CN116848779A - 旋转电机控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及旋转电机控制装置。旋转电机控制装置在动作点从正在执行异步脉宽调制控制的状态超过第二边界(K22)的情况下，使控制方式移至同步五脉冲控制，在动作点从正在执行同步五脉冲控制的状态超过第一边界(K21)的情况下，使控制方式移至异步脉宽调制。第一边界(K21)设定为在动作点将要超过第一边界(K21)之前的由同步五脉冲控制导致的每单位旋转速度的开关脉冲的数量小于在动作点刚超过第一边界(K21)之后的由异步脉宽调制控制导致的每单位旋转速度的开关脉冲的数量。

Description

旋转电机控制装置
技术领域
本发明涉及对构成与直流电源连接并与旋转电机连接而在直流与多相交流之间转换电力的逆变器的多个开关元件进行开关控制来对旋转电机进行驱动控制的旋转电机控制装置。
背景技术
如日本特开2006-81287号公报(专利文献1)所公开的那样，作为经由逆变器对旋转电机进行驱动控制时的控制方式，公知有不与旋转电机的旋转同步的异步调制控制、和与旋转电机的旋转同步的同步调制控制。一般，在旋转电机的旋转速度低的动作区域执行异步调制控制，在旋转速度高的动作区域执行同步调制控制。典型的同步调制控制是在电角度的一个周期输出一个脉冲的单脉冲控制(矩形波控制)，典型的异步调制控制是所谓的脉宽调制控制。在异步脉宽调制控制与单脉冲控制之间切换控制方式的情况下，有时由于单脉冲控制的脉冲所含的谐波成分会在旋转电机中产生冲击。因此，在将控制方式从异步脉宽调制控制切换为单脉冲控制时，如下这样来进行，即、经由谐波成分比单脉冲控制少的五脉冲控制、三脉冲控制而将控制方式切换为单脉冲控制。然而，在该方法中，如单脉冲、三脉冲、五脉冲这样，在同步调制控制中需要产生较多的调制模式，可能会使控制复杂化并增加旋转电机控制装置的成本。
因此，在专利文献1中，作为同步调制控制具备同步单脉冲控制和同步五脉冲控制，实现了旋转电机控制装置的简化。若结合异步调制控制，则该旋转电机控制装置能够将控制方式从异步调制控制经由同步五脉冲控制切换为同步单脉冲控制，并且能够将控制方式从同步单脉冲控制经由同步五脉冲控制切换为异步脉宽调制控制。
专利文献1：日本特开2006-81287号公报
这里，考虑在异步脉宽调制控制与同步五脉冲调制控制之间切换控制方式的情况。在异步脉宽调制控制中，基于与旋转电机的旋转速度无关的载波来生成脉冲。若在某旋转速度中，在旋转电机的电角度的一个周期生成n个脉冲，则在旋转速度成为两倍的情况下，旋转电机的电角度的一个周期成为一半，所以所生成的脉冲的数量成为n/2。即、载波的分辨率相对于电角度变低。
例如，在旋转电机进行再生动作，旋转电机的旋转速度下降，将控制方式从同步五脉冲控制切换为异步脉宽调制控制的情况下，在同步五脉冲控制中，与旋转电机的旋转同步地生成脉冲，所以与旋转电机的旋转速度无关而在电角度每一个周期生成足够数量的脉冲。另一方面，在旋转电机的旋转速度高的状态下，在将控制方式从同步五脉冲控制切换为异步脉宽调制控制的情况下，如上所述，异步脉宽调制控制的载波的分辨率成为低的状态，有时电角度每一个周期的脉冲的数量与同步五脉冲控制相比会变少。
因此，电压的平衡变差，电流的畸变也变大，例如，有时也会超过逆变器的过电流阈值。
发明内容
鉴于上述背景情况，期望提供一种在直流与多相交流之间转换电力的逆变器的控制中，在异步脉宽调制控制与同步五脉冲控制之间切换控制方式时，能够将电压以及电流的畸变抑制得较少而顺利地切换控制方式的技术。
作为一个实施方式，鉴于上述情况，一种对构成与直流电源连接并与旋转电机连接而在直流与多相交流之间转换电力的逆变器的多个开关元件进行开关控制来对上述旋转电机进行驱动控制的旋转电机控制装置，作为上述逆变器的控制方式，至少具备异步脉宽调制控制和同步五脉冲控制，上述异步脉宽调制控制是通过基于不与上述旋转电机的旋转同步的载波输出的多个开关脉冲来控制上述开关元件的控制方式，上述同步五脉冲控制是通过与上述旋转电机的旋转同步并在电角度的一个周期输出的五个上述开关脉冲来控制上述开关元件的控制方式，基于由上述旋转电机的转矩与旋转速度的关系设定的动作区域，来选择上述逆变器的控制方式，选择上述同步五脉冲控制的动作区域亦即五脉冲区域相对于选择上述异步脉宽调制控制的动作区域亦即PWM区域，设定在上述旋转电机的旋转速度高且转矩大的一侧，上述五脉冲区域与上述PWM区域的区域边界具有第一边界和第二边界，上述第二边界与上述第一边界相比，设定在上述旋转电机的旋转速度高且转矩大的一侧，在由上述旋转电机的转矩与旋转速度的关系决定的动作点从正在执行上述异步脉宽调制控制的状态变化并超过上述第二边界的情况下，使控制方式从上述异步脉宽调制控制移至上述同步五脉冲控制，在上述动作点从正在执行上述同步五脉冲控制的状态变化并超过上述第一边界的情况下，使控制方式从上述同步五脉冲控制移至上述异步脉宽调制控制，上述第二边界设定为，在上述动作点将要超过上述第二边界之前的由上述异步脉宽调制控制导致的每单位旋转速度的上述开关脉冲的数量小于在上述动作点刚超过上述第二边界之后的由上述同步五脉冲控制导致的上述每单位旋转速度的上述开关脉冲的数量，上述第一边界设定为，在上述动作点将要超过上述第一边界之前的由上述同步五脉冲控制导致的上述每单位旋转速度的上述开关脉冲的数量小于在上述动作点刚超过上述第一边界之后的由上述异步脉宽调制控制导致的上述每单位旋转速度的上述开关脉冲的数量。
根据该结构，通过使将控制方式从异步脉宽调制控制向同步五脉冲控制切换的第二边界、与将控制方式从同步五脉冲控制向异步脉宽调制控制切换的第一边界不同，能够在两者之间的控制方式被切换时提供滞后现象。并且，能够通过该滞后现象，在控制方式的切换前后，减少每单位旋转速度的开关脉冲的脉冲数的差异。其结果是，交流电流的畸变被抑制。具体而言，第二边界设定为在动作点从第一边界侧向第二边界侧移动的情况下，在动作点将要超过第二边界之前的由异步脉宽调制控制导致的每单位旋转速度的开关脉冲的数量小于在动作点刚超过第一边界之后的由同步五脉冲控制导致的每单位旋转速度的开关脉冲的数量。即、在控制方式切换时，由于从脉冲数少的状态向脉冲数多的状态变化，所以能够实现稳定的切换。另外，第一边界设定为在动作点从第二边界侧向第一边界侧移动的情况下，在动作点将要超过第一边界之前的由同步五脉冲控制导致的每单位旋转速度的开关脉冲的数量小于在动作点刚超过第一边界之后的由异步脉宽调制控制导致的每单位旋转速度的开关脉冲的数量。由此，在控制方式切换时，从脉冲数少的状态向脉冲数多的状态变化，能够实现稳定的切换。这样，根据本结构，在直流与多相交流之间转换电力的逆变器的控制中，在异步脉宽调制控制与同步五脉冲控制之间切换控制方式时，能够将电压以及电流的畸变抑制得较少而顺利地切换控制方式。
另外，作为其它的一个实施方式，是对构成与直流电源连接并与旋转电机连接而在直流与多相交流之间转换电力的逆变器的多个开关元件进行开关控制来对上述旋转电机进行驱动控制的旋转电机控制装置，作为上述逆变器的控制方式，至少具备异步脉宽调制控制和同步五脉冲控制，上述异步脉宽调制控制是通过不与上述旋转电机的旋转同步的载波输出的多个开关脉冲来控制上述开关元件的控制方式，上述同步五脉冲控制是通过基于与上述旋转电机的旋转同步并在电角度的一个周期输出的五个上述开关脉冲来控制上述开关元件的控制方式，基于由上述旋转电机的转矩与旋转速度的关系设定的动作区域，来选择上述逆变器的控制方式，选择上述同步五脉冲控制的动作区域亦即五脉冲区域相对于选择上述异步脉宽调制控制的动作区域亦即PWM区域，设定在上述旋转电机的旋转速度高且转矩大的一侧，在上述五脉冲区域与上述PWM区域的区域边界，按多相交流的每一相进行上述控制方式的切换，该区域边界的上述异步脉宽调制控制以及上述同步五脉冲控制是包含按多相交流的每一相将上述开关元件固定为导通状态或者断开状态的固定期间的调制方式，在切换后的上述控制方式中的上述固定期间或者多相交流各自的电压波形与振幅中心交叉的时刻进行上述控制方式的切换，并且在多相是N相的情况下，使各相的上述控制方式的切换在电角度各改变π/N或者2π/N，从而来切换上述开关脉冲，其中N是2以上的自然数。
