CN116667666B - 一种高增益Boost变换器及其控制方法 - Google Patents

一种高增益Boost变换器及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN116667666B
CN116667666B CN202310938718.4A CN202310938718A CN116667666B CN 116667666 B CN116667666 B CN 116667666B CN 202310938718 A CN202310938718 A CN 202310938718A CN 116667666 B CN116667666 B CN 116667666B
Authority
CN
China
Prior art keywords
diode
inductor
terminal
switching tube
electrically connected
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202310938718.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN116667666A (zh
Inventor
乐卫平
林桂浩
唐亚海
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shenzhen CSL Vacuum Science and Technology Co Ltd
Original Assignee
Shenzhen CSL Vacuum Science and Technology Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shenzhen CSL Vacuum Science and Technology Co Ltd filed Critical Shenzhen CSL Vacuum Science and Technology Co Ltd
Priority to CN202310938718.4A priority Critical patent/CN116667666B/zh
Publication of CN116667666A publication Critical patent/CN116667666A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN116667666B publication Critical patent/CN116667666B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from dc input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本申请公开了一种高增益Boost变换器及其控制方法，变换器包括电源Vg、开关管S、电阻R、二极管D1‑D8、电感L1‑L5、倍压电容C、寄生二极管DS、寄生电容CS和电阻R；本发明具有优点：（1）寄生电容CS、电感L3和L4谐振实现了开关管S的ZVS；当开关关闭时，电容C通过D4充电，当开关断开时，施加到L3和L4的电压高于传统的Boost电路，实现了高增益且降低了器件的电压应力；（2）仅用一个开关管就实现了高增输出，节省了成本且简化了结构；（3）在一个周期内有五种工作模态，扩展了应用场景；（4）电感的并联设计，使得在CCM模态时可降低输出电流纹波。

Description

一种高增益Boost变换器及其控制方法
技术领域
本发明主要涉及变换器技术领域，具体涉及一种高增益Boost变换器及其控制方法。
背景技术
现有技术中，刻蚀机在对芯片进行刻蚀的过程中，需要芯片带高压正电荷吸附电子，刻蚀完成后需要芯片上带高压负电荷排斥电子。在实现高压直流的过程中，可以借助的方式有很多种：（1）将交流电经变压器升压后再经过整流形成高压直流电；（2）将低压直流电经逆变器变成交流电，再经过变压器升压后整流形成高压直流电；（3）采用电力电子中的DC-DC变换实现升压。但现有技术的升压变换器存在如下缺点：（1）采用将直流逆变经变压器升压再整流的方式，其中的步骤较多容易产生较大的能量损耗；（2）直接将交流升压再整流，在高压的环境下器件将面临严重的应力问题；（3）变换器的输出EMI较高、电压增益较小、实现较高增益时所需的占空比较大、电路结构复杂，成本高。
因此，如何设计一种电压增益大、应力小、输出EMI小、能量损耗少、电路结构简单及成本低的增压变换器，是待解决的技术问题。
发明内容
基于此，有必要针对现有的问题，提供一种高增益Boost变换器及其控制方法。
第一方面，本申请实施例提供了一种高增益Boost变换器，包括电源Vg、开关管S、电阻R、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第四电感L4、倍压电容C、寄生二极管Ds、寄生电容Cs；
其中，电源Vg的正极端分别与第一电感L1的第一端以及第一二极管D1的正极端电连接，电源Vg的负极端分别与开关管S的第二端、寄生二极管Ds的正极端、寄生电容Cs的第二端、第四电感L4的第二端、第八二极管D8的负极端及电阻R的第二端电连接；
