瞬间的电流变化率，/>为器件允许的电流变化率，n2是所述辅助谐振模块中的变压器的原边绕组与副边绕组的匝数比，E2是所述直流电源的电压，Lm1为所述辅助谐振模块中的第一变压器的等效磁化电感，Lm2为所述辅助谐振模块中的第二变压器的等效磁化电感。
在一些实施例中，所述逆变电路的一个工作周期包括正工作周期和负工作周期；
其中，所述正工作周期包括如下九个工作模态；
在第一模态中，控制所述辅助谐振模块中的第一辅助开关闭合并控制所述全桥逆变模块中的第二主开关断开，维持所述辅助谐振模块中的第二辅助开关及所述全桥逆变模块中的第一主开关断开，其中所述第一模态的持续时间为：
在第二模态中，维持所述第一辅助开关闭合、所述第二辅助开关断开、所述第一主开关断开以及所述第二主开关断开，其中所述第二模态的持续时间为：
在第三模态中，控制所述第一主开关闭合，维持所述第一辅助开关闭合、所述第二辅助开关断开以及所述第二主开关断开；其中所述第三模态持续时间为：
在第四模态中，维持所述第一辅助开关闭合、所述第二辅助开关断开、所述第一主开关闭合以及所述第二主开关断开，其中所述第四模态持续时间为：
在第五模态中，控制所述第一辅助开关断开，维持所述第二辅助开关断开、所述第一主开关闭合以及所述第二主开关断开，其中所述第五模态的持续时间为：
在第六模态中，维持所述第一辅助开关断开、所述第二辅助开关断开、所述第一主开关闭合以及所述第二主开关断开；
在第七模态中，控制所述第二辅助开关闭合并控制所述第一主开关断开，维持所述第一辅助开关断开、所述第二主开关断开，其中所述第七模态的持续时间为：
在第八模态中，维持所述第一辅助开关断开、所述第二辅助开关闭合、所述第一主开关断开以及所述第二主开关断开，其中所述第八模态的持续时间为：
在第九模态中，控制所述第二辅助开关断开、所述第二主开关闭合，维持所述第一辅助开关断开、所述第一主开关断开，其中所述第九模态的持续时间为：
其中，n2是所述辅助谐振模块中的变压器的原边绕组与副边绕组的匝数比，E2是所述直流电源的电压，Lr1是所述辅助谐振模块中的第一谐振电感的电感量，Lr1是所述辅助谐振模块中的第二谐振电感的电感量，Lm1为所述辅助谐振模块中的第一变压器的等效磁化电感，Lm2为所述辅助谐振模块中的第二变压器的等效磁化电感，Cr是所述辅助谐振模块中的谐振电容的电容量，Zr1为所述辅助谐振模块中的第一谐振电感与所述谐振电容发生谐振时的谐振阻抗；Zr2为所述辅助谐振模块中的第二谐振电感与所述谐振电容发生谐振时的谐振阻抗，ωr1是所述第一谐振电感的电流的角频率，ωr2是所述第二谐振电感的电流的角频率，ILm1是所述第一谐振电感在t4时刻的电流，I1是所述第一谐振电感在t2时刻的电流且0<ILm1<I0<I1，Lr2是所述辅助谐振模块中的第二谐振电感的电感量，ILm2是所述第二谐振电感在t8时刻的电流的绝对值，I2是所述第二谐振电感在t7时刻的电流的绝对值且0<ILm2<I2，C1是所述第一主开关并联的第一电容的电容量，C2是所述第二主开关并联的第二电容的电容量，t0、t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7及t8对应为所述第一模态、第二模态、第三模态、第四模态、第五模态、第六模态、第七模态、第八模态及第九模态的开始时刻，t9为所述第九模态的结束时刻。
在一些实施例中，所述逆变电路的每一个正工作周期还包括初始模态；在初始模态中，所述第一辅助开关、第二辅助开关及所述第一主开关均断开，且所述第二主开关闭合。
在一些实施例中，在所述第二模态中，电路表达式为：
在所述第七模态中，电路表达式为：
在所述第八模态中，电路表达式为：
其中，i lr1是所述第一谐振电感的电流，i lr2是所述第二谐振电感的电流，u c1是所述第一电容的电压，u c2是所述第二电容的电压。
在一些实施例中，驱动所述逆变电路执行负工作周期各工作模态与所述正工作周期的各工作模态相对称。
在一些实施例中，所述辅助谐振模块包括第一谐振单元和第二谐振单元，所述全桥逆变模块包括第一桥臂和第二桥臂；所述第一谐振单元、所述第二谐振单元、所述第一桥臂及所述第二桥臂均与所述直流电源连接，所述第一谐振单元分别与所述第一桥臂的中点及所述负载的第一端连接，所述第二谐振单元分别与所述第二桥臂的中点及所述负载的第二端连接，所述控制模块分别与所述第一谐振单元、所述第二谐振单元、所述第一桥臂及所述第二桥臂中的开关的控制端连接；所述控制模块通过控制所述第一谐振单元、所述第二谐振单元、所述第一桥臂及所述第二桥臂中的开关的开关状态，以将所述直流电转换为交流电。
在一些实施例中，所述第一谐振单元包括第一谐振子单元和第二谐振子单元；
所述第一谐振子单元包括第一辅助开关、第一变压器、第一二极管、第二二极管、第一谐振电感，所述第一辅助开关的第一端分别与所述直流电源的正极及所述第一桥臂的第一端连接，所述第一辅助开关的第二端分别与所述第一二极管的负极及所述第一变压器的第一端连接，所述第一变压器的第二端及所述第一变压器的第四端均与所述第一谐振电感的第一端连接，所述第一谐振电感的第二端与所述第一桥臂的中点连接，所述第一变压器的第三端与所述第二二极管的负极连接，所述第一二极管的正极、所述第二二极管的正极及所述第一桥臂的第二端均与所述直流电源的负极连接；
所述第二子单元谐振单元包括第二辅助开关、第二变压器、第三二极管、第四二极管、第二谐振电感，所述第三二极管的负极、所述第四二极管的负极及所述第一桥臂的第一端均与所述直流电源的正极连接，所述第三二极管的正极与所述第二变压器的第一端连接，所述第二辅助开关的第一端、所述第四二极管的正极均与所述第二变压器的第三端连接，所述第二变压器的第二端、所述第二变压器的第四端均与所述第二谐振电感的第一端连接，所述第二谐振电感的第二端与所述第一桥臂的中点连接，所述第二辅助开关的第二端及所述第一桥臂的第二端均与所述直流电源的负极连接。