异步脉宽调制控制是不与旋转电机的旋转同步的调制方式，同步五脉冲控制是与旋转电机的旋转同步的调制方式。因此，异步脉宽调制控制的开关脉冲和同步五脉冲控制中的开关脉冲相互不同步。因此，在两控制之间切换控制方式时，由于切换产生的相位，开关脉冲可能会中断，或者脉宽可能显著延长或缩短。这样的现象有时仅在一部分的相中产生，在该情况下，多相的开关脉冲的平衡被破坏，其结果是，多相交流电压、交流电流的平衡可能变差。例如，在固定期间切换开关脉冲的情况下，相应相的电流、电压比较稳定。旋转电机控制装置若在本结构那样的时刻切换开关脉冲，则由开关脉冲的切换引起的电流以及电压的畸变被抑制，多相交流电流以及交流电压的平衡的干扰也被抑制。即、根据本结构，在直流与多相交流之间转换电力的逆变器的控制中，在异步脉宽调制控制与同步五脉冲控制之间切换控制方式时，能够将电压以及电流的畸变抑制得较少而顺利地切换控制方式。
旋转电机控制装置的进一步特征和优点根据参照附图说明的例示性且非限定性的实施方式的例示性且非限定性的以下记载将变得明确。
附图说明
图1是表示包含旋转电机控制装置的旋转电机控制***的结构例的示意性框图。
图2是表示向量控制下的旋转电机控制装置的简易性且示意性的框图。
图3是表示旋转电机的动作区域以及控制方式的一个例子的图。
图4是表示旋转电机的动作区域以及控制方式的比较例的图。
图5是表示控制方式切换时电流波形被干扰的例子的波形图(在再生时根据图6的动作区域在第一边界将控制方式从同步五脉冲控制向异步脉宽调制控制切换的情况下的波形例(相对于图9的比较例))。
图6是表示旋转电机的动作区域的现有例的图。
图7是表示旋转电机的动作区域的一个例子的图。
图8是表示在再生时根据图6的动作区域在第二边界将控制方式从异步脉宽调制控制向同步五脉冲控制切换的情况下的波形例。
图9是表示在再生时根据图7的动作区域在第一边界将控制方式从同步五脉冲控制向异步脉宽调制控制切换的情况下的波形例(表示同时切换三相开关脉冲的情况下的例子的波形图(相对于图23的比较例))。
图10是表示直流链路电压比较低的情况下的控制区域的例子的图。
图11是表示直流链路电压比图10的例子高的情况下的控制区域的例子的图。
图12是表示直流链路电压比图11的例子高的情况下的控制区域的例子的图。
图13是表示同步五脉冲控制中的开关脉冲的一个例子的图。
图14是表示同步五脉冲控制中的规定开关脉冲的参数与调制率的关系的图。
图15是表示能够对应的调制率的范围被扩展的同步五脉冲控制中的开关脉冲的一个例子的图。
图16是表示以相对高的调制率(高于比较对象的图17的调制率)将控制方式从同步五脉冲控制切换为异步脉宽调制(不连续脉宽调制)的情况下的开关脉冲的一个例子的波形图。
图17是表示以相对低的调制率(低于比较对象的图16的调制率)将控制方式从同步五脉冲控制切换为异步脉宽调制(不连续脉宽调制)的情况下的开关脉冲的一个例子的波形图。
图18是表示以相对高的调制率(高于比较对象的图19的调制率)将控制方式从异步脉宽调制(不连续脉宽调制)切换为同步五脉冲控制的情况下的开关脉冲的一个例子的波形图。
图19是表示以相对低的调制率(低于比较对象的图18的调制率)将控制方式从异步脉宽调制(不连续脉宽调制)切换为同步五脉冲控制的情况下的开关脉冲的一个例子的波形图。
图20是表示空载时间补偿值与调制率的关系的图表。
图21是表示在控制方式从异步脉宽调制控制向同步五脉冲控制切换时，调制率因空载时间补偿而降低的例子的波形图。
图22是表示不进行空载时间补偿，在控制方式从异步脉宽调制控制向同步五脉冲控制切换时，调制率不降低的例子的波形图。
图23是表示错开时间来切换三相开关脉冲的情况下的例子的波形图(再生时，从同步五脉冲控制向异步脉宽调制控制的切换)。
具体实施方式
以下，结合附图来说明旋转电机控制装置的实施方式。如图1所示，旋转电机控制***100具备旋转电机控制装置10和逆变器30。逆变器30与直流电源4(高压直流电源)连接并且与旋转电机8连接而在直流与多相交流之间转换电力。在本实施方式中，旋转电机8是三相交流型的旋转电机，逆变器30在直流与三相交流之间转换电力。旋转电机8例如是在电动车、混合动力汽车等车辆中成为车轮的驱动力源的部件。另外，旋转电机8具有被从直流电源4供给电力而进行动力运行的电动机、以及通过来自车轮等的动力发电并向直流电源4侧再生电力的发电机双方的功能。
在旋转电机8是上述那样的车辆的驱动力源的情况下，直流电源4的电源电压例如是200～400[V]。以下，将逆变器30的直流侧的电压(正极P与负极N之间的电压)称为直流链路电压。直流电源4优选由镍氢电池、锂电池等二次电池(电池)、双电层电容器等构成。在逆变器30的直流侧设置有使直流链路电压平滑化的平滑电容器(直流链路电容器5)。直流链路电容器5使根据旋转电机8的功耗的变动而变动的直流电压(直流链路电压Vdc)稳定化。
如图1所示，逆变器30具有多个开关元件3而构成。优选对开关元件3应用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)、功率MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、SiC-MOSFET(Silicon Carbide-Metal Oxide Semiconductor FET：碳化硅－金属氧化物半导体FET)、SiC-SIT(SiC-Static Induction Transistor：碳化硅－静电感应晶体管)、GaN-MOSFET(Gallium Nitride-MOSFET：氮化镓－MOSFET)等功率半导体元件。如图1等所示，在本实施方式中，例示了作为开关元件3使用IGBT的形态。各个开关元件3具有续流二极管3F而构成，该续流二极管3F将从负极N朝向正极P的方向(从下级侧朝向上级侧的方向)作为正向。
逆变器30具备由上级侧开关元件3H和下级侧开关元件3L的串联电路构成的交流一相的多组(这里是三组)臂3A。在本实施方式中，构成一组串联电路(臂3A)与对应于旋转电机8的U相、V相、W相的定子线圈的各个对应的桥式电路。臂3A的中间点、即上级侧开关元件3H与下级侧开关元件3L的连接点与旋转电机8的三相定子线圈分别连接。
旋转电机控制装置10具备：将与直流电源4连接并且与旋转电机8连接并在直流与多相交流之间转换电力的逆变器30作为控制对象，生成构成该逆变器30的多个开关元件3各自的开关控制信号来控制逆变器30的逆变器控制装置1(INV-CTRL)；以及将多个开关控制信号从逆变器控制装置1向逆变器30中继的驱动器电路2(DRV-CCT)。
逆变器30由逆变器控制装置1控制。逆变器控制装置1以微机等逻辑处理器为核心部件而构建。在旋转电机8的各相定子线圈中流动的实际电流由电流传感器61检测，逆变器控制装置1取得该检测结果。另外，旋转电机8的转子的各时刻的磁极位置、旋转速度由解析器62等旋转传感器检测，逆变器控制装置1取得该检测结果。另外，直流链路电压由未图示的电压传感器等检测，逆变器控制装置1取得该检测结果。直流链路电压被用于表示交流电有效值与直流电的比例的调制率的设定等。
