CN103001511B - 一种电压变换器及其运行方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种电压变换器，用于将直流电源输出的直流电压转换成交流电压提供给交流负载，包括旁路单元和顺序并联连接在直流电源和交流负载之间升压电路、第一储能滤波单元、降压电路、逆变电路；所述旁路单元用于在所述直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，将所述升压电路旁路；本发明还公开了该电压变换器的运行方法，在交流电压的每个工作周期中，逆变电路工频动作；其中，只有在直流电压小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，升压电路工作。相对于现有技术，本发明的电压变换器直流电压工作范围宽、转换效率更高且成本低。
Description
技术领域
本发明属于电力电子领域，具体涉及将直流电压转换成交流电压的电压变换器及其运行方法。
背景技术
随着能源的日益枯竭，可再生能源发电技术，如光伏发电和风力发电等，得到广泛关注，其中将可再生能源发出的不稳定的电能转换成稳定的交流电能提供给交流负载或交流电网的装置尤为重要，必须适应输入电压在较大范围内变化的各种工况，同时实现能量的高效变换。
就光伏逆变器而言，可分为隔离型和非隔离型。其中，效率高、低成本的非隔离型逆变器受到的关注度最高。常用的非隔离型逆变器，采用前级DC/DC升压电路来实现直流电压的调整，采用后级全桥电路实现逆变，前后两级电路都工作在高频状态，开关损耗较高，转换效率低；并且，前后两级电路的开关器件需选用高速开关管，成本高。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例的目的在于提供相对于现有技术，转换效率高、成本低的电压变换器及其运行方法。
本发明实施例提供的一种电压变换器，用于将直流电源输出的直流电压转换成交流电压提供给交流负载，包括升压电路、第一储能滤波单元、降压电路、逆变电路和旁路单元；所述升压电路的输入端并联连接在直流电源的两端，所述第一储能滤波单元、降压电路和逆变电路顺序并联连接在所述升压电路的输出端和交流负载之间，所述旁路单元的第一端与直流电源的正极相连，其第二端接升压电路的输出端；所述升压电路用于将直流电源输出的直流电压转换为较高的直流电压并输出；所述第一储能滤波单元用于滤除所述升压电路输出的较高的直流电压中的高频分量并生成第一中间电压输出；所述降压电路将所述第一中间电压转换为正弦波交流电压的绝对值电压；逆变电路将所述降压电路输出的正弦波交流电压的绝对值电压进行工频换向生成正弦交流电压提供给交流负载；所述旁路单元用于在所述直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，将所述升压电路旁路。
根据上述电压变换器，在直流电源输出的直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的情况下，升压电路不工作；在直流电压小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，升压电路才工作，直流电压工作范围宽、电压利用率高。并且在直流电源输出的直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的情况下，升压电路不工作，因此转换效率得到提高。
优选地，上述电压变换器中的旁路单元为第一二极管，所述第一二极管的阳极接直流电源的正极，所述第一二极管的阴极接升压电路的输出端。
进一步地，上述升压电路包括第一电感、第二二极管、第一开关器件，所述第一电感的第一端与直流电源的正极相连，第一电感的第二端与第二二极管的阳极和第一开关器件的第一端相连，第一开关器件的第二端接直流电源的负极，第二二极管的阴极接所述旁路单元的第二端；上述逆变电路包括第四开关器件、第五开关器件、第六开关器件和第七开关器件，第四开关器件和第五开关器件串联连接形成第一支路，第六开关器件和第七开关器件串联连接形成第二支路，第一支路和第二支路分别并联在降压电路的输出端，第四开关器件和第五开关器件的连接点引出接交流负载的第一端，第六开关器件和第七开关器件的连接点引出接交流负载的第二端。
进一步地，上述第一储能滤波单元包括第一电容，第一电容的第一端接第二二极管的阴极，第一电容的第二端接直流电源的负极；上述降压电路包括第一buck电路，第一buck电路包括第二开关器件、第三二极管、第二电感，第二开关器件的第一端与第一电容的第一端相连，第二开关器件的第二端与第三二极管的阴极和第二电感的第一端相连，第三二极管的阳极接第一电容的第二端，第二电感的第二端和逆变电路相连。
进一步地，上述降压电路还包括第二buck电路，第二buck电路包括第三开关器件、第三电感，第三开关器件的第一端接第一电容的第二端，第三开关器件的第二端接与第三二极管的阳极和第三电感的第一端相连，第三电感的第二端和逆变电路相连。
优选地，上述第二开关器件和第三开关器件、第二电感和第三电感分别为同一型号的电子元器件。
进一步地，上述第一储能滤波单元还包括与第一电容串联连接的第二电容，第一电容的第二端和第二电容的第一端相连且连接点用来产生所述第一中间电压的中点电位，第二电容的第二端接直流电源的负极；所述第二buck电路还包括第四二极管，第三开关器件的第一端接第二电容的第二端，第三开关器件的第二端接与第四二极管的阳极和第三电感的第一端相连，第四二极管的阴极与第三二极管的阳极相连且连接点接所述第一中间电压的中点电位。
优选地，上述第一电容和第二电容、第二开关器件和第三开关器件、第三二极管和第四二极管、第二电感和第三电感分别为同一型号的电子元器件。
进一步地，上述电压变换器还包括连接在降压电路和逆变电路之间的第二储能滤波单元，用于滤除所述降压电路输出的正弦波交流电压的绝对值电压中的高频分量并生成第二中间电压输出给逆变电路。
根据上述电压变换器，在直流电源输出的直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的情况下，升压电路不工作；在直流电压小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，升压电路才工作，电压变换器电路简单，且直流电压工作范围宽、电压利用率高。并且在直流电源输出的直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的情况下，升压电路不工作，因此转换效率得到提高。