在一些实施例中，所述第一谐振电感为所述第一变压器的等效漏感，所述第二谐振电感为所述第二变压器的等效漏感。
为实现上述目的，第一方面，本申请实施例提供一种多相逆变器，包括至少两路如上所述的逆变电路；
各所述逆变电路中的所述辅助谐振模块和所述全桥逆变模块均与所述直流电源的正极连接，各所述逆变电路中的所述辅助谐振模块和所述全桥逆变模块均连接所述直流电源的负极，各所述逆变电路中的所述辅助谐振模块分别与所述全桥逆变模块及负载连接，各所述逆变电路中的所述控制模块与所述辅助谐振模块中开关的控制端及所述全桥逆变模块中开关的控制端连接。
区别于现有技术的方案，本申请实施例提供了一种逆变电路及多相逆变器，逆变电路包括：辅助谐振模块、全桥逆变模块及控制模块；所述辅助谐振模块和所述全桥逆变模块均与直流电源连接，所述辅助谐振模块分别与所述全桥逆变模块及负载连接；所述控制模块与所述辅助谐振模块中开关的控制端及所述全桥逆变模块中开关的控制端连接，所述控制模块用于控制所述辅助谐振模块中开关及所述全桥逆变模块中开关的开关状态，以将所述直流电转换成交流电，且所述交流电在所述全桥逆变模块输出；其中，所述全桥逆变模块中的开关的死区时间Δ2满足如下条件：
；
T2为所述逆变电路的第一模态的持续时间，T3为所述逆变电路的第二模态的持续时间，T4为所述逆变电路的第三模态的持续时间，I0max为所述负载的电流最大值，I0min为所述负载的电流最小值，I0为负载电流。
在本实施例中，在逆变电路工作时，在控制模块对辅助谐振模块中的开关和全桥逆变模块中的开关的开关状态的控制下，通过全桥逆变模块能够将直流电源的直流电转换为交流电，同时通过辅助谐振模块的谐振作用能够使得全桥逆变模块中的开关在工作时为软开关。并且，由于对全桥逆变模块中的开关的死区时间进行了限定，结合辅助谐振模块的谐振作用，能够使得全桥逆变模块中的第一主开关在零电压条件下切换开关状态。从而实现了全桥逆变模块中的第一主开关为软开关，降低了开关损耗。
附图说明
一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
图1是本申请一实施例提供的逆变电路的结构示意图；
图2是本申请一实施例提供的逆变电路的电路结构示意图；
图3是本申请另一实施例提供的逆变电路的结构示意图；
图4是本申请另一实施例提供的逆变电路的电路结构示意图；
图5是本申请一实施例提供的逆变电路在一个正周期内的初始模态的示意图；
图6是本申请一实施例提供的逆变电路在一个正周期内的第一模态的示意图；
图7是本申请一实施例提供的逆变电路在一个正周期内的第二模态的示意图；
图8是本申请一实施例提供的逆变电路在一个正周期内的第三模态的示意图；
图9是本申请一实施例提供的逆变电路在一个正周期内的第四模态的示意图；
图10是本申请一实施例提供的逆变电路在一个正周期内的第五模态的示意图；
图11是本申请一实施例提供的逆变电路在一个正周期内的第六模态的示意图；
图12是本申请一实施例提供的逆变电路在一个正周期内的第七模态的示意图；
图13是本申请一实施例提供的逆变电路在一个正周期内的第八模态的示意图；
图14是本申请一实施例提供的逆变电路在一个正周期内的第九模态的示意图；
图15是本申请一实施例提供的逆变电路中各信号的波形示意图；
图16是本申请一实施例提供的多相逆变器的电路结构示意图。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、详细的描述。显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
下面所描述的本申请各个实施例中所涉及到的技术特征彼此之间未构成冲突可以相互组合。
当一个元件被表述为“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件、或者其间可以存在一个或多个居中的元件。
本申请的说明书和权利要求书中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便本申请的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施，且“第一”、“第二”等所区分的对象通常为一类，并不限定对象的个数，例如第一对象可以是一个，也可以是多个。
软开关（Soft-Switching）是相对硬开关(Hard-Switching)而言的。软开关是使用软开关技术的开关过程。理想的软开关过程是电流或电压先降到零，电压或电流再缓慢上升到断态值，所以开关损耗近似为零。软开关能够实现功率变换器件的高频化。常见的软开关的种类有零电压开通、零电流开通、零电压关断、零电流关断。
请参阅图1，图1是本申请一实施例提供的逆变电路100的结构示意图。
如图1所示，该逆变电路100包括：辅助谐振模块10、全桥逆变模块20及控制模块30。
辅助谐振模块10和全桥逆变模块20均与直流电源200连接，辅助谐振模块10分别与全桥逆变模块20及负载300连接。
具体的，控制模块30与辅助谐振模块10中开关的控制端及全桥逆变模块20中开关的控制端连接，控制模块30用于控制辅助谐振模块10中开关及全桥逆变模块20中开关的开关状态，以将直流电源200输入的直流电转换成交流电，且交流电在全桥逆变模块20输出。如图1所示的，P1为辅助谐振模块10的第三端，P2为全桥逆变模块20的第三端。辅助谐振模块10的第一端和全桥逆变模块20的第一端连接且均与直流电源200的正极连接，辅助谐振模块10的第二端和全桥逆变模块20的第二端连接且均与直流电源200的负极连接。辅助谐振模块10的第三端与全桥逆变模块20的第三端连接且均与负载300连接。