逆变器控制装置1基于从车辆控制装置90等其它控制装置提供的旋转电机8的目标转矩，使用电流传感器61以及解析器62的检测结果，例如进行基于向量控制法的电流反馈控制，经由逆变器30来控制旋转电机8。逆变器控制装置1为了进行马达控制而具有各种功能部而构成，各功能部通过微机等的硬件和软件(程序)的配合而实现。如图2所示，旋转电机控制装置10具备转矩控制部11、电流控制部12以及电压控制部13。
转矩控制部11基于从车辆控制装置90提供的要求转矩(转矩指令)，来设定电流指令。电流控制部12基于电流传感器61的检测结果与电流指令的偏差进行反馈控制，来运算电压指令。电压控制部13基于电压指令，生成逆变器30的开关元件3的开关控制信号。关于向量控制以及电流反馈控制由于是公知的，所以这里省略详细的说明。
旋转电机控制装置10作为构成逆变器30的开关元件3的开关模式的形态(电压波形控制的形态)，例如能够执行在电角度的一个周期输出模式不同的多个脉冲的脉宽调制(PWM：Pulse Width Modulation)控制、和在电角度的一个周期输出一个脉冲的矩形波控制(单脉冲控制(1Pulse))这两种控制。即、旋转电机控制装置10作为逆变器30的控制方式，能够执行脉宽调制控制和矩形波控制。
另外，脉宽调制具有正弦波脉宽调制(SPWM：Sinusoidal PWM)、空间向量脉宽调制(SVPWM：Space Vector PWM)等连续脉宽调制(CPWM：Continuous PWM)、不连续脉宽调制(DPWM：Discontinuous PWM)等方式。因此，旋转电机控制装置10能够执行的脉宽调制控制作为控制方式，包含连续脉宽调制控制和不连续脉宽调制。
连续脉宽调制是对多相臂3A的全部连续地进行脉宽调制的调制方式，不连续脉宽调制是包含将开关元件固定为导通状态或者断开状态的期间对多相的一部分臂3A进行脉宽调制的调制方式。具体而言，在不连续脉宽调制中，例如，依次固定与三相交流电中的一相对应的逆变器的开关控制信号的信号电平，使与其它两相对应的开关控制信号的信号电平变动。在连续脉宽调制中，不这样固定与任何相对应的开关控制信号，而调制所有的相。上述调制方式根据旋转电机8被要求的旋转速度、转矩等动作条件，还根据为了满足该动作条件所需的调制率(三相交流的线间电压有效值与直流电压的比例)来决定。
在脉宽调制中，基于作为电压指令的交流波形的振幅与三角波(包含锯齿波)状的载波(CA)的波形的振幅的大小关系来生成脉冲。还存在不管与载波的比较如何，都通过数字运算直接生成PWM波形的情况，即使在该情况下，作为指令值的交流波形的振幅与假想的载波波形的振幅也具有相关关系。
在基于数字运算的脉宽调制中，载波例如根据微机的运算周期、电子电路的动作周期等旋转电机控制装置10的控制周期来决定。即、即使在将多相交流电用于交流的旋转电机8的驱动的情况下，载波也具有不受旋转电机8的旋转速度、旋转角度(电角度)限制的周期(不同步的周期)。因此，无论载波还是基于载波生成的各脉冲都不与旋转电机8的旋转同步。因此，正弦波脉宽调制、空间向量脉宽调制等调制方式有时被称为异步调制(asynchronous modulation)。与此相对，与旋转电机8的旋转同步地生成脉冲的调制方式被称为同步调制(synchronous modulation)。例如，在矩形波控制(矩形波调制)中，在旋转电机8的电角度每一个周期输出一个脉冲，所以矩形波调制是同步调制。
如上所述，作为表示从直流电压向交流电压的转换率的指标，有多相交流电压的线间电压有效值与直流电压的比例的调制率。一般正弦波脉宽调制的最大调制率是约0.61(≈0.612)，空间向量脉宽调制控制的最大调制率是约0.71(≈0.707)。具有超过约0.71的调制率的调制方式作为调制率比通常高的调制方式，被称为“过调制脉宽调制”。“过调制脉宽调制”的最大调制率是约0.78。该0.78是从直流向交流的电力转换的物理(数学)极限值。在过调制脉宽调制中，若调制率达到0.78，则成为在电角度的一个周期输出一个脉冲的矩形波调制(单脉冲调制)。在矩形波调制中，调制率被固定在物理极限值亦即约0.78。
这里例示出的调制率的值是没有考虑空载时间的物理(数学)值。另外，空载时间是以同一臂3A的上级侧开关元件3H的开关控制信号(开关脉冲)、和下级侧开关元件3L的开关控制信号不同时成为使开关元件3迁移到导通状态的有效状态的方式，而两开关控制信号都成为非有效状态的期间。因此，在设定了空载时间的情况下，若通过简单地基于与调制率的指令值对应的电压指令生成的开关控制信号进行调制，则实际调制率会变低。
调制率小于0.78的过调制脉宽调制使用同步调制方式、异步调制方式中的任一个原理都够实现。过调制脉宽调制的典型调制方式是不连续脉宽调制。不连续脉宽调制使用同步调制方式、异步调制方式中的任一个原理都能够实现。例如，在使用同步调制方式的情况下，在矩形波调制中，虽在电角度的一个周期输出一个脉冲，但在不连续脉宽调制中，在电角度的一个周期输出多个脉冲。若在电角度的一个周期存在多个脉冲，则脉冲的有效期间相应地减少，所以调制率降低。因此，并不限于固定在约0.78的调制率，能够通过同步调制方式实现小于0.78的任意调制率。例如，在电角度的一个周期中，也能够设为输出九脉冲的九脉冲调制(9Pulses)、输出五脉冲的五脉冲调制(5Pulses)等多个脉冲调制(Multi-Pulses)。
在本实施方式中，旋转电机控制装置10通过由上述空间向量脉宽调制(SVPWM)进行的连续脉宽调制(CPWM)、不连续脉宽调制(DPWM)、五脉冲调制(5Pulses)、矩形波调制(1Pulse)，对逆变器30进行驱动控制。在本实施方式中，不连续脉宽调制采用了异步调制方式。使用了空间向量脉宽调制(连续脉宽调制)的控制方式是“异步脉宽调制控制”，使用了五脉冲调制的控制方式是“同步五脉冲控制”，使用了矩形波调制的控制方式是“同步单脉冲控制(矩形波控制)”。
图3例示出了由转矩以及旋转速度表示的旋转电机8的动作区域。K1、K2、K3示出了各动作区域的区域边界。比第一区域边界K1低的旋转速度的区域中的旋转速度最低的区域中，执行异步脉宽调制控制中的、连续脉宽调制控制(CPWM)。在旋转速度比第一区域边界K1高而旋转速度比第二区域边界K2低的区域中，执行异步脉宽调制控制中的、不连续脉宽调制控制。在旋转速度比第二区域边界K2高而旋转速度比第三区域边界K3低的区域中，执行同步五脉冲控制。在比第三区域边界K3高的旋转速度的区域中的旋转速度最高的区域中，执行同步单脉冲控制。将比第二区域边界K2低的旋转速度侧的动作区域称为“PWM区域”，将第二区域边界K2于第三区域边界K3之间的动作区域称为“五脉冲区域”。
在图3中针对异步脉冲调制，例示出了电压指令的波形和开关控制信号(开关脉冲)的波形。不连续脉宽调制的电压指令具有对应于相位的60°(对应于π/3)的固定期间。关于同步调制例示出了电压相位(0～2π)和开关控制信号(开关脉冲)的波形。
如上所述，旋转电机控制装置10对构成与直流电源4连接并与旋转电机8连接而在直流与多相交流之间转换电力的逆变器30的多个开关元件3进行开关控制，来对旋转电机8进行驱动控制。旋转电机控制装置10作为逆变器30的控制方式，至少具备异步脉宽调制控制与同步五脉冲控制。如上所述，异步脉宽调制控制是通过基于不与旋转电机8的旋转同步的载波输出的多个开关脉冲来控制开关元件3的控制方式。另外，同步五脉冲控制是通过与旋转电机8的旋转同步而在电角度的一个周期输出的五个开关脉冲来控制开关元件3的控制方式。另外，旋转电机控制装置10基于根据旋转电机8的转矩与旋转速度的关系设定的动作区域，来选择逆变器30的控制方式。选择同步五脉冲控制的动作区域亦即五脉冲区域相对于选择异步脉宽调制控制的动作区域亦即PWM区域，设定在旋转电机8的旋转速度高且转矩大的一侧。
