CN116827131A - 一种单级式隔离双向交直流变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种单级式隔离双向交直流变换器，该变换器由原边逆变桥、高频变压器、传输电感、隔直电容、副边逆变桥、副边直流电容、LC滤波器、直流端口和交流端口构成。原边逆变桥可以是全桥、半桥、交错并联Boost复用全桥中的一种；副边逆变桥可以是全桥、半桥中的一种。根据不同的副边逆变桥拓扑和控制方式，LC滤波器可以是由一个电感和一个电容组成的单端滤波电路或由两个电感和一个电容组成的双端滤波电路中的一种。本发明利用SPWM控制下的副边逆变桥输出波形中包含的高频交流分量，通过电容隔离低频交流分量，利用双有源桥进行功率传输与控制。

Description

一种单级式隔离双向交直流变换器

技术领域

本发明涉及电力电子应用技术领域，具体是一种单级式隔离双向交直流变换器。

技术背景

在全球性能源危机的影响下，寻求高效、持续、清洁的新能源成为当今国际发展的主题之一。光伏发电、储能电池等设备均输出直流电，为了并网或为交流用电器供电，需要直流-交流转换。其中，交直流变换器承担了电压转换、功率传输的重要任务，是有效利用新能源的关键，变换器的性能至关重要。小体积、高效率的变换器能够大大降低损耗，同时减少空间占用。

传统变换器多采用升压+逆变的两级拓扑，其中第一级将直流输入电压转换为350V左右的直流电压，第二级利用升压后的直流电压，将其转换为220V的交流电。在需要隔离的应用中，升压级常用推挽电路配合高频变压器；逆变级采用常见的全桥拓扑，采用单极性或双极性SPWM调制。由于该类方案通常单向工作，只能将电能从直流侧向交流侧传输，故通常被称为逆变器。传统方案中，两级均为较为成熟的方案，且采用两级独立工作、独立控制的方式，控制较为简单，且易于设计。然而两级方案中由于每一级均需要承担所有传输功率，电能需要经过两次变换，降低了变换器的整体效率，且器件数量多，难以缩小体积。

为解决上述问题，有大量关于单级变换器拓扑的研究。其中较为热门的研究对象为高频环节变换器拓扑。该类拓扑利用开关管对向串联组成双向开关，直接利用高频变压器输出的交流电压进行SPWM调制。该方案通过消除升压级与逆变级之间的直流环节，去除了直流滤波电容，可以明显减小体积。但是由于双向开关结构需要的开关器件数量较多，其控制、驱动较为复杂，应用成本居高不下。

发明内容

针对上述技术背景提到的不足，本发明的目的在于提供一种单级式隔离双向交直流变换器。该发明使用一种双有源桥与逆变桥臂复用拓扑，通过复用双有源桥的副边桥臂与逆变电路的桥臂，缩减了元器件数量，消除了升压级的整流桥损耗。该拓扑保留了直流母线滤波电容，相较于高频环节逆变器拓扑，开关器件的电压应力更加恒定可控。双有源桥使该拓扑具有更好的宽电压输入性能，能够适应更多的应用场合。由于双有源桥具有双向功率传输能力，该变换器能够双向工作。

本发明的目的可以通过以下技术方案实现：

一种单级式隔离双向交直流变换器，所述逆变器电路包括原边逆变桥M₁、传输电感L_t、高频变压器Tr、隔直电容C_b、副边逆变桥M₂、副边直流电容C_{s_dc}、LC滤波器、直流端口和交流端口构成。

所述原边逆变桥M₁的直流端口为变换器的直流输入端口，原边逆变桥M₁的高频交流端口连接高频变压器Tr的原边；高频变压器Tr的副边串联输电感L_t、隔直电容C_b后连接副边逆变桥M₂的高频交流端口。副边逆变桥M₂的高频交流端口连接LC滤波器的高频端口，LC滤波器的低频端口构成变换器的交流输出端口。

进一步的，所述原边逆变桥M₁可以是全桥、半桥、交错并联Boost复用全桥中的一种。若M₁是全桥、半桥，其桥臂上下两端分别连接直流输入端口的正、负极，高频交流端口连接高频变压器Tr的原边绕组。