同时，全桥逆变模块20中的开关的死区时间Δ2满足如下的第一条件：
；
T2为逆变电路100的第一模态的持续时间，T3为逆变电路100的第二模态的持续时间，T4为逆变电路100的第三模态的持续时间，I0max为负载300的电流最大值，I0min为负载300的电流最小值，I0为负载电流。
其中，逆变电路100的一个正工作周期包括九个工作模态，依次为第一模态、第二模态、第三模态、第四模态、第五模态、第六模态、第七模态、第八模态、第九模态。
具体的，在逆变电路100工作时，通过辅助谐振模块10的谐振作用，能够使得全桥逆变模块20中的开关为软开关，从而降低开关的损耗。但是，在逆变电路100工作时，若辅助谐振模块10的谐振时间太长，会对逆变电路100的正常工作造成影响，因此辅助谐振模块10的谐振时间需要小于全桥逆变模块20中的开关的死区时间Δ2。从而，为了让全桥逆变模块20中的第一主开关S1在全负载范围内实现在零电压条件下切换开关状态，则模式持续时间T2、T3、T4与Δ2需要满足如下的第一条件：
。
需要说明的是，如图2所示的，第一主开关S1为全桥逆变模块20中第一桥臂21的开关管。
在本实施例中，在逆变电路100工作时，在控制模块30对辅助谐振模块10中的开关和全桥逆变模块20中的开关的开关状态的控制下，通过全桥逆变模块20能够将直流电源的直流电转换为交流电，同时通过辅助谐振模块10的谐振作用能够使得全桥逆变模块20中的开关在工作时为软开关。并且，由于对全桥逆变模块20中的开关的死区时间进行了限定，结合辅助谐振模块10的谐振作用，能够使得全桥逆变模块20中的第一主开关S1在零电压条件下切换开关状态。从而实现了全桥逆变模块10中的第一主开关S1为软开关，降低了开关损耗。
请参阅图2，图2是本申请一实施例提供的逆变电路100的电路结构示意图。
在一些实施例中，辅助谐振模块10包括第一谐振单元11和第二谐振单元12，全桥逆变模块20包括第一桥臂21和第二桥臂22。
具体的，第一谐振单元11、第二谐振单元12、第一桥臂21及第二桥臂22均与直流电源200连接，第一谐振单元11分别与第一桥臂21的中点及负载300的第一端连接，第二谐振单元12分别与第二桥臂22的中点及负载300的第二端连接，控制模块30分别与第一谐振单元11、第二谐振单元12、第一桥臂21及第二桥臂22中的开关的控制端连接。
其中，控制模块30通过控制第一谐振单元11、第二谐振单元12、第一桥臂21及第二桥臂22中的开关的开关状态，以将直流电转换为交流电。
在一些实施例中，第一桥臂21包括第一主开关S1和第二主开关S2，第二桥臂22包括第三主开关S3和第四主开关S4。
具体的，第一主开关S1的第一端与直流电源的正极连接，第一主开关S1的第二端与第二主开关S2的第一端连接，第二主开关S2的第二端与直流电源的负极连接。第一主开关S1的第二端为第一桥臂21的中点。第三主开关S3的第一端与直流电源的正极连接，第三主开关S3的第二端与第四主开关S4的第一端连接，第四主开关S4的第二端与直流电源的负极连接。第三主开关S3的第二端为第二桥臂22的中点。
在一些实施例中，如图2所示，第一主开关S1、第二主开关S2、第三主开关S3、第四主开关S4均并联有二极管和电容。例如，如图2所示的，第一主开关S1具有并联的第一电容C1和反向并联的第一反并二极管D1，第二主开关S2具有并联的第二电容C2和反向并联的第二反并二极管D2，第三主开关S3具有并联的第三电容C3和反向并联的第三反并二极管D3，第四主开关S4具有并联的第四电容C4和反向并联的第四反并二极管D4。
需要说明的是，在本实施例中，第一主开关S1、第二主开关S2、第三主开关S3、第四主开关S4均为N型MOS管。其中，第一主开关S1的漏极为第一主开关S1的第一端，第一主开关S1的源极为第一主开关S1的第二端，第一主开关S1的栅极为第一主开关S1的控制端。第二主开关S2、第三主开关S3及第四主开关S4的三端描述可参考上述的对第一主开关S1的描述，在此不再赘述。
在一些实施例中，第一谐振单元11包括第一谐振子单元和第二谐振子单元。
具体的，如图2所示的，第一谐振子单元包括第一辅助开关Sa1、第一变压器TX1、第一二极管Da3、第二二极管Da2、第一谐振电感Lr1（如图5所示），第一辅助开关Sa1的第一端分别与直流电源200的正极及第一桥臂21的第一端连接，第一辅助开关Sa1的第二端分别与第一二极管Da3的负极及第一变压器TX1的第一端连接，第一变压器TX1的第二端及第一变压器TX1的第四端均与第一谐振电感Lr1的第一端连接，第一谐振电感Lr1的第二端与第一桥臂21的中点连接，第一变压器TX1的第三端与第二二极管Da2的负极连接，第一二极管Da3的正极、第二二极管Da2的正极及第一桥臂21的第二端均与直流电源200的负极连接。
如图2所示的，第二子单元谐振单元包括第二辅助开关Sa2、第二变压器TX2、第三二极管Da1、第四二极管Da4、第二谐振电感Lr2（如图5所示），第三二极管Da1的负极、第四二极管Da4的负极及第一桥臂21的第一端均与直流电源200的正极连接，第三二极管Da1的正极与第二变压器TX2的第一端连接，第二辅助开关Sa2的第一端、第四二极管Da4的正极均与第二变压器TX2的第三端连接，第二变压器TX2的第二端、第二变压器TX2的第四端均与第二谐振电感Lr2的第一端连接，第二谐振电感Lr2的第二端与第一桥臂21的中点连接，第二辅助开关Sa2的第二端及第一桥臂21的第二端均与直流电源200的负极连接。
在一些实施例中，第一谐振电感Lr1为第一变压器TX1的等效漏感，第二谐振电感Lr2为第二变压器TX2的等效漏感。具体的，通过将变压器的等效漏感设置为谐振电感，可以无需额外设置谐振电感，从而降低生产成本。在一些实施例中，也可以额外设置谐振电感，即不采用变压器的等效漏感作为谐振电感。