这里，考虑异步脉宽调制控制与同步五脉冲调制控制之间切换控制方式的情况，即在第二区域边界K2切换控制方式的情况。在异步脉宽调制控制中，基于与旋转电机8的旋转速度无关的载波生成脉冲。在某旋转速度中，若在旋转电机8的电角度的一个周期生成了n个脉冲，则在旋转速度成为两倍的情况下，旋转电机8的电角度的一个周期成为一半，所以所生成的脉冲的数量成为n/2。即、载波的分辨率相对于电角度变低。
图5示出了旋转电机8进行再生动作，旋转电机8的旋转速度下降，超过第二区域边界K2而将控制方式从同步五脉冲控制切换为异步脉宽调制控制的情况下的波形例(再生/下降)。在图5中从上方开始示出了三相电流波形(U相电流Iu、V相电流Iv、W相电流Iw)、三相上级侧开关元件3H的开关控制信号(表示为“3Phase_Pulse_H”，从上方开始的U相、V相、W相，以下同样)、三相下级侧开关元件3L的开关控制信号(3Phase_Pulse_L)、控制方式的切换信号(表示为“PWM_sel”，用“Hi”表示同步五脉冲控制，用“Low”表示异步脉宽调制控制，以下同样)、同步控制的电压相位(表示为“sPos”，以下同样)。横轴全部是时间(t)。如图5所示，在将要切换控制方式之前，与旋转电机8的旋转同步地生成脉冲，所以在电角度每一个周期生成足够数量的脉冲。另一方面，在刚将控制方式切换为异步脉宽调制控制之后，如上所述由于是载波的分辨率低的状态，所以异步脉宽调制控制中的电角度每一个周期的脉冲的数量比同步五脉冲控制少。因此，电压的平衡变差，如图5所示，控制方式刚切换之后的三相电流的畸变变大。在该例中，W相电流Iw超过了过电流阈值OC。
如今，在电动车、混合动力汽车中，对成为车轮的驱动力源的旋转电机，强烈期望其小型化。在使旋转电机小型化的情况下，尤其需要以更高旋转进行驱动。另外，即使在更高的旋转速度中也要求高转矩的输出。图4是作为比较例，例示出了现有的旋转电机的动作区域的情况。通过图3和图4的比较可知，例如对于设定第二区域边界K2的动作区域的转矩而言，图4明显低于图3。即、在近几年，对旋转电机要求以更高旋转速度且更高转矩进行的驱动，由此电流也会变大，所以容易产生上述那样的问题。
因此，在本实施方式中，如图7所示，五脉冲区域与PWM区域的区域边界亦即第二区域边界K2具有第一边界K21和第二边界K22。第二边界K22与第一边界K21相比，设定在旋转电机8的旋转速度高且转矩大的一侧。旋转电机控制装置10在由旋转电机8的转矩与旋转速度的关系决定的动作点位于PWM区域，在动作点从正在执行异步脉宽调制控制的状态改变并超过第二边界K22的情况下，将控制方式从异步脉宽调制控制移至同步五脉冲控制。另外，旋转电机控制装置10在动作点位于五脉冲区域，在动作点从正在执行同步五脉冲控制的状态改变并超过第一边界K21的情况下，将控制方式从同步五脉冲控制移至异步脉宽调制控制。即、当控制方式在第二区域边界K2中切换时设置有滞后现象。
图6示出了旋转电机8的动作区域的现有例，图7示出了本实施方式的旋转电机8的动作区域的一个例子。在图6以及图7中都以第二区域边界K2还具有滞后现象的方式进行了设定。其中，在现有的动作区域(图6)中，与本实施方式的动作区域(图7)相比，滞后现象小。图8是旋转电机8在再生动作中旋转速度上升，根据图6的动作区域在第二边界K22将控制方式从异步脉宽调制控制切换为同步五脉冲控制的情况下的波形例(再生/上升)。另外，在上述中参照的图5相当于再生时根据图6的动作区域在第一边界K21将控制方式从同步五脉冲控制切换为异步脉宽调制控制的情况下的波形例。
在图5以及图8所示的例子中，都在高旋转域之前执行不连续脉宽调制(DPWM)，脉冲数变少。然而，如图8所示，在上升的情况下，在旋转速度上升并超过第二边界K22的情况下，脉冲数增加。即、在从异步脉宽调制控制向同步五脉冲控制的转移时，脉冲数增加。通过脉冲数增加，交流电压的畸变变少，交流电流的畸变也变小。其结果是，即使在控制方式切换时，产生过电流等的可能性也低。如图8所示，在这种情况下，在控制方式切换时交流电压的畸变不会变大，交流电流的畸变也不会变大(详细情况虽在后述，但比图5的例子小)。因此，在控制方式切换时，产生过电流等的可能性也变低。如图8所示，U相电流Iu、V相电流Iv、W相电流Iw都小于过电流阈值OC，没有产生过电流状态。另外，图6的第二边界K22例如与相当于调制率0.7455的动作点对应。
换言之，第二边界K22设定为在动作点从第一边界K21侧向第二边界K22侧移动的情况下，在动作点将要超过第二边界K22之前的由异步脉宽调制控制导致的每单位旋转速度的开关脉冲的数量小于在动作点刚超过第二边界K22之后的由同步五脉冲控制导致的每单位旋转速度的开关脉冲的数量。即、在控制方式切换时，从脉冲数少的状态向脉冲数多的状态变化，所以能够实现稳定的切换。
另一方面，如图5所示，在下降的情况下，在旋转速度减少并超过第一边界K21的情况下，脉冲数减少。即、在从同步五脉冲控制向异步脉宽调制控制的转移时，脉冲数减少。由于脉冲数减少，而交流电压的畸变变大，交流电流的畸变也变大。其结果是，在控制方式切换时，产生过电流等的可能性变高。图5例示出了W相电流成为过电流阈值OC以上，产生了过电流状态的情况。另外，图6的第一边界K21例如与相当于调制率0.7055的动作点对应。
为了应对下降中的这一问题，在本实施方式中，如图7所示，使第一边界K21移动到旋转速度更低的一侧(第二边界K22与图6相同。)。即、执行同步五脉冲控制直到旋转速度更低的动作区域，由此抑制了使伴随着脉冲数的减少的交流电压以及交流电流产生畸变的情况。通过第一边界K21向旋转速度更低的一侧移动，将控制方式切换为异步脉宽调制控制的情况下的脉冲数增加(参照图9)。图9是根据图7所示的控制区域的区分(第一边界K21)在第一边界K21将控制方式从同步五脉冲控制切换为异步脉宽调制控制的情况下的波形例。控制方式切换时的脉冲数的急剧减少被抑制，所以如图9所示，交流电压以及交流电流产生的畸变也被抑制。U相电流Iu、V相电流Iv、W相电流Iw都没有超过过电流阈值OC。另外，在本实施方式中，图7的第一边界K21例如与相当于调制率0.55的动作点对应。
换言之，第一边界K21设定为在动作点从第二边界K22侧向第一边界K21侧移动的情况下，在动作点将要超过第一边界K21之前的由同步五脉冲控制导致的每单位旋转速度的开关脉冲的数量小于在动作点刚超过第一边界K21之后的由异步脉宽调制控制导致的每单位旋转速度的开关脉冲的数量。由此，在控制方式切换时，从脉冲数少的状态向脉冲数多的状态变化，能够实现稳定的切换。这里虽对再生时的问题点和其改善案进行了说明，但在动力运行时也产生相同的现象。而且，在动力运行时，能够通过相同的对应来改善该问题。
然而，根据发明者们进行的实验、模拟，可知第二区域边界K2，特别是第一边界K21优选根据直流链路电压Vdc来设定。参照图5、图6、图7、图9，如上述那样的改善，以直流链路电压Vdc比较高的情况下(例如，700[V]以上)为例进行了实施。在该电压的情况下，三相电流的最大电流虽被抑制得比较小，但若直流链路电压Vdc变低，则控制方式切换时的旋转速度下降，以更低旋转执行同步五脉冲控制。因此，在同步五脉冲控制中的稳定状态下，最大电流变大。
因此，在本实施方式中，第二区域边界K2，特别是第一边界K21根据直流链路电压Vdc来设定。图10～图12例示出了直流链路电压Vdc分别不同的情况下的控制区域。图10示出了在这些三个中，直流链路电压Vdc比较低的情况下(例如，500[V]左右)的控制区域的例子，图11示出了在直流链路电压Vdc比图10的例子高的情况下(例如，600[V]左右)的控制区域的例子，图12示出了直流链路电压Vdc比图11的例子还高的情况下(例如，700[V]左右)的控制区域的例子。