进一步的，所述交错并联Boost复用全桥由电感L_{boost_1}、L_{boost_2}、开关管Q₁～Q₄、Boost输出直流滤波电容C_boost构成。电感L_{boost_1}、L_{boost_2}的一端连接输入正极，另一端分别连接Q₁、Q₂或Q₃、Q₄构成的半桥的中点，Q₁、Q₂或Q₃、Q₄构成的半桥的直流端口连接C_boost的正、负极。Q₁～Q₄构成的全桥的高频交流输出端口连接高频变压器Tr的原边绕组。

进一步的，所述副边逆变桥M₂可以是全桥、半桥中的一种。

若副边逆变桥M₂使用全桥拓扑，其驱动信号可以是单极性或双极性SPWM调制信号中的一种；若副边逆变桥M₂使用半桥拓扑，其驱动信号采用双极性SPWM调制。

若副边逆变桥M₂使用全桥拓扑、单极性调制或半桥拓扑、双极性调制，相应的，LC滤波器采用由L_{f_1}、C_f构成的单端滤波器，电感L_{f_1}连接全桥的高频桥臂输出或半桥的高频输出；若副边逆变桥M₂使用全桥拓扑、双极性调制，相应的，LC滤波器采用由L_{f_1}、L_{f_2}、C_f构成的双端滤波器。

所述变换器在副边逆变桥M₂进行SPWM调制时，其输出波形包含低频交流与高频脉冲分量，经LC滤波器后保留低频交流分量，作为交流输出，同时所述变换器利用SPWM调制波所包含高频脉冲波进行原边向副边的功率传输。由于副边逆变桥M₂产生的波形包含低频交流分量，若直接连接高频变压器Tr的次级，会导致其磁芯饱和，故需经过电容C_b隔离低频交流分量。

本发明的副边逆变桥M₂采用传统的SPWM控制，通过LC滤波器保留低频交流分量，作为交流输出。SPWM控制下的副边逆变桥输出波形中包含大量高频交流分量，通过隔直电容分离低频交流分量，保留高频脉冲，用于双有源桥的功率传输。

本发明的有益效果：

1.本发明复用了双有源桥的副边桥臂和逆变电路的桥臂，缩短了功率传递的链路，降低了元器件数量。

2.本发明采用保留直流母线电容的设计，使电压、功率的控制更加稳定。

直流母线电容能够承受一定的电流纹波，从而降低输入的功率波动。

3.本发明采用的副边逆变桥的控制可以采用成熟的SPWM逆变控制策略或PWM整流器控制策略，降低了设计难度。副边逆变桥的控制与双有源桥功率传输控制各自独立运行，功率、电压控制可以更加有效、精准，有利于降低直流母线电压控制、并网控制等控制的复杂度。

4.本发明所采用桥臂复用的设计，保留了双有源桥的电压、功率调节能力，相较于已有的单级拓扑，具有更强的宽电压工作能力。

5.本发明所包含的交错并联Boost复用全桥具有升压的功能，在低输入电压的应用场合中，能够有效降低变压器原边绕组的电流应力。此外，交错并联Boost的输入电流纹波能够一定程度上抵消原边绕组电流，降低了原边逆变桥开关器件的电流应力。

6.本发明发挥了双有源桥的特性，能够进行原边向副边或副边向原边的双向功率传输，满足AC-DC的应用需求。

附图说明：

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图；

图1：一种单级式隔离双向交直流变换器的电路结构图；

图2：使用全桥拓扑的副边结构图；

图3：使用半桥拓扑的副边结构图；

图4：一种交错并联Boost复用全桥拓扑结构图；

图5：使用全桥拓扑、单极性调制的副边主要波形；

图6：等效占空比示意图；

图7：一个周期内等效占空比变化曲线；

图8：交错并联Boost复用全桥的主要波形；

图9：交错并联Boost复用全桥单脉冲等效伏秒积与占空比关系图；

图10：仿真样机结构图；

图11：15V输入、200W输出时样机主要波形；

图12：30V输入、400W输出时样机主要波形；

图13：60V输入、400W输出时样机主要波形；

具体实施方法：

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

在一个具体的实施例中，如图1所示，一种单级式隔离双向交直流变换器。所述变换器电路由原边逆变桥M₁、传输电感L_t、高频变压器Tr、隔直电容C_b、副边逆变桥M₂、副边直流电容C_{s_dc}、LC滤波器、直流端口和交流端口构成。