需要说明的是，如图2所示的，第二谐振单元12中的元器件及其连接关系可参考第一谐振单元11，在此不再赘述。
在一些实施例中，全桥逆变模块20中的开关的死区时间Δ2满足如下的第二条件：
；
其中，T8为逆变电路100的第七模态的持续时间。
具体的，当逆变电路100工作时满足第二条件，可使得全桥逆变模块20中的第二主开关S2在全负载范围内实现在零电压条件下切换开关状态。
在一些实施例中，全桥逆变模块20中的开关的死区时间Δ2满足如下的第三条件：
；
。
具体的，当逆变电路100工作时满足上述的第三条件，可使得全桥逆变模块20中的第一主开关S1和第二主开关S2在全负载范围内实现在零电压条件下切换开关状态。
在一些实施例中，辅助谐振模块10中的第一辅助开关Sa1和第二辅助开关Sa2的导通需满足如下的第四条件：
；
其中和/>分别为Sa1和Sa2导通瞬间的电流变化率，/>为器件允许的电流变化率，n2是辅助谐振模块10中的变压器的原边绕组与副边绕组的匝数比，E2是直流电源的电压，Lm1为辅助谐振模块10中的第一变压器TX1的等效磁化电感，Lm2为辅助谐振模块10中的第二变压器TX2的等效磁化电感。
具体的，当逆变电路100工作时满足上述的第四条件，可使得辅助谐振模块10中的第一辅助开关Sa1和第二辅助开关Sa2在全负载范围内实现在零电流条件下开通。
在本实施例中，若逆变电路100在工作时，满足上述的第一条件、第二条件、第三条件及第四条件，则能够实现第一主开关S1、第二主开关S2、第一辅助开关Sa1及第二辅助开关Sa2均为软开关。
需要说明的是，第三主开关S3、第四主开关S4、第三辅助开关Sa3及第四辅助开关Sa4为软开关的条件可参考上述的第一条件、第二条件、第三条件及第四条件，在此不再赘述。
综上，在本实施例中，在逆变电路100工作时，在控制模块30对辅助谐振模块10中的开关和全桥逆变模块20中的开关的开关状态的控制下，通过全桥逆变模块20能够将直流电源的直流电转换为交流电，同时通过辅助谐振模块10的谐振作用能够使得全桥逆变模块20中的开关在工作时为软开关。并且，由于对全桥逆变模块20中的开关的死区时间控制在第一条件、第二条件、第三条件及第四条件下，结合辅助谐振模块10的谐振作用，能够使得全桥逆变模块20中的第一主开关S1单独工作时、第二主开关S2单独工作时及第一主开关S1和第二主开关S2共同工作时在零电压条件下切换开关状态，并且能够实现第一辅助开关Sa1和第二辅助开关Sa2在零电流条件下开通，第三主开关S3、第四主开关S4、第三辅助开关Sa3及第四辅助开关Sa4同理。
因此，本实施例中的逆变电路100，实现了全桥逆变模块20中的开关均为零电压开关，降低了逆变电路100中的开关的开关损耗、噪声污染和电磁干扰。辅助谐振模块10中的开关都实现了零电流开通，降低了开关损耗。由于引入辅助谐振模块10不用设置与辅助谐振模块10中开关的控制有关的电感电流阈值，所以不需要额外的检测和计时电路，而且逆变电路100中无分压电容，从而没有中性点电位的变化问题。在辅助谐振模块10中，在第一谐振单元11中设置2个分别参与第一桥臂21的两开关之间换流过程的变压器，变压器在每个工作周期内的谐振结束之后将被施加约等于直流电源200的电压的反向电压，可以在进入下一个工作周期之前快速有效地清除变压器中产生的磁化电流，解决变压器铁芯饱和问题，提高了逆变电路的稳定性。
请参阅图3，图3是本申请另一实施例提供的逆变电路100的结构示意图。
在一些实施例中，逆变电路100还包括滤波模块40。辅助谐振模块10、全桥逆变模块20均与滤波模块40连接，滤波模块40还与负载300连接。
全桥逆变模块20输出的电能在经过滤波模块40的滤波后得到电能质量符合要求的交流输出电压。
请参阅图4，图4是本申请另一实施例提供的逆变电路100的电路结构示意图。
滤波模块40包括电感L1、电感L2、共模电感L4、电容C8及电容C9。第一桥臂21与电感L1的第一端连接，电感L1的第二端与电容C8的第一端、共模电感L4的第一端均连接，共模电感L4的第二端与负载连接。第二桥臂22与电感L2的第一端连接，电感L2的第二端与电容C8的第二端、共模电感L4的第三端均连接，共模电感L4的第四端与负载连接。
在一些实施例中，逆变电路100的一个工作周期包括正工作周期和负工作周期。如图5所示，此时的负载电流I0为正，则逆变电路100工作在正工作周期。当负载电流I0为负时，逆变电路100工作在负工作周期。
其中，逆变电路100的正工作周期包括九个工作模态，即第一模态、第二模态、第三模态、第四模态、第五模态、第六模态、第七模态、第八模态及第九模态。本申请实施例将以正工作周期的九个模态为例来分析逆变电路100的工作原理。为简化分析过程，可以认为在逆变电路100的换流期间，负载电流I0为恒定值；可以认为电路元件都为理想元件；可以认为谐振电感远小于负载电感。
需要说明的是，图2中箭头指向为逆变电路100运行时电流实际流向，图5-图14中箭头指向为电流实际流向。