如图10～图12所示，第一边界K21以及第二边界K22设定为根据逆变器30的直流侧的电压亦即直流链路电压Vdc变高，第一边界K21与第二边界K22的间隔变长。在本实施方式中，如后所述，第二边界K22的调制率相同，第一边界K21的调制率根据直流链路电压Vdc变低而变高，从而第一边界K21与第二边界K22侧接近，两者的间隔变窄。这样通过使第一边界K21移动，即使直流链路电压Vdc不同，将控制方式从同步五脉冲控制切换为异步脉宽调制控制时的旋转电机8的旋转速度也大致恒定，同步五脉冲控制的稳定时的电流的增加被抑制。
在本实施方式中，在图10～图12中相同，第二边界K22的调制率例如是0.7455。另外，图10的第一边界K21的调制率在动力运行时和再生时相同，例如是0.7。图11的第一边界K21的调制率在动力运行时以及再生时相同，例如是0.6。图12的第一边界K21的调制率在动力运行时例如是0.55，在再生时例如是0.5。上述调制率是用于表示相对调制率的不同的示例，并不是限定本实施方式的。
当然，也可以根据直流链路电压Vdc来改变第一边界K21以及第二边界K22双方。另外，当然，在上述那样的电流的增加不是问题的情况下，无论直流链路电压Vdc如何，都可以固定第一边界K21以及第二边界K22。
然而，这样若将同步五脉冲控制的适用范围扩展到更低的调制率，则可能在现有的脉冲生成算法中无法进行对应。图13示出了同步五脉冲控制中的开关脉冲的一个例子。在图13中示出了同步调制中的电角度的一个周期。上段示出了同步控制的电压相位(相当于图5、图8～10等的“sPos”)的“0”～“2π”的范围。接着，示出了U相的开关脉冲的一个例子、V相的开关脉冲的一个例子、W相的开关脉冲的一个例子。在该算法中，在电压相位的半周期“π”中，将“2/3π”设定为固定期间θf。在电压相位的半周期中，在除了固定期间θf的剩余的期间，在两个位置设定有第一期间θ1(＝1/6π(＝30[deg]))。第二期间θ2是在同步五脉冲控制中决定占空比的相位，在各个第一期间θ1中被设定。
如上所述，例如在将同步五脉冲调制的适用范围扩展到调制率为0.5左右的情况下，固定期间θf需要小于“2/3π”。由同步五脉冲控制进行的调制率能够通过第一期间θ1和第二期间θ2来决定(固定期间θf也因第一期间θ1而改变)，所以如以下那样求出第一期间θ1和第二期间θ2。
首先，将调制率设为“Midx＝0.5”，一边使第一期间θ1在“0～π/3(＝60[deg])”之间变化一边基于下述式(1)来计算第二期间θ2。
[数1]
在同步五脉冲控制中，抑制高次谐波成分并且生成开关脉冲。因此，使用由式(1)计算出的第一期间θ1以及第二期间θ2的值，通过下述式(2)计算五次、七次、11次、13次谐波成分“an”。在下述式(2)中，“n”示出了谐波成分的次数。
[数2]
接下来，通过由式(2)求出的谐波成分，来运算谐波的因数“Disfac”。
[数3]
图14示出了同步五脉冲控制中的规定开关脉冲的参数(θ1、θ2)与调制率的关系。在图14中，绘图点表示基于式(1)求出的θ1、θ2的值。没有绘图点的曲线是对连接绘图点而得到的近似曲线进行基于由式(3)求出的因数的滤波而得到的特性曲线。通过根据该特定曲线制作地图，能够生成同步五脉冲控制中的开关脉冲。
根据图14可知，在成为所谓的过调制区域的调制率为0.7以上的高调制率中，由于第一期间θ1是“π/6”(＝30[deg])以下，所以如图13所示，在电压相位的半周期“π”中，能够将“2/3π”(＝120[deg])设定为固定期间θf。然而，如上所述，若进行同步五脉冲控制直到更低的调制率为止，则需要使固定期间θf变短。例如，通过将固定期间θf设为“π/2”(＝90[deg])，能够将第一期间θ1设定到“π/4”(＝90[deg])，能够将同步五脉冲调制应用到调制率0.4左右。图15示出了这样能够对应的调制率的范围被扩展的同步五脉冲控制中的开关脉冲的一个例子。在本实施方式中，如图15所示，将第一期间θ1设为“π/4”(＝90[deg])，生成基于同步五脉冲控制的开关脉冲。
以下，对在异步脉冲调制与同步五脉冲调制之间切换控制方式的前后的开关脉冲的数量、与切换时的调制率的关系进行说明。图16以及图17是上升中的例子，示出了在第一边界K21将控制方式从同步五脉冲控制切换为异步脉宽调制(不连续脉宽调制)的情况下的开关脉冲的一个例子。与图16相比，图17以低的调制率切换控制方式，图16例示出了以调制率0.7055来切换控制方式的情况，图17例示出了以调制率0.55切换控制方式的情况。图18以及图19是下降中的例子，示出了在第二边界K22将控制方式从异步脉宽调制(不连续脉宽调制)切换为同步五脉冲控制的情况下的开关脉冲的一个例子。与图19相比，图18以高的调制率切换控制方式，图18例示出了以调制率0.7455切换控制方式的情况，图19例示出了以调制率0.65切换控制方式的情况。
在图16中，在高调制率、高旋转速度下，将控制方式从同步五脉冲控制切换为异步脉宽调制，在切换后脉冲数大幅度减少。因此，参照图5并如上所述，在刚切换控制方式之后三相电流被干扰并产生跳变，流动最大值超过过电流阈值OV的电流。另一方面，在图17中，与图16相比，以低调制率、低旋转速度切换控制方式，在切换后脉冲数增加。因此，即使在刚切换控制方式之后，三相电流的干扰也少，也没有足以超过过电流阈值OV的大电流的跳变。
在图18中，在高调制率、高旋转速度下将控制方式从异步脉宽调制切换为同步五脉冲控制，在切换后脉冲数增加。因此，即使在刚切换控制方式之后，三相电流的干扰也少，也没有超过过电流阈值OV那样的大电流的跳变。在图19中，以比图18低的低调制率、低旋转速度切换控制方式。因此，图19的切换前的脉冲数比图18的切换前的脉冲数多。因此，与图18相比，在图19的情况下，切换后的脉冲增加受到抑制，三相电流的稳定度比图18的低。因此，图19的三相电流的最大值比图18的三相电流的最大值大。然而，在图19的情况下，也没有足以超过过电流阈值OV的大电流的跳变。
然而，如上所述，逆变器30的交流一相臂3A分别由上级侧开关元件3H和下级侧开关元件3L的串联电路构成。而且，在开关脉冲中设置有空载时间，空载时间是以同一臂3A的上级侧开关元件3H的开关控制信号(开关脉冲)和下级侧开关元件3L的开关控制信号不同时成为使开关元件3迁移到导通状态的有效状态的方式，而作为两开关控制信号都成为非有效状态的期间。因此，即使以根据指定的调制率生成的开关脉冲来控制逆变器30，也成为比指定的调制率低的调制率的调制。因此，旋转电机控制装置10能够执行空载时间补偿，该空载时间补偿对因空载时间导致的实际调制率相对于调制率的指令值的降低进行补偿。例如，旋转电机控制装置10执行补偿处理，该补偿处理预先考虑空载时间，以输出的调制率成为所希望的调制率的方式，使调制率的指令值增加空载时间的量。
在基于载波生成开关脉冲的异步脉宽调制控制中，开关脉冲的变化点容易产生误差，但在基于电压相位生成开关脉冲的同步五脉冲控制中，开关脉冲的变化点难以产生误差。因此，在本实施方式中，在异步脉宽调制控制中设置空载时间，而在同步五脉冲控制中不设置空载时间。即、动作点在PWM区域被执行空载时间补偿，动作点在五脉冲区域(以及单脉冲区域)不被执行空载时间补偿。
这里，考虑控制方式从异步脉宽调制控制(不连续脉宽调制控制)向同步五脉冲控制切换的情况。如上所述，在异步脉宽调制控制中设置有空载时间，也执行空载时间补偿。另一方面，在同步五脉冲控制中，没有设置空载时间，也不执行空载时间补偿。因此，若切换控制方式，则调制率的指令值因空载时间补偿而大幅降低。