本发明实施例还提供了一种电压变换器的运行方法，所述电压变换器用于将直流电源输出的直流电压转换成交流电压提供给交流负载，包括升压电路、第一储能滤波单元、降压电路、逆变电路和旁路单元；所述升压电路的输入端并联连接在直流电源的两端，所述第一储能滤波单元、降压电路和逆变电路顺序并联连接在所述升压电路的输出端和交流负载之间，所述旁路单元的第一端与直流电源的正极相连，其第二端接升压电路的输出端；所述升压电路用于将直流电源输出的直流电压转换为较高的直流电压并输出；所述第一储能滤波单元用于滤除所述升压电路输出的较高的直流电压中的高频分量并生成第一中间电压输出；所述降压电路将所述第一中间电压转换为正弦波交流电压的绝对值电压；逆变电路将所述降压电路输出的正弦波交流电压的绝对值电压进行工频换向生成正弦交流电压提供给交流负载；所述旁路单元用于在所述直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，将所述升压电路旁路；升压电路包括第一电感、第二二极管、第一开关器件，所述第一电感的第一端与直流电源的正极相连，第一电感的第二端与第二二极管的阳极和第一开关器件的第一端相连，第一开关器件的第二端接直流电源的负极，第二二极管的阴极接所述旁路单元的第二端；逆变电路包括第四开关器件、第五开关器件、第六开关器件和第七开关器件，第四开关器件和第五开关器件串联连接形成第一支路，第六开关器件和第七开关器件串联连接形成第二支路，第一支路和第二支路分别并联在降压电路的输出端，第四开关器件和第五开关器件的连接点引出接交流负载的第一端，第六开关器件和第七开关器件的连接点引出接交流负载的第二端；第一储能滤波单元包括第一电容，第一电容的第一端接第二二极管的阴极，第一电容的第二端接直流电源的负极；上述降压电路包括第一buck电路，第一buck电路包括第二开关器件、第三二极管、第二电感，第二开关器件的第一端与第一电容的第一端相连，第二开关器件的第二端与第三二极管的阴极和第二电感的第一端相连，第三二极管的阳极接第一电容的第二端，第二电感的第二端和逆变电路相连；所述电压变换器的运行方法的要点在于，在所述直流电压小于电网电压峰值的情况下，判断直流电压与电网电压瞬时值的绝对值之间的大小，若直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值，第一开关器件关断，第二开关器件被高频信号触发动作；若直流电压小于电网电压瞬时值的绝对值，第一开关器件被高频信号触发动作，第二开关器件导通；在所述直流电压不小于电网电压峰值的情况下，第一开关器件关断，第二开关器件被高频信号触发动作。
进一步地，在交流电压的正半周，第四开关器件和第七开关器件导通，第五开关器件和第六开关器件关断；在交流电压的负半周，第四开关器件和第七开关器件关断，第五开关器件和第六开关器件导通。
进一步地，上述电压变换器还包括连接在降压电路和逆变电路之间的第二储能滤波单元，用于滤除所述降压电路输出的正弦波交流电压的绝对值电压中的高频分量并生成第二中间电压输出给逆变电路。
根据上述电压变换器的运行方法，在直流电源输出的直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的情况下，升压电路不工作；在直流电压小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，升压电路才工作，电压变换器电路简单，且直流电压工作范围宽、电压利用率高。并且在直流电源输出的直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的情况下，升压电路不工作，因此转换效率得到提高。
并且，交流电压的每个工作周期中，同时只有一个开关器件处于高频工作状态，***开关损耗降低；此外，第四开关器件至第七开关器件处于工频工作状态，因此可以选用导通压降较低的慢速开关管，从而进一步提高电压变换器的转换效率，同时降低成本。
本发明实施例还提供了一种电压变换器的运行方法，所述电压变换器用于将直流电源输出的直流电压转换成交流电压提供给交流负载，包括升压电路、第一储能滤波单元、降压电路、逆变电路和旁路单元；所述升压电路的输入端并联连接在直流电源的两端，所述第一储能滤波单元、降压电路和逆变电路顺序并联连接在所述升压电路的输出端和交流负载之间，所述旁路单元的第一端与直流电源的正极相连，其第二端接升压电路的输出端；所述升压电路用于将直流电源输出的直流电压转换为较高的直流电压并输出；所述第一储能滤波单元用于滤除所述升压电路输出的较高的直流电压中的高频分量并生成第一中间电压输出；所述降压电路将所述第一中间电压转换为正弦波交流电压的绝对值电压；逆变电路将所述降压电路输出的正弦波交流电压的绝对值电压进行工频换向生成正弦交流电压提供给交流负载；所述旁路单元用于在所述直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，将所述升压电路旁路；升压电路包括第一电感、第二二极管、第一开关器件，所述第一电感的第一端与直流电源的正极相连，第一电感的第二端与第二二极管的阳极和第一开关器件的第一端相连，第一开关器件的第二端接直流电源的负极，第二二极管的阴极接所述旁路单元的第二端；逆变电路包括第四开关器件、第五开关器件、第六开关器件和第七开关器件，第四开关器件和第五开关器件串联连接形成第一支路，第六开关器件和第七开关器件串联连接形成第二支路，第一支路和第二支路分别并联在降压电路的输出端，第四开关器件和第五开关器件的连接点引出接交流负载的第一端，第六开关器件和第七开关器件的连接点引出接交流负载的第二端；第一储能滤波单元包括第一电容，第一电容的第一端接第二二极管的阴极，第一电容的第二端接直流电源的负极；所述降压电路包括第一buck电路和第二buck电路，第一buck电路包括第二开关器件、第三二极管、第二电感，第二buck电路包括第三开关器件、第三电感，第二开关器件的第一端与第一电容的第一端相连，第二开关器件的第二端与第三二极管的阴极和第二电感的第一端相连，第二电感的第二端与第四开关器件的第一端和第六开关器件的第一端相连，第三开关器件的第一端与第一电容的第二端相连，第三开关器件的第二端与第三二极管的阳极和第三电感的第一端相连，第三电感的第二端与第五开关器件的第二端和第七开关器件的第二端相连；优选地，上述电压变换器中的第二开关器件和第三开关器件、第二电感和第三电感分别选用为同一型号的电子元器件。所述电压变换器的运行方法的要点在于，在所述直流电压小于电网电压峰值的情况下，判断直流电压与电网电压瞬时值的绝对值之间的大小，若直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值，第一开关器件关断，第二开关器件和第三开关器件被同步的高频信号触发动作；若直流电压小于电网电压瞬时值的绝对值，第一开关器件被高频信号触发动作，第二开关器件和第三开关器件导通；在所述直流电压不小于电网电压峰值的情况下，第一开关器件关断，第二开关器件和第三开关器件被同步的高频信号触发动作。