其中，第一变压器TX1和第二变压器TX2均为高频变压器，且本实施例中第一变压器TX1和第二变压器TX2的原边绕组的匝数和副边绕组的匝数相等。N1和N2分别为变压器的原边绕组和副边绕组的匝数。设负载电流为I0，并且在一个工作周期内I0恒定。n2是辅助谐振模块中的变压器的原边绕组与副边绕组的匝数比，E2是直流电源的电压，Lr1是辅助谐振模块中的第一谐振电感的电感量，Lr1是辅助谐振模块中的第二谐振电感的电感量，Lm1为辅助谐振模块中的第一变压器的等效磁化电感，Lm2为辅助谐振模块中的第二变压器的等效磁化电感，Cr是辅助谐振模块中的谐振电容的电容量，Zr1为辅助谐振模块中的第一谐振电感与谐振电容发生谐振时的谐振阻抗；Zr2为辅助谐振模块中的第二谐振电感与谐振电容发生谐振时的谐振阻抗，ωr1是第一谐振电感的电流的角频率，ωr2是第二谐振电感的电流的角频率，ILm1是所述第一谐振电感在t4时刻的电流，I1是所述第一谐振电感在t2时刻的电流且0<ILm1<I0<I1，Lr2是所述辅助谐振模块中的第二谐振电感的电感量，ILm2是所述第二谐振电感在t8时刻的电流的绝对值，I2是所述第二谐振电感在t7时刻的电流的绝对值且0<ILm2<I2，C1是第一主开关并联的第一电容的电容量，C2是第二主开关并联的第二电容的电容量，t0、t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7及t8对应为第一模态、第二模态、第三模态、第四模态、第五模态、第六模态、第七模态、第八模态及第九模态的开始时刻，t9为第九模态的结束时刻。i lr1是第一谐振电感的电流，i lr2是第二谐振电感的电流，u c1是第一电容C1的电压，u c2是第二电容C2的电压。
因为图2中的单相的逆变电路是独立可控的，各相之间不互相影响，所以后续将以其单相电路中的换流过程为例进行分析，详细说明逆变电路100实现软开关的过程。
请一并参阅图5和图15，图5是本申请一实施例提供的逆变电路100在一个正周期内的初始模态的示意图，图15是本申请一实施例提供的逆变电路100中各信号的波形示意图。
在一些实施例中，逆变电路100的每一个正工作周期包括初始模态。
在初始模态（即图15中t至t0的时间段）中，第一辅助开关Sa1、第二辅助开关Sa2及第一主开关S1均断开，且第二主开关S2闭合。
具体的，在初始模态中，第二主开关S2反向并联的第二反并二极管D2续流，此时逆变电路100工作在稳态，并且有，/>，/>。本模式持续时间为T1。
需要说明的是，初始模态的持续时间T1的时长可根据实际情况设置，在此不作限制。
请一并参阅图6和图15，图6是本申请一实施例提供的逆变电路100在一个正周期内的第一模态的示意图。
在第一模态（即图15中t0至t1的时间段）中，控制辅助谐振模块10中的第一辅助开关Sa1闭合并控制全桥逆变模块20中的第二主开关S2断开，维持辅助谐振模块10中的第二辅助开关Sa2及全桥逆变模块20中的第一主开关S1断开。
其中，第一模态的持续时间T2为：
。
具体的，在t0时刻，开通第一辅助开关Sa1，同时关断第二主开关S2。因为开通第一辅助开关Sa1以后，流过等效磁化电感Lm1电流i Lm1不能突变，限制了流过第一辅助开关Sa1的电流上升速度，所以第一辅助开关Sa1实现了零电流开通。并且，因为关断第二主开关S2以前，没有电流流过第二主开关S2，所以第二主开关S2实现了零电流关断。
在本实施例中，开通第一辅助开关Sa1以后，第二二极管Da2导通，第一谐振电感Lr1被施加正向电压，第一谐振电感Lr1被充电，电流i Lr1正向线性增大，并且第二主开关S2的第二反并二极管D2的电流i D2减小速率与电流i Lr1增大速率相同。同时，等效磁化电感Lm1被施加正向电压/>，等效磁化电感Lm1被充电，电流i Lm1正向线性增大。第一模态在t1时刻结束，此时/>，/>，D2截止。本模式持续时间为T2。
请一并参阅图7和图15，图7是本申请一实施例提供的逆变电路100在一个正周期内的第二模态的示意图。
在第二模态（即图15中t1至t2的时间段）中，维持第一辅助开关Sa1闭合、第二辅助开关Sa2断开、第一主开关S1断开以及第二主开关S2断开。
其中，第二模态的持续时间T3为：
；
；
。
在第二模态中，电路表达式为：
；
；
；
。
具体的，从t1时刻开始，第一谐振电感Lr1、第一电容C1和第二电容C2发生谐振，接着第一电容C1放电，第一谐振电感Lr1和电容C2被充电，端电压u C1减小，电流i Lr1和端电压u C2增大。当端电压u C1减小到时，电流i Lr1增大到正向最大值Iamax，然后第一谐振电感Lr1开始放电，电流i Lr1逐渐减小。第二模态在t2时刻结束，此时/>，/>，/>。在第二模态期间，等效磁化电感Lm1的端电压值恒为/>不变，因此等效磁化电感Lm1一直被充电，电流i Lm1持续线性增大。
请一并参阅图8和图15，图8是本申请一实施例提供的逆变电路100在一个正周期内的第三模态的示意图。
在第三模态（即图15中t2至t3的时间段）中，控制第一主开关S1闭合，维持第一辅助开关Sa1闭合、第二辅助开关Sa2断开以及第二主开关S2断开。
其中，第三模态持续时间T4为：
。
具体的，在t2时刻，，/>，第一主开关S1的第一反并二极管D1导通。在t2时刻，开通第一主开关S1，因为/>，所以第一主开关S1实现了零电压开通。
在本实施例中，第一反并二极管D1导通以后，第一谐振电感Lr1被施加反向电压，第一谐振电感Lr1放电，使电流i Lr1从I1开始线性减小，此时第一反并二极管D1的电流i D1减小速率与电流i Lr1减小速率相同。第三模态在t3时刻结束，此时/>，第一主开关S1的第一反并二极管D1进入截止状态。第三模态期间，等效磁化电感Lm1的承受的端电压值仍然恒为/>，等效磁化电感Lm1被充电，电流i Lm1线性增大。
请一并参阅图9和图15，图9是本申请一实施例提供的逆变电路100在一个正周期内的第四模态的示意图。
在第四模态（即图15中t3至t4的时间段）中，维持第一辅助开关Sa1闭合、第二辅助开关Sa2断开、第一主开关S1闭合以及第二主开关S2断开。
其中，第四模态持续时间T5为：
。
具体的，从t3时刻开始，第一谐振电感Lr1继续被施加反向电压，第一谐振电感Lr1继续放电，电流i Lr1仍处于线性减小状态，而此时流过第一主开关S1的电流i S1开始线性增大，其速率等与电流i Lr1减小速率相同。等效磁化电感Lm1承受的电压值仍为/>，所以等效磁化电感Lm1继续被充电，电流i Lm1继续线性增大。第四模态在t4时刻结束，此时，第二二极管Da2将进入截止状态。