所述原边逆变桥M₁可以是全桥、半桥、交错并联Boost复用全桥中的一种。单M₁是全桥或半桥时，所述变换器副边的拓扑分别如图2、图3所示，其桥臂上下两端分别连接直流输入端口的正、负极，高频交流端口连接高频变压器Tr的原边绕组和LC滤波器。

所述交错并联Boost复用全桥拓扑如图4所示，由电感L_{boost 1}、L_{boost 2}、开关管Q₁～Q₄、Boost输出直流滤波电容C_boost构成。电感L_{boost_1}、L_{boost_2}的一端连接输入正极，另一端分别连接Q₁、Q₂或Q₃、Q₄构成的半桥的中点，Q₁、Q₂或Q₃、Q₄构成的半桥的直流端口连接C_boost的正、负极。Q₁～Q₄构成的全桥的高频交流输出端口连接高频变压器Tr的原边绕组。

若副边逆变桥M₂使用全桥拓扑，其驱动信号可以是单极性或双极性SPWM调制信号中的一种；若副边逆变桥M₂使用半桥拓扑，其驱动信号采用双极性SPWM调制。

若副边逆变桥M₂使用全桥拓扑、单极性调制或半桥拓扑、双极性调制，相应的，LC滤波器采用由L_{f_1}、C_f构成的单端滤波器，电感L_{f_1}连接全桥的高频桥臂输出或半桥的高频输出；若副边逆变桥M₂使用全桥拓扑、双极性调制，相应的，LC滤波器采用由L_{f_1}、L_{f_2}、C_f构成的双端滤波器。

SPWM控制下的副边逆变桥输出波形中包含大量高频交流分量。以副边逆变桥M₂使用全桥拓扑、单极性调制为例，正常工作时，副边主要波形如图5所示。其中，v_CD为副边逆变桥的输出，为单极性SPWM调制波，经LC滤波后输出电压为50Hz正弦波；v_s为v_CD经过隔直电容之后的波形，具体为占空比随SPWM控制信号周期变化的脉冲波，但是其平均值为0。设V_{s_dc}为副边全桥滤波电容两端的电压，v_CD、v_s单个周期内的峰值电压均为V_{s_dc}。

对于双有源桥，不妨将波形的正、负脉冲的伏秒积作为其功率传输控制的判断依据之一。根据伏秒积相等的计算方法，如图6所示，可将v_s的波形转换为峰峰值为V_{s_dc}的对称正负脉冲电压波形v_e。v_e的波形与双有源桥采用副边全桥内移相时，副边全桥的输出波形一致。可将v_e波形的占空比视为副边逆变桥用于双有源桥功率传输的等效占空比。

由于副边全桥输出的SPWM波形直接影响交流端口输出电压，所以副边全桥的占空比无法用于控制双有源桥的功率传输。此外，以单脉冲等效伏秒积进行计算，副边全桥波形的等效占空比在一个周期内有较大的波动，当副边逆变桥采用全桥拓扑、单极性控制时，一个周期内的等效占空比的如图7所示。

双有源桥拓扑除副边内移相，还具有原边内移相、原副边外移相两个控制自由度用于功率调节。虽然副边逆变桥的等效占空比在一个周期内有较大的波动，但每个周期平均的等效占空比是相同的。若原边采用普通全桥拓扑，可通过全桥驱动信号的占空比、全桥内移、副边相对于原边的外移相进行传输功率的调整，通过闭环使副边直流滤波电容两端的电压维持在设定值。如图7所示，通过调节原、副边的外移相角，可以控制所述变换器的传输功率。

交错并联Boost复用全桥正常工作时，主要工作波形如图8所示。设Q₁(Q₃)的占空比为D_p，则C_boost两端电压V_boost可表示为V_boost＝V_in/D_p。v_AB为交错并联Boost复用全桥的高频输出端口电压，电压波形为正负脉冲波，其峰值为V_boost，占空比表达式如下：

交错并联Boost复用全桥可以通过改变占空比从而改变其功率传输特性，且其电压适应范围相较于常规的半桥、全桥更广。对于双有源桥，桥臂输出高频交流电压的单个脉冲的伏秒积可以作为其功率传输的象征。当D_p在20％～100％之间变化时，归一化后的v_AB波形的单个脉冲的伏秒积随D_p变化的曲线如图9所示。