进一步地，在交流电压的正半周，第四开关器件和第七开关器件导通，第五开关器件和第六开关器件关断；在交流电压的负半周，第四开关器件和第七开关器件关断，第五开关器件和第六开关器件导通。
进一步地，上述电压变换器还包括连接在降压电路和逆变电路之间的第二储能滤波单元，用于滤除所述降压电路输出的正弦波交流电压的绝对值电压中的高频分量并生成第二中间电压输出给所述逆变电路。
根据上述电压变换器的运行方法，在直流电源输出的直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，升压电路不工作；在直流电压小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，升压电路才工作，电压变换器电路简单，且直流电压工作范围宽、电压利用率高。并且在直流电源输出的直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的情况下，升压电路不工作，因此转换效率得到提高。
并且，降压电路采用对称的电路结构，抑制了通过直流电源对地寄生电容流过的漏电流，提高了电压变换器的工作可靠性，提高了电压变换器抗电磁干扰的性能。
此外，降压电路的对称部分选用电气性能和参数完全相同的电子元器件，从而进一步抑制了通过直流电源对地寄生电容流过的漏电流、提高了电压变换器的工作可靠性、提高了电压变换器抗电磁干扰的性能。
此外，交流电压的每个工作周期中，第二开关器件和第三开关器件的触发信号相同，可以分别承受一半的电压，因此第二开关器件和第三开关器件可以选用管压降较低的开关管，提高了转换效率，降低了成本；同时，第四开关器件至第七开关器件处于工频工作状态，因此可以选用导通压降较低的慢速开关管，从而进一步提高了转换效率，降低了成本。
本发明实施例还提供了一种电压变换器的运行方法，所述电压变换器用于将直流电源输出的直流电压转换成交流电压提供给交流负载，包括升压电路、第一储能滤波单元、降压电路、逆变电路和旁路单元；所述升压电路的输入端并联连接在直流电源的两端，所述第一储能滤波单元、降压电路和逆变电路顺序并联连接在所述升压电路的输出端和交流负载之间，所述旁路单元的第一端与直流电源的正极相连，其第二端接升压电路的输出端；所述升压电路用于将直流电源输出的直流电压转换为较高的直流电压并输出；所述第一储能滤波单元用于滤除所述升压电路输出的较高的直流电压中的高频分量并生成第一中间电压输出；所述降压电路将所述第一中间电压转换为正弦波交流电压的绝对值电压；逆变电路将所述降压电路输出的正弦波交流电压的绝对值电压进行工频换向生成正弦交流电压提供给交流负载；所述旁路单元用于在所述直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，将所述升压电路旁路；升压电路包括第一电感、第二二极管、第一开关器件，所述第一电感的第一端与直流电源的正极相连，第一电感的第二端与第二二极管的阳极和第一开关器件的第一端相连，第一开关器件的第二端接直流电源的负极，第二二极管的阴极接所述旁路单元的第二端；逆变电路包括第四开关器件、第五开关器件、第六开关器件和第七开关器件，第四开关器件和第五开关器件串联连接形成第一支路，第六开关器件和第七开关器件串联连接形成第二支路，第一支路和第二支路分别并联在降压电路的输出端，第四开关器件和第五开关器件的连接点引出接交流负载的第一端，第六开关器件和第七开关器件的连接点引出接交流负载的第二端；第一储能滤波单元包括相互串联连接的第一电容和第二电容，第一电容的第一端接第二二极管的阴极，第一电容的第二端和第二电容的第一端相连且连接点用于产生所述第一中间电压的中点电位，第二电容的第二端接直流电源的负极；所述降压电路包括相互串联连接的第一buck电路和第二buck电路，第一buck电路包括第二开关器件、第三二极管、第二电感，第二buck电路包括第三开关器件、第四二极管、第三电感，第二开关器件的第一端与第一电容的第一端相连，第二开关器件的第二端与第三二极管的阴极和第二电感的第一端相连，第三二极管的阳极与第四二极管的阴极相连且连接点接所述第一中间电压的中点电位，第三开关器件的第一端接第二电容的第二端，第三开关器件的第二端接与第四二极管的阳极和第三电感的第一端相连，第二电感的第二端与第四开关器件的第一端和第六开关器件的第一端相连，第三电感的第二端与第五开关器件的第二端和第七开关器件的第二端相连；优选地，上述电压变换器中的第一电容和第二电容、第二开关器件和第三开关器件、第三二极管和第四二极管、第二电感和第三电感分别选用为同一型号的电子元器件。所述电压变换器的运行方法的要点在于，在所述直流电压小于电网电压峰值的情况下，判断直流电压与电网电压瞬时值的绝对值之间的大小，若直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值，第一开关器件关断，第二开关器件和第三开关器件被同步的高频信号触发动作；若直流电压小于电网电压瞬时值的绝对值，第一开关器件被高频信号触发动作，第二开关器件和第三开关器件导通；在所述直流电压不小于电网电压峰值的情况下，第一开关器件关断，第二开关器件和第三开关器件被同步的高频信号触发动作。
进一步地，在交流电压的正半周，第四开关器件和第七开关器件导通，第五开关器件和第六开关器件关断；在交流电压的负半周，第四开关器件和第七开关器件关断，第五开关器件和第六开关器件导通。
进一步地，上述电压变换器还包括连接在降压电路和逆变电路之间的第二储能滤波单元，用于滤除所述降压电路输出的正弦波交流电压的绝对值电压中的高频分量并生成第二中间电压输出给所述逆变电路。
根据上述电压变换器的运行方法，在直流电源输出的直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，升压电路不工作；在直流电压小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，升压电路才工作，电压变换器电路简单，且直流电压工作范围宽、电压利用率高。并且在直流电源输出的直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的情况下，升压电路不工作，因此转换效率得到提高。
并且，第一储能滤波单元和降压电路采用对称的电路结构，抑制了通过直流电源对地寄生电容流过的漏电流，提高了电压变换器的工作可靠性，提高了电压变换器抗电磁干扰的性能。