请一并参阅图10和图15，图10是本申请一实施例提供的逆变电路100在一个正周期内的第五模态的示意图。
在第五模态（即图15中t4至t5的时间段）中，控制第一辅助开关Sa1断开，维持第二辅助开关Sa2断开、第一主开关S1闭合以及第二主开关S2断开。
其中，第五模态的持续时间T6为：
。
具体的，在t4时刻，关断第一辅助开关Sa1，然后第一二极管Da3立刻导通，从t4时刻开始，，此时第一谐振电感Lr1与等效磁化电感Lm1承受的反向电压值之和为E2，因为电感值Lm1远大于电感值Lr1，所以可以近似认为等效磁化电感Lm1承受的反向电压值约等于E2，变压器的磁化电流i Lm1快速衰减。第五模态在t5时刻结束，此时/>，完成了第一变压器TX1的快速去磁复位。
请一并参阅图11和图15，图11是本申请一实施例提供的逆变电路100在一个正周期内的第六模态的示意图。
在第六模态（即图15中t5至t6的时间段）中，维持第一辅助开关Sa1断开、第二辅助开关Sa2断开、第一主开关S1闭合以及第二主开关S2断开。
具体的，在t5时刻，等效磁化电感Lm1的电流i Lm1减小到0，第一二极管Da3进入截止状态，辅助谐振模块停止工作，此时直流电源200经第一主开关S1向负载300供电，电路达到稳定状态。第六模态期间有，/>，/>。第六模态在t6时刻结束。
第六模态的持续时间为T7，T7可以按照实际需要灵活设定。
请一并参阅图12和图15，图12是本申请一实施例提供的逆变电路100在一个正周期内的第七模态的示意图。
在第七模态（即图15中t6至t7的时间段）中，控制第二辅助开关Sa2闭合并控制第一主开关S1断开，维持第一辅助开关Sa1断开、第二主开关S2断开。
其中，第七模态的持续时间T8为：
在第七模态中，电路表达式为：
具体的，在t6时刻，开通第二辅助开关Sa2，同时关断第一主开关S1，因为开通第二辅助开关Sa2以后，流过等效磁化电感Lm2的电流i Lm2不能突变，限制了流过第二辅助开关Sa2的电流上升速度，所以第二辅助开关Sa2实现了零电流开通。因为与第一主开关S1并联的电容C1的端电压不能突变，限制了第一主开关S1端电压的上升速度，所以第一主开关S1实现了零电压关断。
在本实施例中，第二辅助开关Sa2开通后，第三二极管Da1导通，第二谐振电感Lr2、电容C1和电容C2发生谐振，第二谐振电感Lr2和电容C1充电，电容C2放电，端电压uC1逐渐增大，端电压uC2逐渐减小，电流iLr2从零开始反向增大，当端电压uC2减小到时，电流iLr2反向增大到最大，然后第二谐振电感Lr2开始放电，电流iLr2反向减小。第七模态在t7时刻结束，此时/>，/>，/>。第八模态期间，等效磁化电感Lm2被施加反向电压/>，等效磁化电感Lm2被反向充电，电流i Lm2反向线性增大。
请一并参阅图13和图15，图13是本申请一实施例提供的逆变电路100在一个正周期内的第八模态的示意图。
在第八模态（即图15中t7至t8的时间段）中，维持第一辅助开关Sa1断开、第二辅助开关Sa2闭合、第一主开关S1断开以及第二主开关S2断开。
其中，第八模态的持续时间T9为：
。
在第八模态中，电路表达式为：
。
具体的，在t7时刻，，第二主开关S2的第二反并二极管D2导通，第二谐振电感Lr2被施加正向电压/>，电流i Lr2从I2开始反向线性减小，等效磁化电感Lm2承受反向电压仍为/>，电流i Lm2继续反向线性增大。第八模态在t8时刻结束，此时/>，流过第三二极管Da1电流减小到0，第三二极管Da1将进入截止状态。/>
请一并参阅图14和图15，图14是本申请一实施例提供的逆变电路100在一个正周期内的第九模态的示意图。
在第九模态（即图15中t8至t9的时间段）中，控制第二辅助开关Sa2断开、第二主开关S2闭合，维持第一辅助开关Sa1断开、第一主开关S1断开。
其中，第九模态的持续时间T10为：
。
具体的，在t8时刻，关断第二辅助开关Sa2，同时开通第二主开关S2。因为在t8时刻，，所以第二主开关S2实现了零电压开通。
在本实施例中，第二辅助开关Sa2关断后，第四二极管Da4开始导通，第二谐振电感Lr2与等效磁化电感Lm2承受的正向电压值之和为E2，因为电感值Lm2远大于电感值Lr2，所以近似认为等效磁化电感Lm2承受的正向电压值约等于E2，变压器的磁化电流i Lm2快速反向衰减。第九模态在t9时刻结束，此时，第四二极管Da4截止，完成了第二变压器TX2的快速去磁复位。
综上，本实施例中的逆变电路100，实现了全桥逆变模块20中的开关均为零电压开关，降低了逆变电路100中的开关的开关损耗、噪声污染和电磁干扰。辅助谐振模块10中的开关都实现了零电流开通，降低了开关损耗。由于引入辅助谐振模块10不用设置与辅助谐振模块10中开关的控制有关的电感电流阈值，所以不需要额外的检测和计时电路，而且逆变电路100中无分压电容，从而没有中性点电位的变化问题。在辅助谐振模块10中，在第一谐振单元11中设置2个分别参与第一桥臂21的两开关之间换流过程的变压器，变压器在每个工作周期内的谐振结束之后将被施加约等于直流电源200的电压的反向电压，可以在进入下一个工作周期之前快速有效地清除变压器中产生的磁化电流，解决变压器铁芯饱和问题，提高了逆变电路的稳定性。
请参阅图16，图16是本申请一实施例提供的多相逆变器的电路结构示意图。
本申请实施例还提供了一种多相逆变器，包括至少两路如上任一实施例的逆变电路。
各逆变电路中的辅助谐振模块和全桥逆变模块均与直流电源的正极连接，各逆变电路中的辅助谐振模块和全桥逆变模块均连接直流电源的负极，各逆变电路中的辅助谐振模块分别与全桥逆变模块及负载连接，各逆变电路中的控制模块与辅助谐振模块中开关的控制端及全桥逆变模块中开关的控制端连接。