图21是表示在控制方式从异步脉宽调制控制向同步五脉冲控制切换时调制率因空载时间补偿而降低的例子的波形图，图22是表示不进行空载时间补偿，在将控制方式从异步脉宽调制控制向同步五脉冲控制切换时调制率不降低的例子的波形图，图20是表示空载时间补偿值与调制率的关系的图表。如图21所示，随着控制方式的切换，调制率急剧下降。由此，电压急剧变化，三相电流产生大的畸变。另一方面，在图22中，在控制方式的切换时，没有发现调制率大的变化。因此，电压的急剧变化被抑制，三相电流的畸变也被抑制。
这里，例如也能够在全部的区域不进行空载时间补偿。然而，若这样做则在调制率低的动作区域误差可能变大，控制的精度有可能降低。因此，例如优选在比第二边界K22靠第一边界K21侧，即使是动作点处于PWM区域也设定有空载时间补偿被限制的区域。通过设置这样的区域，在控制方式从异步脉宽调制控制向同步五脉冲控制切换时，调制率的大幅变动被抑制，交流电流产生的畸变也被抑制。
这里，空载时间补偿的限制可以是不执行空载时间补偿，也可以是减少空载时间补偿的补偿值。另外，从抑制空载时间补偿的急剧变化并进行稳定的控制的观点出发，优选空载时间补偿的补偿值设定为随着从第一边界K21侧朝向第二边界K22侧，随着调制率的增加而逐渐变小。例如，如图20所示以从第一调制率MI1朝向第二调制率MI2随着调制率逐渐变大而补偿值逐渐变小的方式来设定补偿值。
例如，在图7所示的动作区域，将第一边界K21的调制率设为第一调制率MI1，将第二边界K22的调制率设为第二调制率MI2。而且，如图20所示，若设定空载时间补偿的补偿值，则在控制方式从异步脉宽调制控制向同步五脉冲控制切换时，能够抑制调制率急剧变化的情况。
另外，对这样的空载时间补偿的对应不是必须的。在由空载时间补偿导致的交流电流的畸变不成为问题的情况下也可以不限制空载时间补偿。
如上所述，通过使将控制方式从异步脉宽调制控制向同步五脉冲控制切换的第二边界，与将控制方式从同步五脉冲控制向异步脉宽调制控制切换的第一边界不同，在控制方式的切换前后，能够减少每单位旋转速度的开关脉冲的脉冲数的差异。即、通过与以往相比扩大同步五脉冲控制被选择的控制区域，在控制方式的切换前后，能够减少每单位旋转速度的开关脉冲的脉冲数的差异。其结果是，例如，比较图5和图9，如上所述交流电流的畸变被抑制。
然而，若对三相同时进行控制方式的切换，则有时会失去三相交流电流的平衡。以下，参照图9以及图23进行说明。图9的波形图示出了在模式切换时刻ta同时切换三相开关脉冲的情况下的例子。另一方面，图23的波形图示出了错开时间来切换三相开关脉冲的情况下的例子。另外，在图9以及图23中均示出了再生时，根据图6的动作区域在第一边界将控制方式从同步五脉冲控制(5Pulses)切换为异步脉宽调制控制(DPWM)的情况下的例子。由于动力运行时以及再生时是相同的行为，所以这里以再生时为例进行说明。
如上所述，异步脉宽调制控制是与旋转电机8的旋转不同步的调制方式，同步五脉冲控制是与旋转电机8的旋转同步的调制方式。因此，异步脉宽调制控制和同步五脉冲控制相互不同步。因此，在两控制间切换控制方式时的脉冲模式每次都不同。而且，根据切换产生的相位，有时三相电压、三相电流的平衡会变差。即、在相对高的调制率、高的旋转速度下，在将控制方式从同步五脉冲控制向异步脉宽调制控制切换的情况下，无论在动力运行中还是在再生中，都可能产生三相电流的畸变(电流的跳变)。如图9所示，在模式切换时刻ta，在同时切换U相、V相、W相的全相的开关控制信号的情况下，可以说关于三相交流波形的平衡存在改善的余地。这样的波形的畸变(三相平衡的干扰)由相互不同步的调制方式间的脉冲模式的切换引起，所以优选伴随着控制方式的切换的脉冲模式的切换以三相电压、三相电流稳定的相位来执行(参照图23并将在后述)。
异步脉宽调制控制以及同步五脉冲控制是包含在异步脉宽调制控制与同步五脉冲控制之间切换控制方式的区域中，按多相交流的每一相将开关元件3固定为导通状态或者断开状态的固定期间的调制方式。例如，在异步脉宽调制控制中，执行不连续脉宽调制，不连续脉宽调制是包含固定期间的调制方式。另外，参照图13～图15并如上所述，同步五脉冲控制也是包含固定期间的调制方式。旋转电机控制装置10可以在切换后的控制方式中的固定期间实施控制方式的切换。另外，由于根据各相而在不同的相位设定固定期间，所以优选在五脉冲区域与PWM区域的区域边界，按多相交流的每一相来进行控制方式的切换。
另外，各相的固定期间均匀地配置在电角度的一个周期内，所以在多相是N(N是2以上的自然数)相的情况下，可以使电角度各相差π/N或者2π/N，来切换各相的上述控制方式。如本实施方式那样，在三相交流的情况下，优选每隔“π/3”(＝60[deg])或每隔“2π/32(＝120[deg])，对三相各自的每一相进行控制方式的切换。
如上所述，图9示出了在模式切换时刻ta同时切换三相开关脉冲的情况下的例子。与此相对，图23示出了每隔“π/3”来使三相开关脉冲不同地切换的情况下的例子。参照图9，例如V相的开关脉冲在模式切换时刻ta不稳定，另外，U相的开关脉冲的Hi期间也变长。即、三相开关脉冲的平衡失去。其结果是，W相电流的振幅比其它两相的电流大，三相电流的平衡受到干扰。另一方面，参照图23，在控制方式切换时(模式切换时刻ta)，三相中的任一个开关脉冲都没有被切换，然后，最早达到固定期间的U相的开关脉冲在时刻tu被切换。然后，在距时刻tu“π/3”后的时刻tw，W相的开关脉冲被切换，进而在该“π/3”后的时刻tv，V相的开关脉冲被切换。
在图23的例子中，虽例示出了每“π/3”使各相的开关脉冲不同地切换的形态，但也可以每“2π/3”使各相的开关脉冲不同地切换。在这种情况下，在控制方式的切换后，最早达到固定期间的U相的开关脉冲在时刻tu被切换，然后，在距时刻tu“2π/3”后的时刻tv，V相的开关脉冲被切换。而且，进而在该“2π/3”后的时刻tw2，W相的开关脉冲被切换。
例如，将开关元件3固定为导通状态的固定期间，按U相上级、W相下级、V相上级、U相下级、W相上级、V相下级的顺序，出现“π/3”。控制方式的切换不与开关模式同步，所以在切换控制方式之后，最初固定期间出现的相每次不同。旋转电机控制装置10在切换控制方式之后，将最早达到固定期间的相的开关脉冲切换为切换后的控制方式的开关脉冲，然后，每“π/3”或“2π/3”依次将其它相的开关脉冲切换为切换后的开关脉冲。在仅在上级侧或下级侧切换的情况下，可以每“2π/3”进行切换。另外，这里虽例示出了多相交流是三相交流的情况下，但在多相是N(N是2以上的自然数)相的情况下，使各相的上述控制方式的切换在电角度各改变π/N或者2π/N，从而来切换上述开关脉冲。
另外，如上述那样，在固定期间切换开关脉冲的情况下，相应相的电流、电压比较稳定。因此，也可以不以开关脉冲为基准，而以电流、电压为基准，来切换开关脉冲。例如，控制方式的切换也可以在多相交流各自的电压波形与振幅中心交叉的时刻进行。另外，多相交流各自的电压波形与振幅中心交叉的时刻不是交流电压与振幅中心一致的时刻，可以是交流电压是额定最大振幅的大体10％以内的电压值的期间。另外，当然，这样在固定期间内设定的开关脉冲的切换时刻(脉冲切换时刻：tu、tv、tw、tw2等)若满足条件，则也可以是与模式切换时刻ta相同的时刻。
在大多情况下，旋转电机控制装置10由以微机为核心的电子电路构成。另外，预先将模式存储于存储器等存储装置，使用内置在微机的DMA(Direct Memory Access：直接内存存取)控制器等从该存储器读出并输出开关脉冲的情况居多。在微机只具备一个DMA控制器时，如上所述，难以在不同时刻输出各相的开关控制信号。然而，在一个微机搭载有多个该DMA控制器的情况下，例如在搭载有三个的情况下，能够将各个DMA控制器分配给各相的开关脉冲的输出用。在这样的情况下，也能够容易地执行不同时刻的开关模式的切换。即使微机具备多个DMA控制器，也常常未被使用，但通过这样的DMA控制器也被有效利用，能够更顺利地切换控制方式。