此外，第一储能滤波单元和降压电路各自的对称部分选用电气性能和参数完全相同的电子元器件，从而进一步抑制了通过直流电源对地寄生电容流过的漏电流、提高了电压变换器的工作可靠性、提高了电压变换器抗电磁干扰的性能。
此外，交流电压的每个工作周期中，第二开关器件和第三开关器件的触发信号相同，且第三二极管和第四二极管串联连接在电压变换器的正直流母线和负直流母线之间，因此第二开关器件和第三开关器件可以选用管压降较低的开关管，第三二极管和第四二极管可以选用管压降较低的二极管，提高了转换效率，降低了成本；同时，第四开关器件至第七开关器件处于工频工作状态，因此可以选用导通压降较低的慢速开关管，从而进一步提高了转换效率，降低了成本。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明中记载的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例的原理框图；
图2为本发明实施例一的电路图；
图3为图2所示电路在低压阶段、Udc不小于|Uac(t)|、交流电压正半周、第二开关器件开通时的电流流向示意图；
图4为图2所示电路在低压阶段、Udc不小于|Uac(t)|、交流电压正半周、第二开关器件关断时的电流流向示意图；
图5为图2所示电路在低压阶段、Udc不小于|Uac(t)|、交流电压负半周、第二开关器件开通时的电流流向示意图；
图6为图2所示电路在低压阶段、Udc不小于|Uac(t)|、交流电压负半周、第二开关器件关断时的电流流向示意图；
图7为图2所示电路在低压阶段、Udc小于|Uac(t)|、交流电压正半周、第一开关器件开通时的电流流向示意图；
图8为图2所示电路在低压阶段、Udc小于|Uac(t)|、交流电压正半周、第一开关器件关断时的电流流向示意图；
图9为图2所示电路在低压阶段、Udc小于|Uac(t)|、交流电压负半周、第一开关器件关断时的电流流向示意图；
图10为图2所示电路在低压阶段各开关器件的驱动信号波形和第一、第二中间电压波形图；
图11为图2所示电路在高压阶段各开关器件的驱动信号波形和第一、第二中间电压波形图；
图12为本发明实施例二的电路图；
图13为图12所示电路在低压阶段、Udc不小于|Uac(t)|、交流电压正半周、第二开关器件和第三开关器件开通时的电流流向示意图；
图14为图12所示电路在低压阶段、Udc不小于|Uac(t)|、交流电压正半周、第二开关器件和第三开关器件关断时的电流流向示意图；
图15为图12所示电路在低压阶段、Udc不小于|Uac(t)|、交流电压负半周、第二开关器件和第三开关器件开通时的电流流向示意图；
图16为图12所示电路在低压阶段、Udc不小于|Uac(t)|、交流电压负半周、第二开关器件和第三开关器件关断时的电流流向示意图；
图17为图12所示电路在低压阶段、Udc小于|Uac(t)|、交流电压正半周、第一开关器件开通时的电流流向示意图；
图18为图12所示电路在低压阶段、Udc小于|Uac(t)|、交流电压正半周、第一开关器件关断时的电流流向示意图；
图19为图12所示电路在低压阶段、Udc小于|Uac(t)|、交流电压负半周、第一开关器件关断时的电流流向示意图；
图20为图12所示电路在低压阶段各开关器件的驱动信号波形和第一、第二中间电压波形图；
图21为图12所示电路在高压阶段各开关器件的驱动信号波形和第一、第二中间电压波形图；
图22为本发明实施例三的电路图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本发明实施例的方案，下面结合附图和实施方式对本发明实施例作进一步的详细说明。
本发明实施例的目的在于提供相对于现有技术，转换效率高、成本低的电压变换器及其运行方法。
参照图1，为本发明实施例公开的电压变换器的原理框图。所述电压变换器用于将直流电源1输出的直流电压转换成交流电压提供给交流负载8，该电压变换器包括顺序连接在直流电源1和交流负载8之间的升压电路2、第一储能滤波单元3、降压电路4、逆变电路6，以及与升压电路2相连的旁路单元7，所述旁路单元的第一端与直流电源的正极相连，其第二端接升压电路的输出端；
升压电路2用于将直流电源1输出的直流电压转换为较高的直流电压并输出；
第一储能滤波单元3用于滤除所述升压电路2输出的较高的直流电压中的高频分量并生成第一中间电压Ud1输出；
所述降压电路4将所述第一中间电压Ud1转换为正弦波交流电压的绝对值电压；
逆变电路6将所述降压电路4输出的正弦波交流电压的绝对值电压进行工频换向生成正弦交流电压提供给交流负载8；
对应于一个完整的工作周期，上述正弦交流电压由正弦波的一个正半波和一个负半波组成；正弦波交流电压的绝对值电压由两个正半波组成。
旁路单元7用于在直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，将升压电路2旁路。
进一步地，旁路单元7为第一二极管D1，第一二极管D1的阳极接直流电源1的正极，第一二极管D1的阴极接第二二极管D2的阴极。利用二极管自身的阻断特性实现旁路单元的旁路功能，电路简单。
进一步地，该电压变换器还包括第二储能滤波单元5，连接在降压电路4和逆变电路6之间，用于滤除所述降压电路4输出的正弦波交流电压的绝对值电压中的高频分量并生成第二中间电压Ud2输出给逆变电路6。
需要说明的是，本发明实施例中直流电源1可以是太阳能电池板或由多个太阳能电池板串联或并联连接组成的光伏串、带有整流电路的风轮机、蓄电池或燃料电池等直流源，直流电源1具有对地寄生电容；
交流负载8既可以是工作频率为50Hz或60Hz的交流耗能负载，也可以是额定频率为50Hz或60Hz的交流电网。即，本发明实施例中的电压变换器既可以工作于并网运行模式，也可以工作于独立运行模式。当工作于并网运行模式时，电压变换器与交流电网之间可连接设置于用户的负载(未在图中画出)，电压变换器控制电压变换器与交流电网对负载提供交流电的协同运转。
根据上述电压变换器，在直流电源1输出的直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的情况下，升压电路2不工作；在直流电压小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，升压电路2才工作，直流电压工作范围宽、电压利用率高。并且在直流电源1输出的直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的情况下，升压电路2不工作，因此转换效率得到提高。
如图2所示，是本发明实施例一的电压变换器的电路图。