如图16所示，图16以三路逆变电路为例进行说明。
如图16所示，该多相逆变器1000包括三路逆变电路，其中第一路逆变电路为A相与B相之间的电流回路，第二路逆变电路为A相与C相之间的电流回路，第三路逆变电路为B相至C相之间的电流回路。
其中，每一路逆变电路均可参考上述任一实施例中的逆变电路100，在此不再赘述。
需要说明的是，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到上述实施例方法可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质（如ROM/RAM、磁碟、光盘）中，包括若干指令用以使得一台终端（可以是手机，计算机，服务器，空调器，或者网络设备等）执行本申请各个实施例所述的方法。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；在本发明的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本发明的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (12)

1.一种逆变电路，其特征在于，包括：
辅助谐振模块、全桥逆变模块及控制模块；
所述辅助谐振模块和所述全桥逆变模块均与直流电源连接，所述辅助谐振模块分别与所述全桥逆变模块及负载连接；
所述控制模块与所述辅助谐振模块中开关的控制端及所述全桥逆变模块中开关的控制端连接，所述控制模块用于控制所述辅助谐振模块中开关及所述全桥逆变模块中开关的开关状态，以将所述直流电转换成交流电，且所述交流电在所述全桥逆变模块输出；
其中，所述全桥逆变模块中的开关的死区时间Δ2满足如下条件：
；
T2为所述逆变电路的第一模态的持续时间，T3为所述逆变电路的第二模态的持续时间，T4为所述逆变电路的第三模态的持续时间，I0max为所述负载的电流最大值，I0min为所述负载的电流最小值，I0为负载电流。
2.根据权利要求1所述的逆变电路，其特征在于，所述全桥逆变模块中的开关的死区时间Δ2满足如下条件：
；
其中，T8为所述逆变电路的第七模态的持续时间。
3.根据权利要求2所述的逆变电路，其特征在于，所述全桥逆变模块中的开关的死区时间Δ2满足如下条件：
；
。
4.根据权利要求3所述的逆变电路，其特征在于，所述辅助谐振模块中的第一辅助开关和第二辅助开关的导通需满足如下条件：
；
其中和/>分别为Sa1和Sa2导通瞬间的电流变化率，/>为器件允许的电流变化率，n2是所述辅助谐振模块中的变压器的原边绕组与副边绕组的匝数比，E2是所述直流电源的电压，Lm1为所述辅助谐振模块中的第一变压器的等效磁化电感，Lm2为所述辅助谐振模块中的第二变压器的等效磁化电感。
5.根据权利要求1所述的逆变电路，其特征在于，
所述逆变电路的一个工作周期包括正工作周期和负工作周期；
其中，所述正工作周期包括如下九个工作模态；
在第一模态中，控制所述辅助谐振模块中的第一辅助开关闭合并控制所述全桥逆变模块中的第二主开关断开，维持所述辅助谐振模块中的第二辅助开关及所述全桥逆变模块中的第一主开关断开，其中所述第一模态的持续时间为：
在第二模态中，维持所述第一辅助开关闭合、所述第二辅助开关断开、所述第一主开关断开以及所述第二主开关断开，其中所述第二模态的持续时间为：
在第三模态中，控制所述第一主开关闭合，维持所述第一辅助开关闭合、所述第二辅助开关断开以及所述第二主开关断开；其中所述第三模态持续时间为：
在第四模态中，维持所述第一辅助开关闭合、所述第二辅助开关断开、所述第一主开关闭合以及所述第二主开关断开，其中所述第四模态持续时间为：
在第五模态中，控制所述第一辅助开关断开，维持所述第二辅助开关断开、所述第一主开关闭合以及所述第二主开关断开，其中所述第五模态的持续时间为：
在第六模态中，维持所述第一辅助开关断开、所述第二辅助开关断开、所述第一主开关闭合以及所述第二主开关断开；
在第七模态中，控制所述第二辅助开关闭合并控制所述第一主开关断开，维持所述第一辅助开关断开、所述第二主开关断开，其中所述第七模态的持续时间为：
在第八模态中，维持所述第一辅助开关断开、所述第二辅助开关闭合、所述第一主开关断开以及所述第二主开关断开，其中所述第八模态的持续时间为：
在第九模态中，控制所述第二辅助开关断开、所述第二主开关闭合，维持所述第一辅助开关断开、所述第一主开关断开，其中所述第九模态的持续时间为：
其中，n2是所述辅助谐振模块中的变压器的原边绕组与副边绕组的匝数比，E2是所述直流电源的电压，Lr1是所述辅助谐振模块中的第一谐振电感的电感量，Lr1是所述辅助谐振模块中的第二谐振电感的电感量，Lm1为所述辅助谐振模块中的第一变压器的等效磁化电感，Lm2为所述辅助谐振模块中的第二变压器的等效磁化电感，Cr是所述辅助谐振模块中的谐振电容的电容量，Zr1为所述辅助谐振模块中的第一谐振电感与所述谐振电容发生谐振时的谐振阻抗；Zr2为所述辅助谐振模块中的第二谐振电感与所述谐振电容发生谐振时的谐振阻抗，ωr1是所述第一谐振电感的电流的角频率，ωr2是所述第二谐振电感的电流的角频率，ILm1是所述第一谐振电感在t4时刻的电流，I1是所述第一谐振电感在t2时刻的电流且0<ILm1<I0<I1，Lr2是所述辅助谐振模块中的第二谐振电感的电感量，ILm2是所述第二谐振电感在t8时刻的电流的绝对值，I2是所述第二谐振电感在t7时刻的电流的绝对值且0<ILm2<I2，C1是所述第一主开关并联的第一电容的电容量，C2是所述第二主开关并联的第二电容的电容量，t0、t1、t2、t3、t4、t5、t6、t7及t8对应为所述第一模态、所述第二模态、所述第三模态、所述第四模态、所述第五模态、所述第六模态、所述第七模态、所述第八模态及所述第九模态的开始时刻，t9为所述第九模态的结束时刻。