常规两级式拓扑的升压级往往采用单向变换器拓扑，限制了交直流变换器的双向应用。双有源桥拓扑具有双向功率传输能力，一般来说，当副边的驱动信号滞后于原边的驱动信号，功率正向传输；当副边的驱动信号超前于原边的驱动信号，功率逆向传输。若将副边逆变桥M₂的控制方式改为PWM整流器，便可实现逆向功率传输，满足AC-DC的应用需求。

为了验证本变换器的可行性，利用了仿真器进行验证。仿真样机采用交错并联Boost复用全桥作为原边逆变桥，半桥作为副边逆变桥，采用双极性调制，电路如图10所示。仿真的样机参数如下：额定输入电压30V，且可支持15V-60V的输入，输出电压220V 50Hz，额定功率400W，开关频率100kHz。其中，变压器匝比为1:5，传输电感为200μH，隔直电容为300nF。仿真中，样机在输入电压为额定30V和60V时，均能够输出400W，在输入电压为15V时，能够输出200W。在不同输入电压状态下，变换器稳定工作时，关键电压、电流波形如图10、图11、图12所示，其中v_AC表示交流输出电压，i_s表示变压器副边电流，v_s表示变压器副边电压，v_CD表示经过传输电感后、隔直电容前的电压。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。

Claims (9)

1.一种单级式隔离双向交直流变换器，其特征在于，包括原边逆变桥M₁。所述原边逆变桥M₁的直流端口连接变换器的输入直流端口，所述原边逆变桥M₁高频交流输出连接高频变压器Tr的初级，所述高频变压器Tr的次级经传输电感L_t、隔直电容C_b串联后，同时连接副边逆变桥M₂和LC滤波器，所述副边逆变桥M₂的直流端口连接副边直流电容C_{s_dc}，所述LC滤波器连接交流端口。

2.根据权利要求1所述的一种单级式隔离双向交直流变换器，其特征在于，原边逆变桥M₁可以是全桥、半桥、交错并联Boost复用全桥中的一种；

若M₁是全桥、半桥，其桥臂上下两端分别连接变换器的直流输入端口，高频交流端口连接高频变压器Tr的原边绕组；

若M₁是交错并联Boost复用全桥，其Boost输入端口连接变换器的直流输入端口，高频交流端口连接高频变压器Tr的原边绕组。

3.根据权利要求2所述的一种单级式隔离双向交直流变换器，其特征在于，所述交错并联Boost复用全桥由Boost电感L_{boost_1}、L_{boost_2}、开关管Q₁～Q₄、Boost输出直流滤波电容C_boost构成；电感L_{boost_1}、L_{boost_2}的一端连接输入正极，另一端分别连接Q₁、Q₂或Q₃、Q₄构成的半桥的中点，Q₁、Q₂或Q₃、Q₄构成的半桥的直流端口连接C_boost的正、负极；Q₁～Q₄构成的全桥的高频交流输出端口连接高频变压器Tr的原边绕组。

4.根据权利要求1所述的一种单级式隔离双向交直流变换器，其特征在于，包括副边逆变桥M₂。副边逆变桥M₂可以是全桥、半桥中的一种；M₂采用全桥拓扑的情况下，可使用单极性调制或双极性调制中的一种；M₂采用半桥拓扑的情况下，可使用双极性调制。

5.根据权利要求1所述的一种单级式隔离双向交直流变换器，其特征在于，根据副边逆变桥M₂所采用的不同拓扑，以及相应的单极性、双极性控制方法，LC滤波器可以是由一个电感L_{f_1}和一个电容C_f组成的单端滤波电路或由两个电感L_{f_1}、L_{f_1}和一个电容C_f组成的双端滤波电路中的一种。

6.根据权利要求1所述的一种单级式隔离双向交直流变换器，其特征在于，原边逆变桥M₁与副边逆变桥M₂的工作频率相同。

7.根据权利要求1所述的一种单级式隔离双向交直流变换器，其特征在于，通过改变原边逆变桥M₁与副边逆变桥M₂之间的外移项角调整逆变器的传输功率。

8.根据权利要求1所述的一种单级式隔离双向交直流变换器，其特征在于，若原边逆变桥M₁采用全桥拓扑，通过改变M₁的全桥内移相角调整变换器的传输功率；若原边逆变桥M₁采用交错并联Boost复用全桥，通过改变桥臂Boost工作的占空比调整变换器的传输功率。

9.根据权利要求1所述的一种单级式隔离双向交直流变换器，其特征在于，所述变换器能够进行双向功率传输。