在该实施例中，升压电路2包括第一电感L1、第二二极管D2、第一开关器件S1，第一电感L1的第一端与直流电源1的正极相连，第一电感L1的第二端与第二二极管D2的阳极和第一开关器件S1的第一端相连，第一开关器件S1的第二端接直流电源1的负极；
旁路单元7的第一端与直流电源1的正极相连，旁路单元7的第二端接第二二极管D2的阴极；
逆变电路6包括第四开关器件S4、第五开关器件S5、第六开关器件S6和第七开关器件S7，第四开关器件S4和第五开关器件S5串联连接形成第一支路，第六开关器件S6和第七开关器件S7串联连接形成第二支路，第一支路和第二支路分别并联在降压电路4的两端，第四开关器件S4和第五开关器件S5的连接点引出接交流负载8的第一端，第六开关器件S6和第七开关器件S7的连接点引出接交流负载8的第二端。
进一步地，第一储能滤波单元3为第一电容C1，第一电容C1的第一端接第二二极管D2的阴极，第一电容C1的第二端接直流电源1的负极。第一电容C1升压电路2输出端的直流电压进行滤波输出第一中间电压Ud1；
第一电容C1可以选取容值较小的电容，一般不超过数十uF，例如选用薄膜电容，其寿命长，增加了逆变器的可靠性和寿命。
降压电路4为第一buck电路，第一buck电路包括第二开关器件S2、第三二极管D3、第二电感L2，第二开关器件S2的第一端与第一电容C1的第一端相连，第二开关器件S2的第二端与第三二极管D3的阴极和第二电感L2的第一端相连，第三二极管D3的阳极接第一电容C1的第二端，第二电感L2的第二端与第四开关器件的第一端和第六开关器件的第一端相连。
进一步地，旁路单元7为第一二极管D1，第一二极管D1的阳极接直流电源1的正极，第一二极管D1的阴极接第二二极管D2的阴极。利用二极管自身的阻断特性实现旁路单元的旁路功能，电路简单。
进一步地，该电压变换器还包括第二储能滤波单元5，连接在降压电路4和逆变电路6之间，在本实施例中，第二储能滤波单元5为第三电容C3，用于滤除逆变电路6的输入端电压中的高频分量，输出第二中间电压Ud2；
第三电容C3的第一端与第四开关器件的第一端和第六开关器件的第一端相连，第三电容C3的第二端与第五开关器件的第二端和第七开关器件的第二端相连。
第三电容C3可以选取容值较小的电容，一般不超过数十uF，例如薄膜电容，其寿命长，增加了逆变器的可靠性和寿命。
同时，由于第三电容C3的存在，第一电容C1在升压电路2不被旁路时，与升压电路2中的第一电感L1共同滤波，因此第一电容C1的容值可以选取得更小。
需要说明的是，本发明实施例中，旁路单元7选用二极管来实现，实际中，还可选用其他具备阻断功能的电子元器件来实现在直流电源1的直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的期间将升压电路2旁路的功能，比如继电器、接触器或开关管等。
还需要说明的是，上述第四开关器件S4至第七开关器件S7选用同一型号的开关器件，优选IGBT；当选用IGBT时，开关器件的第一端指IGBT的集电极，开关器件的第二端指IGBT的发射极；
第一开关器件S1和第二开关器件S2优选MOSFET；当选用MOSFET时，开关器件的第一端指MOSFET的漏极，开关器件的第二端指MOSFET的源极。
根据上述电压变换器，在直流电源1输出的直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的情况下，升压电路2不工作；在直流电压小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，升压电路2才工作，电压变换器电路简单，且直流电压工作范围宽、电压利用率高。并且在直流电源1输出的直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的情况下，升压电路2不工作，因此转换效率得到提高。
以下结合图3至图11详细描述本发明实施例一所述的电压变换器(具体电路如图2所示)的运行方法。
图3至图9给出了本发明实施例一的电压变换器在一个工作周期内的电流流向示意图，本发明实施例中所指的一个工作周期由电压变换器输出的交流电压的正半周和负半周组成。
图10、图11分别给出了本发明实施例一在低压阶段、高压阶段电压变换器中各开关器件的驱动信号波形。
为了描述方便，定义Udc为直流电源1输出的直流电压，|Uac(t)|为电网电压瞬时值的绝对值，Uac(max)为电网电压峰值，定义Udc不小于Uac(max)的期间为高压阶段，定义Udc小于Uac(max)的期间为低压阶段。
下面结合图3至图10先阐述本发明实施例一的电压变换器在低压阶段的运行方法，为了描述方便，分交流电压的正半周和负半周展开论述。
1、交流电压的正半周
逆变电路6中的第四开关器件S4和第七开关器件S7导通，第五开关器件S5和第六开关器件S6关断。
(1)当Udc不小于|Uac(t)|时
升压电路2不工作，第一开关器件S1关断；降压电路4中的第二开关器件S2由高频信号触发动作。
a、当第二开关器件S2导通时，本发明实施例一的电压变换器的电流流向如图3所示，直流电源1输出的电流直接经旁路单元的第一二极管D1、降压电路4中的第二开关器件S2、第二电感L2和逆变电路6到交流负载8，电流路径为直流电源1正极-D1-S2-L2-S4-交流负载8-S7-直流电源1负极。
b、当第二开关器件S2关断时，本发明实施例一的电压变换器的电流流向如图4所示，直流电源1输出的电流通过降压电路4中的第三二极管D3续流，电流路径为L2-S4-交流负载8-S7-D3-L2，可以看出，交流续流回路与直流侧完全断开。
(2)当Udc小于|Uac(t)|时
在此期间，降压电路4中的第二开关器件S2开通；升压电路2工作，第一开关器件S1由高频信号触发。
a、当第一开关器件S1导通时，本发明实施例一的电压变换器的电流流向如图7所示，直流电源1输出的直流电压Udc经升压电路2进行升压。电流路径为：直流电源1正极-L1-S1-直流电源1负极。
b、当第一开关器件S1关断时，本发明实施例一的电压变换器的电流流向如图8所示，电流路径为直流电源1正极-L1-D2-S2-L2-S4-交流负载8-S7-直流电源1负极。
2、交流电压的负半周
逆变电路6中的第四开关器件S4和第七开关器件S7关断，第五开关器件S5和第六开关器件S6导通。
(1)当Udc不小于|Uac(t)|时
升压电路2不工作，第一开关器件S1关断；降压电路4中的第二开关器件S2由高频信号触发。
a、当第二开关器件S2导通时，本发明实施例一的电压变换器的电流流向如图5所示，电流直接经旁路单元的第一二极管D1、降压电路4中的第二开关器件S2、第二电感L2和逆变电路6到交流负载8，电流路径为直流电源1正极-D1-S2-L2-S6-交流负载8-S5-直流电源1负极。