6.根据权利要求5所述的逆变电路，其特征在于，
所述逆变电路的每一个正工作周期还包括初始模态；
在初始模态中，所述第一辅助开关、第二辅助开关及所述第一主开关均断开，且所述第二主开关闭合。
7.根据权利要求5所述的逆变电路，其特征在于，
在所述第二模态中，电路表达式为：
在所述第七模态中，电路表达式为：
在所述第八模态中，电路表达式为：
其中，i lr1是所述第一谐振电感的电流，i lr2是所述第二谐振电感的电流，u c1是所述第一电容的电压，u c2是所述第二电容的电压。
8.根据权利要求5-7任一项所述的逆变电路，其特征在于，驱动所述逆变电路执行负工作周期各工作模态与所述正工作周期的各工作模态相对称。
9.根据权利要求1-7任一项所述的逆变电路，其特征在于，所述辅助谐振模块包括第一谐振单元和第二谐振单元，所述全桥逆变模块包括第一桥臂和第二桥臂；
所述第一谐振单元、所述第二谐振单元、所述第一桥臂及所述第二桥臂均与所述直流电源连接，所述第一谐振单元分别与所述第一桥臂的中点及所述负载的第一端连接，所述第二谐振单元分别与所述第二桥臂的中点及所述负载的第二端连接，所述控制模块分别与所述第一谐振单元、所述第二谐振单元、所述第一桥臂及所述第二桥臂中的开关的控制端连接；
所述控制模块通过控制所述第一谐振单元、所述第二谐振单元、所述第一桥臂及所述第二桥臂中的开关的开关状态，以将所述直流电转换为交流电。
10.根据权利要求8所述的逆变电路，其特征在于，所述第一谐振单元包括第一谐振子单元和第二谐振子单元；
所述第一谐振子单元包括第一辅助开关、第一变压器、第一二极管、第二二极管、第一谐振电感，所述第一辅助开关的第一端分别与所述直流电源的正极及所述第一桥臂的第一端连接，所述第一辅助开关的第二端分别与所述第一二极管的负极及所述第一变压器的第一端连接，所述第一变压器的第二端及所述第一变压器的第四端均与所述第一谐振电感的第一端连接，所述第一谐振电感的第二端与所述第一桥臂的中点连接，所述第一变压器的第三端与所述第二二极管的负极连接，所述第一二极管的正极、所述第二二极管的正极及所述第一桥臂的第二端均与所述直流电源的负极连接；
所述第二子单元谐振单元包括第二辅助开关、第二变压器、第三二极管、第四二极管、第二谐振电感，所述第三二极管的负极、所述第四二极管的负极及所述第一桥臂的第一端均与所述直流电源的正极连接，所述第三二极管的正极与所述第二变压器的第一端连接，所述第二辅助开关的第一端、所述第四二极管的正极均与所述第二变压器的第三端连接，所述第二变压器的第二端、所述第二变压器的第四端均与所述第二谐振电感的第一端连接，所述第二谐振电感的第二端与所述第一桥臂的中点连接，所述第二辅助开关的第二端及所述第一桥臂的第二端均与所述直流电源的负极连接。
11.根据权利要求10所述的逆变电路，其特征在于，所述第一谐振电感为所述第一变压器的等效漏感，所述第二谐振电感为所述第二变压器的等效漏感。
12.一种多相逆变器，其特征在于，包括至少两路如权利要求1-11任一项所述的逆变电路；
各所述逆变电路中的所述辅助谐振模块和所述全桥逆变模块均与所述直流电源的正极连接，各所述逆变电路中的所述辅助谐振模块和所述全桥逆变模块均连接所述直流电源的负极，各所述逆变电路中的所述辅助谐振模块分别与所述全桥逆变模块及负载连接，各所述逆变电路中的所述控制模块与所述辅助谐振模块中开关的控制端及所述全桥逆变模块中开关的控制端连接。
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012023831A (ja) * 2010-07-13 2012-02-02 Sanken Electric Co Ltd 共振型インバータ装置
KR20170054920A (ko) * 2015-11-10 2017-05-18 한양대학교 산학협력단 커플드 인덕터를 갖는 영전압 스위칭 풀-브릿지 인버터
CN106787904A (zh) * 2016-11-30 2017-05-31 辽宁石油化工大学 变压器辅助换流的谐振极型软开关逆变电路
CN111478612A (zh) * 2020-04-16 2020-07-31 山西大学 一种相位关联稳压管钳位的辅助谐振换流极逆变器

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2012023831A (ja) * 2010-07-13 2012-02-02 Sanken Electric Co Ltd 共振型インバータ装置
KR20170054920A (ko) * 2015-11-10 2017-05-18 한양대학교 산학협력단 커플드 인덕터를 갖는 영전압 스위칭 풀-브릿지 인버터
CN106787904A (zh) * 2016-11-30 2017-05-31 辽宁石油化工大学 变压器辅助换流的谐振极型软开关逆变电路
CN111478612A (zh) * 2020-04-16 2020-07-31 山西大学 一种相位关联稳压管钳位的辅助谐振换流极逆变器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
王强 等: "一种可快速去磁复位变压器的新型辅助谐振变换极逆变器", 中国电机工程学报, vol. 36, no. 17, pages 4672 - 4683 *

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