第二二极管D2的正极端分别与第一二极管D1的负极端及第二电感L2的第一端电连接，第二二极管D2的负极端分别与第一电感L1的第二端及第三二极管D3的正极端电连接；第一电感L1的第一端与第一二极管D1的正极端电连接；第三二极管D3的负极端与第二电感L2的第二端电连接；第一电感L1的第一端与第一二极管D1的正极端电连接；
倍压电容C的第一端分别与第四二极管D4的负极端、电阻R的第一端电连接，倍压电容C的第二端分别与第五二极管D5的负极端、第六二极管D6的正极端及第三电感L3的第一端电连接；
开关管S的第一端分别与寄生二极管DS的负极端、寄生电容CS的第一端、第三二极管D3的负极端、第四二极管D4的正极端、第五二极管D5的正极端、第二电感L2的第二端电连接，开关管S的第三端连接控制电路；
第七二极管D7的正极端分别与第六二极管D6的负极端及第四电感L4的第一端电连接，第七二极管D7的负极端分别与第三电感L3的第二端及第八二极管D8的正极端电连接；第六二极管D6的正极端与第三电感的第一端电连接；第四电感L4的第二端与第八二极管D8的负极端电连接；
其中，电阻R的第一端和第二端形成输出端。
优选地，所述开关管S为MOS管，所述开关管S的第一端为漏极，所述开关管S的第二端为源极，开关管S的第三端为栅极。
优选地，所述控制电路为PI控制电路。
第二方面，本申请实施例提供了一种高增益Boost变换器的控制方法，包括如下步骤：
生成控制信号，将所述控制信号传输至开关管S的第三端；
根据所述控制信号控制开关管S的导通和断开，使得所述变换器在一个工作周期内交替工作于多种工作模态。
优选地，所述多种工作模态为五种工作模态，所述五种工作模态分别为第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态、第四工作模态和第五工作模态。
优选地，所述第一工作模态为：开关管S断开，第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第六二极管D6和第八二极管D8导通，第一电感L1、第二电感L2、电感L3和电感L4储存能量，流经第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4的电流线性减小。
优选地，所述第二工作模态为：开关管S断开，第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6和第七二极管D7导通，寄生电容Cs、第三电感L3、和第四电感L4发生谐振。
优选地，所述第三工作模态为：开关管S断开，寄生二极管Ds、第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第六二极管D6和第八二极管D8导通，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4储存能量，流经第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4的电流线性增大。
优选地，所述第四工作模态为：开关管S导通，第一二极管D1、第三二极管D3和第七二极管D7导通，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4释放能量，流经第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4的电流线性减小。
优选地，所述第五工作模态为：开关管S断开，第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6和第八二极管D8导通，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4给寄生电容Cs充电直至寄生电容Cs的电压与倍压电容C的电压相等。
与现有技术相比，本发明的高增益Boost变换器具有以下优点：（1）寄生电容Cs、第三电感L3和第四电感L4构成谐振网络，实现了开关管S的零电压开关（ZVS）；当开关关闭时，倍压电容C通过第四二极管D4充电，当开关断开时，施加到第三电感L3和第四电感L4的电压高于传统的Boost电路，在实现了高增益的同时，降低了器件的电压应力；（2）电路中仅用一个开关管及电路元件就实现了高增输出的变换器结构，节省了成本的同时，还简化了电路结构；（3）开关管在导通和断开的模式下，能够实现五种不同的工作模态，实现了模式的多种变化，扩展了变换器的应用场景；（4）第一电感L1和第二电感L2的并联设计，使得电路在CCM模态时可以降低输出电流纹波；（5）与其他高增益变换器相比，具有电路结构简单、控制方案简单、功率器件少、效率高、成本低，开关损耗小、输出EMI低等优点。
附图说明
通过参考下面的附图，可以更为完整地理解本发明的示例性实施方式。附图用来提供对本申请实施例的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本申请实施例一起用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中，相同的参考标号通常代表相同部件或步骤。
图1为现有技术的Boost斩波电路的电路图；
图2为现有技术的基于软开关的Boost变换器的电路图；
图3为根据本申请一示例性实施例提供的一种高增益Boost变换器的电路图；
图4为根据本申请一示例性实施例提供的一种高增益Boost变换器的控制电路图；
图5为根据本申请一示例性实施例提供的一种高增益Boost变换器的一个工作周期的波形图；