b、当第二开关器件S2关断时，本发明实施例一的电压变换器的电流流向如图6所示，电流通过降压电路4中的第三二极管D3和第二电感L2续流，电流路径为L2-S6-交流负载8-S5-I3-L2，可以看出，交流续流回路与直流侧完全断开。
(2)当Udc小于|Uac(t)|时
在此期间，降压电路4中的第二开关器件S2开通；升压电路2工作，第一开关器件S1由高频信号触发。
a、当第一开关器件S1导通时，本发明实施例一的电压变换器的电流流向如图7所示，直流电源1输出的直流电压Udc经升压电路2进行升压。电流路径为：直流电源1正极-L1-S1-直流电源1负极。
b、当第一开关器件S1关断时，本发明实施例一的电压变换器的电流流向如图9所示，电流路径为直流电源1正极-L1-D2-S2-L2-S6-交流负载8-S5-直流电源1负极。
需要说明的是，本发明实施例所述的高频脉冲信号为KHz范围内的脉冲信号或脉冲宽度调制信号，工频脉冲信号的频率为50Hz或60Hz。
以上对图2所示的本发明实施例一的电压变换器在低压阶段的工作过程进行了描述。
从图10中可以看出，第一中间电压Ud1是部分为凸状的波形，其中凸状波形部分对应的是Udc小于|Uac(t)|期间，即升压电路2工作的期间；第二中间电压Ud2是经过滤波后的正弦波交流电压的绝对值电压，该滤波后的正弦波交流电压的绝对值电压经逆变电路6工频换向后生成标准的正弦波交流电压提供给交流负载8。
下面结合图11对本发明实施例一的电压变换器在高压阶段的运行方法进行阐述，在高压阶段，升压电路2不工作，第一开关器件S1一直关断；降压电路4中的第二开关器件S2由高频信号触发。同样，在交流电压的正半周，逆变电路6中的第四开关器件S4和第七开关器件S7导通，第五开关器件S5和第六开关器件S6关断；在交流电压的负半周，逆变电路6中的第四开关器件S4和第七开关器件S7关断，第五开关器件S5和第六开关器件S6导通。因为定义高压阶段为直流电压Udc不小于电网电压峰值Uac(max)的情况，因此不存在Udc小于|Uac(t)|的情况，本发明实施例一的电压变换器在高压阶段的电流流向图如图3至图6所示，详细的工作过程和上文低压阶段Udc不小于|Uac(t)|的工作过程相同。
从图11可以看出，由于升压电路2在高压阶段不工作，第一二极管D1的管压降很小，可以忽略不计，因此第一中间电压Ud1的大小等于直流电源1的直流电压Udc；第二中间电压Ud2是滤波后的正弦波交流电压的绝对值电压，该滤波后的正弦波交流电压的绝对值电压经逆变电路6工频换向后生成标准的正弦波交流电压提供给交流负载8。
根据上述电压变换器的运行方法，在直流电源1输出的直流电压Udc不小于电网电压瞬时值的绝对值|Uac(t)|的期间，升压电路2不工作；在直流电压Udc小于电网电压瞬时值的绝对值|Uac(t)|的期间，升压电路2才工作，电压变换器电路简单，且直流电压工作范围宽、电压利用率高。并且在直流电源1输出的直流电压Udc不小于电网电压瞬时值的绝对值|Uac(t)|的情况下，升压电路2不工作，因此转换效率也得到提高。
并且，交流电压的每个工作周期中，同时只有一个开关器件(S1或S2)处于高频工作状态，***开关损耗降低，同时，第四开关器件S4至第七开关器件S7处于工频工作状态，因此可以选用导通压降较低的慢速开关管，从而进一步提高电压变换器的转换效率，同时降低成本。
本发明实施例二的电路图如图12所示。
从图12可以看出，相对于本发明实施例一(具体电路见图2)，本发明实施例二的电压变换器的区别在于，第一储能滤波单元3还包括与第一电容C1串联连接的第二电容C2，第一电容C1经第二电容C2接直流电源1的负极，第一电容C1的第二端和第二电容C2的第一端相连且连接点用于产生第一中间电压Ud1的中点电位，第二电容C2的第二端接直流电源1的负极；所述降压电路4还包括第二buck电路，第二buck电路包括第三开关器件S3、第四二极管D4、第三电感L3，第二开关器件S2的第一端与第一电容C1的第一端相连，第二开关器件S2的第二端与第三二极管D3的阴极和第二电感L2的第一端相连，第三二极管D3的阳极与第四二极管D4的阴极相连且连接点接所述第一中间电压Ud1的中点电位，第三开关器件S3的第一端接第二电容C2的第二端，第三开关器件S3的第二端接与第四二极管D4的阳极和第三电感L3的第一端相连，第二电感L2的第二端与第四开关器件的第一端和第六开关器件的第一端相连，第三电感L3的第二端与第五开关器件的第二端和第七开关器件的第二端相连。
进一步地，第一电容C1和第二电容C2、第二开关器件S2和第三开关器件S3、第三二极管D3和第四二极管D4、第二电感L2和第三电感L3分别为同一型号的电子元器件。
和本发明实施例一同理，由于第三电容C3的存在，第一电容C1和第二电容C2可以选取容值较小的电容，一般不超过数十uF，例如薄膜电容。
需要说明的是，实际应用中由于第一电容C1和第二电容C2共同参与滤波，第一电容C1取值可比本发明实施例一中的取值小。
第二开关器件S2和第三开关器件S3优选MOSFET；当选用MOSFET时，开关器件的第一端指MOSFET的漏极，开关器件的第二端指MOSFET的源极。
本发明实施例二电压变换器电路的其他部分和要求同实施例一，此处不再赘述。
以下结合图13至图21详细描述图12所示电压变换器的运行方法。
为描述方便，定义UAO为图中A点与O点的电压，UBO为图中B点与O点的电压，UCM为共模电压，iCM为共模漏电流，CCM为直流电源1对地寄生电容的容值，即共模电容容值。
图13至图19给出了其在各种工作状态下的电流流向示意图，图20、图21分别给出了本发明实施例二的电压变换器在低压阶段、高压阶段各开关器件的驱动信号波形。
下面先结合图13至图20阐述本发明实施例二的电压变换器在低压阶段的运行方法，为了描述方便，分交流电压的正半周和负半周展开论述。
1、交流电压的正半周
逆变电路6中的第四开关器件S4和第七开关器件S7导通，第五开关器件S5和第六开关器件S6关断。
(1)当Udc不小于|Uac(t)|时
升压电路2不工作，第一开关器件S1关断；降压电路4中的第二开关器件S2和第三开关器件S3由高频信号同步触发。
a、当第二开关器件S2和第三开关器件S3导通时，本发明实施例二的电压变换器的电流流向如图13所示，直流电源1输出的电流直接经旁路单元的第一二极管D1、降压电路4和逆变电路6到交流负载8，电流路径为直流电源1正极-D1-S2-L2-S4-交流负载8-S7-L3-S3-直流电源1负极。
此时，UAO＝Udc，UBO＝0，逆变器的共模电压为：
UCM(UAO+UBO)/2＝Udc/2 (1)