这样，旋转电机控制装置10能够在切换后的控制方式中的固定期间或者多相交流各自的电压波形与振幅中心交叉的时刻进行控制方式的切换，并且在多相是N相的情况下，使各相的上述控制方式的切换在电角度各改变π/N或者2π/N，从而来切换上述开关脉冲，其中N是2以上的自然数，能够进一步抑制控制方式切换时的电流的畸变。
当然，在能够允许控制方式切换时的电流的畸变的情况下、或者根据作为旋转电机控制装置10的核心的微机的规格等，可以在相同的时刻切换各相的开关脉冲。
然而，在上述中，说明了以下情况，即、(A)使将控制方式从异步脉宽调制控制向同步五脉冲控制切换的第二边界、与将控制方式从同步五脉冲控制向异步脉宽调制控制切换的第一边界不同，与以往相比扩大同步五脉冲控制被选择的控制区域，(B)使开关脉冲的切换时刻在各相中不同，由此在异步脉宽调制控制与同步五脉冲控制之间切换控制方式时，能够将电压以及电流的畸变抑制得较少而顺利地切换控制方式。这里，既可分别单独实施(A)和(B)，也可以一起实施(A)和(B)双方。
〔实施方式的概要〕
以下，简单说明在上述中说明的旋转电机控制装置(10)的概要。
作为一个实施方式，对构成与直流电源(4)连接并与旋转电机(8)连接而在直流与多相交流之间转换电力的逆变器(30)的多个开关元件(3)进行开关控制来对上述旋转电机(8)进行驱动控制的旋转电机控制装置(10)作为上述逆变器(30)的控制方式至少具备异步脉宽调制控制和同步五脉冲控制，上述异步脉宽调制控制通过基于不与上述旋转电机(8)的旋转同步的载波输出的多个开关脉冲来控制上述开关元件(3)的控制方式，上述同步五脉冲控制是通过与上述旋转电机(8)的旋转同步并在电角度的一个周期输出的五个上述开关脉冲来控制上述开关元件(3)的控制方式，基于由上述旋转电机(8)的转矩与旋转速度的关系设定的动作区域，来选择上述逆变器(30)的控制方式，上述同步五脉冲控制被选择的动作区域亦即五脉冲区域相对于上述异步脉宽调制控制被选择的动作区域亦即PWM区域，设定在上述旋转电机(8)的旋转速度高且转矩大的一侧，上述五脉冲区域与上述PWM区域的区域边界具有第一边界(K21)和第二边界(K22)，上述第二边界(K22)与上述第一边界(K21)相比，设定在上述旋转电机(8)的旋转速度高且转矩大的一侧，在由上述旋转电机(8)的转矩与旋转速度的关系决定的动作点从正在执行上述异步脉宽调制控制的状态变化并超过上述第二边界(K22)的情况下，使控制方式从上述异步脉宽调制控制移至上述同步五脉冲控制，在上述动作点从正在执行上述同步五脉冲控制的状态变化并超过上述第一边界(K21)的情况下，使控制方式从上述同步五脉冲控制移至上述异步脉宽调制控制，上述第二边界(K22)设定为，在上述动作点将要超过上述第二边界(K22)之前的由上述异步脉宽调制控制导致的每单位旋转速度的上述开关脉冲的数量小于在上述动作点刚超过上述第二边界(K22)之后的由上述同步五脉冲控制导致的上述每单位旋转速度的上述开关脉冲的数量，上述第一边界(K21)设定为，在上述动作点将要超过上述第一边界(K21)之前的由上述同步五脉冲控制导致的上述每单位旋转速度的上述开关脉冲的数量小于在上述动作点刚超过上述第一边界(K21)之后的由上述异步脉宽调制控制导致的上述每单位旋转速度的上述开关脉冲的数量。
根据该结构，通过使将控制方式从异步脉宽调制控制向同步五脉冲控制切换的第二边界(K22)、与将控制方式从同步五脉冲控制向异步脉宽调制控制切换的第一边界(K21)不同，能够在两者之间的控制方式被切换时提供滞后现象。并且，通过该滞后现象，在控制方式的切换前后，能够减少每单位旋转速度的开关脉冲的脉冲数的差异。其结果是，交流电流的畸变被抑制。具体而言，第二边界(K22)设定为在动作点从第一边界(K21)侧向第二边界(K22)侧移动的情况下，在动作点将要超过第二边界(K22)之前的由异步脉宽调制控制导致的每单位旋转速度的开关脉冲的数量小于在动作点刚超过第一边界(K21)之后的由同步五脉冲控制导致的每单位旋转速度的开关脉冲的数量。即、在控制方式切换时，从脉冲数少的状态向脉冲数多的状态变化，所以能够实现稳定的切换。另外，第一边界(K21)设定为在动作点从第二边界(K22)侧向第一边界(K21)侧移动的情况下，在动作点将要超过第一边界(K21)之前的由同步五脉冲控制导致的每单位旋转速度的开关脉冲的数量小于在动作点刚超过第一边界(K21)之后的由异步脉宽调制控制导致的每单位旋转速度的开关脉冲的数量。由此，在控制方式切换时，从脉冲数少的状态向脉冲数多的状态变化，能够实现稳定的切换。这样，根据本结构，在直流与多相交流之间转换电力的逆变器(30)的控制中，在异步脉宽调制控制与同步五脉冲控制之间切换控制方式时，能够将电压以及电流的畸变抑制得较少而顺利地切换控制方式。
另外，作为其它的一个实施方式，是对构成与直流电源(4)连接并与旋转电机(8)连接而在直流与多相交流之间转换电力的逆变器(30)的多个开关元件(3)进行开关控制来对上述旋转电机(8)进行驱动控制的旋转电机控制装置(10)，作为上述逆变器(30)的控制方式，至少具备异步脉宽调制控制和同步五脉冲控制，上述异步脉宽调制控制是通过基于不与上述旋转电机(8)的旋转同步的载波输出的多个开关脉冲来控制上述开关元件(3)的控制方式，上述同步五脉冲控制是通过与上述旋转电机(8)的旋转同步并在电角度的一个周期输出的五个上述开关脉冲来控制上述开关元件(3)的控制方式，基于由上述旋转电机(8)的转矩与旋转速度的关系设定的动作区域，来选择上述逆变器(30)的控制方式，上述同步五脉冲控制选择的动作区域亦即五脉冲区域相对于上述异步脉宽调制控制选择的动作区域亦即PWM区域，设定在上述旋转电机(8)的旋转速度高且转矩大的一侧，在上述五脉冲区域与上述PWM区域的区域边界，按多相交流的每一相进行上述控制方式的切换，该区域边界的上述异步脉宽调制控制以及上述同步五脉冲控制是包含按多相交流的每一相将上述开关元件(3)固定为导通状态或者断开状态的固定期间(θf)的调制方式，在切换后的上述控制方式中的上述固定期间(θf)或者多相交流各自的电压波形与振幅中心交叉的时刻进行上述控制方式的切换，并且在多相是N相的情况下，使各相的上述控制方式的切换在电角度各改变π/N或者2π/N，从而来切换上述开关脉冲，其中N是2以上的自然数。
异步脉宽调制控制是不与旋转电机(8)的旋转同步的调制方式，同步五脉冲控制是与旋转电机(8)的旋转同步的调制方式。因此，异步脉宽调制控制的开关脉冲和同步五脉冲控制的开关脉冲相互不同步。因此，在两控制之间切换控制方式时，由于切换产生的相位，开关脉冲可能会中断，或者脉宽可能显著延长或缩短。这样的现象有时仅在一部分的相中产生，在该情况下，多相的开关脉冲的平衡被破坏，其结果是，多相交流电压、交流电流的平衡可能变差。例如，在固定期间(θf)切换开关脉冲的情况下，相应相的电流、电压比较稳定。旋转电机控制装置(10)，若在本结构那样的时刻切换开关脉冲，则由开关脉冲的切换引起的电流以及电压的畸变被抑制，多相交流电流以及交流电压的平衡的干扰也被抑制。即、根据本结构，在直流与多相交流之间转换电力的逆变器(30)的控制中，在异步脉宽调制控制与同步五脉冲控制之间切换控制方式时，能够将电压以及电流的畸变抑制得较少而顺利地切换控制方式。