b、当第二开关器件S2和第三开关器件S3关断时，本发明实施例二的电压变换器的电流流向如图14所示，电流通过降压电路4中的第三二极管D3、第四二极管D4、第二电感L2、第三电感L 3续流，电流路径为L2-S4-交流负载8-S7-L 3-D4-D3-L2，可以看出，交流续流回路与直流侧完全断开。
此时，UAO＝UBO＝Udc/2，逆变器的共模电压为：
UCM(UAO+UBO)/2＝Udc/2 (2)
(2)当Udc小于|Uac(t)|时
在此期间，降压电路4中的第二开关器件S2和第三开关器件S3开通；升压电路2工作，第一开关器件S1由高频信号触发。
a、当第一开关器件S1导通时，本发明实施例二的电压变换器的电流流向如图17所示，直流电源1输出的直流电压Udc经升压电路2进行升压。电流路径为：直流电源1正极-L1-S1-直流电源1负极。
此时，UAO＝Ud1，UBO＝0，逆变器的共模电压为：
UCM(UAO+UBO)/2＝Ud1/2 (3)
b、当第一开关器件S1关断时，本发明实施例一的电压变换器的电流流向如图18所示，电流路径为直流电源1正极-L1-D2-S2-L2-S4-交流负载8-S7-L3-S3-直流电源1负极。
此时，UAO＝UBO＝Ud1/2，逆变器的共模电压为：
UCM(UAO+UBO)/2＝Ud1/2 (4)
2、交流电压的负半周
逆变电路6中的第四开关器件S4和第七开关器件S7关断，第五开关器件S5和第六开关器件S6导通。
(1)当Udc不小于|Uac(t)|时
升压电路2不工作，第一开关器件S1关断；降压电路4中的第二开关器件S2和第三开关器件S3由高频信号触发。
a、当第二开关器件S2和第三开关器件S3导通时，本发明实施例二的电压变换器的电流流向如图15所示，电流直接经旁路单元的第一二极管D1、降压电路4和逆变电路6到交流负载8，电流路径为直流电源1正极-D1-S2-L2-S6-交流负载8-S5-L3-S3-直流电源1负极。
此时，UAO＝Udc，UBO＝0，逆变器的共模电压为：
UCM(UAO+UBO)/2＝Udc/2 (5)
b、当第二开关器件S2和第三开关器件S3关断时，本发明实施例二的电压变换器的电流流向如图16所示，电流通过降压电路4中的第三二极管D3、第四二极管D4、第二电感L2、第三电感L3续流，电流路径为L2-S6-交流负载8-S5-L3-D4-D3-L2，可以看出，交流续流回路与直流侧完全断开。
此时，UAO＝UBO＝Udc/2，逆变器的共模电压为：
UCM(UAO+UBO)/2＝Udc/2 (6)
(2)当Udc小于|Uac(t)|时
在此期间，降压电路4中的第二开关器件S2和第三开关器件S3开通；升压电路2工作，第一开关器件S1由高频信号触发。
a、当第一开关器件S1导通时，本发明实施例二的电压变换器的电流流向如图17所示，直流电源1输出的直流电压Udc经升压电路2进行升压。电流路径为：直流电源1正极-L1-S1-直流电源1负极。
此时，UAO＝Ud1，UBO＝0，逆变器的共模电压为：
UCM(UAO+UBO)/2＝Ud1/2 (7)
b、当第一开关器件S1关断时，本发明实施例二的电压变换器的电流流向如图19所示，电流路径为直流电源1正极-L1-D2-S2-L2-S6-交流负载8-S5-L 3-S 3-直流电源1负极。
此时，UAO＝UBO＝Ud1/2，逆变器的共模电压为：
UCM(UAO+UBO)/2＝Ud1/2 (8)
由上述对电压变换器运行方法的分析可以看出，由于Ud1与Udc近似相等，因此，共模电压UCM在交流电压的整个周期中几乎恒定不变，由共模电压UCM与共模漏电流iCM之间的关系(iCM＝CCMdVCM/dt)可知，共模漏电流iCM近似为零。
以上对图12所示的本发明实施例二的电压变换器在低压阶段的运行方法进行了描述。
从图20可以看出，第一中间电压Ud1是部分为凸状的波形，其中凸状部分对应的是Udc小于|Uac(t)|期间，即升压电路工作的期间；第二中间电压Ud2是滤波后的正弦波交流电压的绝对值电压，该滤波后的正弦波交流电压的绝对值电压经逆变电路6工频换向后生成标准的正弦波交流电压提供给交流负载8。
下面结合图21对本发明实施例二的电压变换器在高压阶段的工作原理进行阐述，在高压阶段，升压电路2不工作，第一开关器件S1一直关断；降压电路4中的第二开关器件S2和第三开关器件S3由高频信号触发。同样，在交流电压的正半周，逆变电路6中的第四开关器件S4和第七开关器件S7导通，第五开关器件S5和第六开关器件S6关断；在交流电压的负半周，逆变电路6中的第四开关器件S4和第七开关器件S7关断，第五开关器件S5和第六开关器件S6导通。因为定义高压阶段为直流电压Udc不小于电网电压峰值Uac(max)的情况，因此不存在Udc小于|Uac(t)|的情况，本发明实施例二的电压变换器在高压阶段的电流流向图如图13至图16所示。
从图21可以看出，第一中间电压Ud1的大小等于直流电压Udc，第二中间电压Ud2是滤波后的正弦波交流电压的绝对值电压，该滤波后的正弦波交流电压的绝对值电压经逆变电路6工频换向后生成标准的正弦波交流电压提供给交流负载8。
需要说明的是，上述高频脉冲信号为KHz范围内的脉冲信号或脉冲宽度调制信号，工频脉冲信号的频率为50Hz或60Hz。
从上述本发明实施例二的电压变换器及其运行方法可以得知，在Udc不小于|Uac(t)|的期间，升压电路2不工作；在Udc小于|Uac(t)|的期间，升压电路2才工作，电压变换器电路简单，且直流电压工作范围宽、电压利用率高。并且在Udc不小于|Uac(t)|的期间，升压电路2不工作，因此转换效率得到提高。
并且，从上述本发明实施例二的电压变换器及其运行方法，可以得知，升压电路不工作时，交流续流回路与直流侧完全断开，从而有效抑制了共模漏电流；而在升压电路工作时，尽管交流续流回路包括直流侧，但经升压电路2中的第一电感L1和第一储能滤波单元3的共同作用下，能较好的滤除直流电压中的高频分量，从而抑制了高频漏电流。
并且，第一储能滤波单元3和降压电路4采用对称的电路结构，抑制了通过直流电源1对地寄生电容流过的漏电流，提高了电压变换器的工作可靠性，提高了电压变换器抗电磁干扰的性能。
此外，第一储能滤波单元3、降压电路4的对应部分选用电气性能和参数完全相同的电子元器件且同步动作，从而进一步抑制了通过直流电源1对地寄生电容流过的漏电流、提高了电压变换器的工作可靠性和电压变换器抗电磁干扰的性能。
此外，交流电压的每个工作周期中，第二开关器件S2和第三开关器件S3的触发信号相同，且第三二极管D3和第四二极管D4串联连接在电压变换器的正直流母线和负直流母线之间，因此第二开关器件S2和第三开关器件S3可以选用管压降较低的开关管，第三二极管D3和第四二极管D4可以选用管压降较低的二极管，提高了转换效率，降低了成本；同时，第四开关器件S4至第七开关器件S7处于工频工作状态，因此可以选用导通压降较低的慢速开关管，从而进一步提高了转换效率，降低了成本。
本发明实施例三的电路图如图22所示。
与本发明实施例二(具体电路如图12所示)相比，实施例三的电路区别在于第一储能滤波单元3为第一电容，不是采用对称结构；降压电路4中第一buck电路和第二buck电路共用一个二极管，即第三二极管D3；因此在实施例三中，第三二极管D3所需要承受的压降比实施例二的要大一些。
实施例三的电压变换器的运行方法和实施例二的运行方法相同，此处不再赘述。
综上所述，相对于现有技术，本发明实施例提供的电压变换器直流电压工作范围更宽、转换效率更高、成本低、且能有效抑制漏电流。
以上对本发明实施例进行了详细介绍，本文中应用了具体实施方式对本发明进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的设备和方法；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
Claims (13)
1.一种电压变换器，用于将直流电源输出的直流电压转换成交流电压提供给交流负载，其特征在于，该电压变换器包括升压电路、第一储能滤波单元、降压电路、逆变电路和旁路单元；
所述升压电路的输入端并联连接在直流电源的两端，所述第一储能滤波单元、降压电路和逆变电路顺序并联连接在所述升压电路的输出端和交流负载之间，所述旁路单元的第一端与直流电源的正极相连，其第二端接升压电路的输出端；
所述升压电路用于将直流电源输出的直流电压转换为较高的直流电压并输出；
所述第一储能滤波单元用于滤除所述升压电路输出的较高的直流电压中的高频分量并生成第一中间电压输出；
所述降压电路将所述第一中间电压转换为正弦波交流电压的绝对值电压；
逆变电路将所述降压电路输出的正弦波交流电压的绝对值电压进行工频换向生成正弦交流电压提供给交流负载；
所述旁路单元用于在所述直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值的期间，将所述升压电路旁路。
2.根据权利要求1所述的电压变换器，其特征在于，
所述升压电路包括第一电感、第二二极管、第一开关器件，所述第一电感的第一端与直流电源的正极相连，第一电感的第二端与第二二极管的阳极和第一开关器件的第一端相连，第一开关器件的第二端接直流电源的负极，第二二极管的阴极接所述旁路单元的第二端；
所述逆变电路包括由第四开关器件和第五开关器件串联连接形成的第一支路和由第六开关器件和第七开关器件串联连接形成的第二支路，第一支路和第二支路分别并联在所述降压电路的输出端，第四开关器件和第五开关器件的连接点引出接交流负载的第一端，第六开关器件和第七开关器件的连接点引出接交流负载的第二端。
3.根据权利要求2所述的电压变换器，其特征在于，所述第一储能滤波单元包括第一电容，第一电容的第一端接第二二极管的阴极，第一电容的第二端接直流电源的负极；所述降压电路包括第一buck电路，第一buck电路包括第二开关器件、第三二极管、第二电感，第二开关器件的第一端与第一电容的第一端相连，第二开关器件的第二端与第三二极管的阴极和第二电感的第一端相连，第三二极管的阳极接第一电容的第二端，第二电感的第二端和所述逆变电路相连。
4.根据权利要求3所述的电压变换器，其特征在于，所述降压电路还包括第二buck电路，第二buck电路包括第三开关器件、第三电感，第三开关器件的第一端接第一电容的第二端，第三开关器件的第二端接与第三二极管的阳极和第三电感的第一端相连，第三电感的第二端和所述逆变电路相连。
5.根据权利要求4所述的电压变换器，其特征在于，第二开关器件和第三开关器件、第二电感和第三电感分别为同一型号的电子元器件。
6.根据权利要求4所述的电压变换器，其特征在于，所述第一储能滤波单元还包括与第一电容串联连接的第二电容，第一电容的第二端和第二电容的第一端相连且连接点用来产生所述第一中间电压的中点电位，第二电容的第二端接直流电源的负极；所述第二buck电路还包括第四二极管，第三开关器件的第一端接第二电容的第二端，第三开关器件的第二端接与第四二极管的阳极和第三电感的第一端相连，第四二极管的阴极与第三二极管的阳极相连且连接点接所述第一中间电压的中点电位。
7.根据权利要求6所述的电压变换器，其特征在于，所述第一电容和第二电容、第二开关器件和第三开关器件、第三二极管和第四二极管、第二电感和第三电感分别为同一型号的电子元器件。
8.根据权利要求1所述的电压变换器，其特征在于，所述旁路单元为第一二极管，所述第一二极管的阳极接直流电源的正极，所述第一二极管的阴极接升压电路的输出端。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的电压变换器，其特征在于，该电压变换器还包括连接在降压电路和逆变电路之间的第二储能滤波单元，用于滤除所述降压电路输出的正弦波交流电压的绝对值电压中的高频分量并生成第二中间电压输出给所述逆变电路。
10.一种基于权利要求3所述的电压变换器的运行方法，其特征在于，在所述直流电压小于电网电压峰值的情况下，判断直流电压与电网电压瞬时值的绝对值之间的大小，若直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值，第一开关器件关断，第二开关器件被高频信号触发动作；若直流电压小于电网电压瞬时值的绝对值，第一开关器件被高频信号触发动作，第二开关器件导通；在所述直流电压不小于电网电压峰值的情况下，第一开关器件关断，第二开关器件被高频信号触发动作。
11.根据权利要求10所述的电压变换器的运行方法，其特征在于，在交流电压的正半周，第四开关器件和第七开关器件导通，第五开关器件和第六开关器件关断；在交流电压的负半周，第四开关器件和第七开关器件关断，第五开关器件和第六开关器件导通。
12.一种基于权利要求5或7所述的电压变换器的运行方法，其特征在于，在所述直流电压小于电网电压峰值的情况下，判断直流电压与电网电压瞬时值的绝对值之间的大小，若直流电压不小于电网电压瞬时值的绝对值，第一开关器件关断，第二开关器件和第三开关器件被同步的高频信号触发动作；若直流电压小于电网电压瞬时值的绝对值，第一开关器件被高频信号触发动作，第二开关器件和第三开关器件导通；在所述直流电压不小于电网电压峰值的情况下，第一开关器件关断，第二开关器件和第三开关器件被同步的高频信号触发动作。
13.根据权利要求12所述的电压变换器的运行方法，其特征在于，在交流电压的正半周，第四开关器件和第七开关器件导通，第五开关器件和第六开关器件关断；在交流电压的负半周，第四开关器件和第七开关器件关断，第五开关器件和第六开关器件导通。
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