这里，优选上述第一边界(K21)以及上述第二边界(K22)设定为随着上述逆变器(30)的直流侧的电压亦即直流链路电压(Vdc)变高，上述第一边界(K21)与上述第二边界(K22)的间隔变长。
若直流链路电压(Vdc)越高，则在相同的旋转速度下输出相同的转矩时的调制率越低。因此，例如在直流链路电压(Vdc)不同的情况下，若以调制率成为相同程度的方式设定第二边界(K22)，则直流链路电压(Vdc)越高，会将第二边界(K22)设定在旋转速度越高的一侧。这里，例如若不管直流链路电压(Vdc)如何，将第一边界(K21)设定为相同程度的旋转速度，则直流链路电压(Vdc)越高，第一边界(K21)的调制率越低。因此，第一边界(K21)与第二边界(K22)的间隔随着直流链路电压(Vdc)变高而变长。此时，直流链路电压(Vdc)越高则第一边界(K21)的调制率越低，直流链路电压(Vdc)越低则第一边界(K21)的调制率越高。在将控制方式从同步五脉冲控制切换为异步脉宽调制控制时的旋转电机(8)的旋转速度即使直流链路电压(Vdc)不同也大致恒定，从而特别是在直流链路电压(Vdc)低的情况下，能够通过更高调制率稳定地执行同步五脉冲控制。其结果是，能够在同步五脉冲控制执行时的稳态电流的增加被抑制的状态下将控制方式切换为异步脉宽调制控制。
另外，优选上述逆变器(30)的交流一相的臂(3A)分别由上级侧开关元件(3H)和下级侧开关元件(3L)的串联电路构成，设置空载时间并且能够执行空载时间补偿，该空载时间是以同一上述臂(3A)的上述上级侧开关元件(3H)的上述开关脉冲、和上述下级侧开关元件(3L)的上述开关脉冲不同时成为使上述开关元件(3)向导通状态迁移的有效状态的方式，而两开关脉冲都成为非有效状态的时间，该空载时间补偿对由上述空载时间导致的实际调制率相对于表示直流与交流之间的电力转换率的调制率的指令值的降低进行补偿，上述动作点在上述PWM区域，执行上述空载时间补偿，上述动作点在上述五脉冲区域，不执行上述空载时间补偿，在比上述第二边界(K22)靠上述第一边界(K21)侧设定有即使上述动作点位于上述PWM区域也不执行上述空载时间补偿的区域。
例如，在全部的区域内不进行空载时间补偿的情况下，在调制率低的动作区域误差可能变大，控制的精度可能会降低。如上述那样，通过设定即使动作点处于PWM区域而空载时间补偿也被限制的区域，在将控制方式从异步脉宽调制控制向同步五脉冲控制切换时，能够抑制调制率的大幅变动，也能够抑制交流电流产生的畸变。
优选在能够执行上述空载时间补偿的情况下，上述空载时间补偿中的补偿值设定为随着从上述第一边界(K21)侧朝向上述第二边界(K22)侧，而随着上述调制率的增加而逐渐变小。
根据该结构，在控制方式从异步脉宽调制控制向同步五脉冲控制切换时能够抑制调制率急剧变化的情况。
附图标记的说明
1：同步，3：开关元件，3A：臂，3H：上级侧开关元件，3L：下级侧开关元件，4：直流电源，8：旋转电机，10：旋转电机控制装置，30：逆变器，K21：第一边界，K22：第二边界，Vdc：直流链路电压，θf：固定期间。

Claims (5)

1.一种旋转电机控制装置，其对构成与直流电源连接并与旋转电机连接而在直流与多相交流之间转换电力的逆变器的多个开关元件进行开关控制来对上述旋转电机进行驱动控制，其中，
作为上述逆变器的控制方式，至少具备异步脉宽调制控制和同步五脉冲控制，
上述异步脉宽调制控制是通过基于不与上述旋转电机的旋转同步的载波输出的多个开关脉冲来控制上述开关元件的控制方式，
上述同步五脉冲控制是通过与上述旋转电机的旋转同步并在电角度的一个周期输出的五个上述开关脉冲来控制上述开关元件的控制方式，
上述旋转电机控制装置基于由上述旋转电机的转矩与旋转速度的关系设定的动作区域，来选择上述逆变器的控制方式，
选择上述同步五脉冲控制的动作区域亦即五脉冲区域相对于选择上述异步脉宽调制控制的动作区域亦即PWM区域，设定在上述旋转电机的旋转速度高且转矩大的一侧，
上述五脉冲区域与上述PWM区域的区域边界具有第一边界和第二边界，
上述第二边界与上述第一边界相比，设定在上述旋转电机的旋转速度高且转矩大的一侧，
在由上述旋转电机的转矩与旋转速度的关系决定的动作点从正在执行上述异步脉宽调制控制的状态变化并超过上述第二边界的情况下，使控制方式从上述异步脉宽调制控制移至上述同步五脉冲控制，
在上述动作点从正在执行上述同步五脉冲控制的状态变化并超过上述第一边界的情况下，使控制方式从上述同步五脉冲控制移至上述异步脉宽调制控制，
上述第二边界设定为，在上述动作点将要超过上述第二边界之前的由上述异步脉宽调制控制导致的每单位旋转速度的上述开关脉冲的数量小于在上述动作点刚超过上述第二边界之后的由上述同步五脉冲控制导致的上述每单位旋转速度的上述开关脉冲的数量，
上述第一边界设定为，在上述动作点将要超过上述第一边界之前的由上述同步五脉冲控制导致的上述每单位旋转速度的上述开关脉冲的数量小于在上述动作点刚超过上述第一边界之后的由上述异步脉宽调制控制导致的上述每单位旋转速度的上述开关脉冲的数量。
2.根据权利要求1所述的旋转电机控制装置，其中，
上述第一边界以及上述第二边界设定为随着上述逆变器的直流侧的电压亦即直流链路电压变高，上述第一边界与上述第二边界的间隔变长。
3.根据权利要求1或2所述的旋转电机控制装置，其中，
在上述逆变器中，交流一相的臂分别由上级侧开关元件和下级侧开关元件的串联电路构成，
设置空载时间并且能够执行空载时间补偿，该空载时间是以同一上述臂的上述上级侧开关元件的上述开关脉冲、和上述下级侧开关元件的上述开关脉冲不同时成为使上述开关元件向导通状态迁移的有效状态的方式，而两开关脉冲都成为非有效状态的时间，该空载时间补偿对由上述空载时间导致的实际调制率相对于表示直流与交流之间的电力转换率的调制率的指令值的降低进行补偿，
上述动作点在上述PWM区域执行上述空载时间补偿，上述动作点在上述五脉冲区域不执行上述空载时间补偿，
在比上述第二边界靠上述第一边界侧设定有即使上述动作点位于上述PWM区域也不执行上述空载时间补偿的区域。
4.根据权利要求3所述的旋转电机控制装置，其中，
上述空载时间补偿中的补偿值设定为，随着从上述第一边界侧朝向上述第二边界侧，而随着上述调制率的增加而逐渐变小。
5.一种旋转电机控制装置，其对构成与直流电源连接并与旋转电机连接而在直流与多相交流之间转换电力的逆变器的多个开关元件进行开关控制来对上述旋转电机进行驱动控制，其中，
作为上述逆变器的控制方式，至少具备异步脉宽调制控制和同步五脉冲控制，
上述异步脉宽调制控制是通过基于不与上述旋转电机的旋转同步的载波输出的多个开关脉冲来控制上述开关元件的控制方式，
上述同步五脉冲控制是通过与上述旋转电机的旋转同步并在电角度的一个周期输出的五个上述开关脉冲来控制上述开关元件的控制方式，
上述旋转电机控制装置基于由上述旋转电机的转矩与旋转速度的关系设定的动作区域，来选择上述逆变器的控制方式，
选择上述同步五脉冲控制的动作区域亦即五脉冲区域相对于选择上述异步脉宽调制控制的动作区域亦即PWM区域，设定在上述旋转电机的旋转速度高且转矩大的一侧，
在上述五脉冲区域与上述PWM区域的区域边界，按多相交流的每一相进行上述控制方式的切换，
该区域边界的上述异步脉宽调制控制以及上述同步五脉冲控制是包含按多相交流的每一相将上述开关元件固定为导通状态或者断开状态的固定期间的调制方式，
在切换后的上述控制方式中的上述固定期间或者多相交流各自的电压波形与振幅中心交叉的时刻进行上述控制方式的切换，并且
在多相是N相的情况下，使各相的上述控制方式的切换在电角度各改变π/N或者2π/N，从而来切换上述开关脉冲，其中N是2以上的自然数。
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