图6为根据本申请一示例性实施例提供的一种高增益Boost变换器的第一工作模态电路图；
图7为根据本申请一示例性实施例提供的一种高增益Boost变换器的第二工作模态电路图；
图8为根据本申请一示例性实施例提供的一种高增益Boost变换器的第三工作模态电路图；
图9为根据本申请一示例性实施例提供的一种高增益Boost变换器的第四工作模态电路图；
图10为根据本申请一示例性实施例提供的一种高增益Boost变换器的第五工作模态电路图；
图11为根据本申请另一示例性实施例提供的一种高增益Boost变换器控制方法的流程图。
具体实施方式
下面将参照附图更详细地描述本公开的示例性实施方式。虽然附图中显示了本公开的示例性实施方式，然而应当理解，可以以各种形式实现本公开而不应被这里阐述的实施方式所限制。相反，提供这些实施方式是为了能够更透彻地理解本公开，并且能够将本公开的范围完整的传达给本领域的技术人员。
在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。
参照图1，为现有技术的Boost斩波电路，其电压增益由下述公式（1）得出：
（1）；
其中，D为开关S的占空比，其电压增益M只与开关S的占空比有关。
参照图2，现有技术的一种Boost变换器的电路图，该变换器包括两个电感、两个电容、两个二极管、两个寄生二极管、两个寄生电容、两个开关管，一个电阻负载R，该变换器的结构结合的Boost斩波电路的优点，显著的提升了变换器的转换效率，但其还是存在输出EMI较高、电压增益较小、实现较高增益时所需的占空比较大、电路结构复杂和成本高等的问题。
基于此，本申请实施例提供一种高增益Boost变换器，下面结合附图进行说明。
参照附图3，一种高增益Boost变换器，包括电源Vg、开关管S、电阻R、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第四电感L4、倍压电容C、寄生二极管Ds、寄生电容Cs；
其中，电源Vg的正极端分别与第一电感L1的第一端以及第一二极管D1的正极端电连接，电源Vg的负极端分别与开关管S的第二端、寄生二极管Ds的正极端、寄生电容Cs的第二端、第四电感L4的第二端、第八二极管D8的负极端及电阻R的第二端电连接；
第二二极管D2的正极端分别与第一二极管D1的负极端及第二电感L2的第一端电连接，第二二极管D2的负极端分别与第一电感L1的第二端及第三二极管D3的正极端电连接；第一电感L1的第一端与第一二极管D1的正极端电连接；第三二极管D3的负极端与第二电感L2的第二端电连接；第一电感L1的第一端与第一二极管D1的正极端电连接；
倍压电容C的第一端分别与第四二极管D4的负极端、电阻R的第一端电连接，倍压电容C的第二端分别与第五二极管D5的负极端、第六二极管D6的正极端及第三电感L3的第一端电连接；
开关管S的第一端分别与寄生二极管DS的负极端、寄生电容CS的第一端、第三二极管D3的负极端、第四二极管D4的正极端、第五二极管D5的正极端、第二电感L2的第二端电连接，开关管S的第三端连接控制电路；
第七二极管D7的正极端分别与第六二极管D6的负极端及第四电感L4的第一端电连接，第七二极管D7的负极端分别与第三电感L3的第二端及第八二极管D8的正极端电连接；第六二极管D6的正极端与第三电感的第一端电连接；第四电感L4的第二端与第八二极管D8的负极端电连接；
其中，电阻R的第一端和第二端形成输出端。
具体地，电源Vg为直流电源，用于向第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4储存能量并向倍压电容C提供能量，然后给开关管和负载电阻R充电。
优选地，所述开关管S为MOS管，所述开关管S的第一端为漏极，所述开关管S的第二端为源极，开关管S的第三端为栅极；寄生二极管Ds是并联在开关管S的源极和漏极上，其实普通高速二极管，它的作用是当管子的负载是感性负载时，泄放感性负载产生的反向感生电流，从而起到保护开关管S的作用。
参照图4，本实施例的变换器的控制电路采用PI控制，输出为PWM（脉冲宽度调制，是一种模拟控制方式，根据相应载荷的变化来调制晶体管基极或MOS管栅极的偏置，来实现晶体管或MOS管导通时间的改变，从而实现开关稳压电源输出的改变）信号。
具体地，本实施例的变换器，控制电路开关管S的导通和断开，使得变换器在一个工作周期内可以交替工作于五种工作模态，参照图5，示出了本发明变换器在一个工作周期内的波形图，其中，在t0-t1时间段内，变换器处于第一工作模态；在t1-t2时间段内，变换器处于第二工作模态；在t2-t3时间段内，变换器处于第三工作模态；在t3-t4时间段内，变换器处于第四工作模态；在t4-t5时间段内，变换器处于第五工作模态。
（1）在t0-t1时间段内，变换器处于第一工作模态，如图6所示，开关管S断开，第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第六二极管D6和第八二极管D8导通，它们的导通电流相同，且从t0时刻开始，流经它们的电流线性减小，此时，倍压电容C两端的电压满足如下关系：
（2）；
其中，表示输出电压，/>表示第三电感L3的电压。同时，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4分别通过第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第六二极管D6和第八二极管D8储存能量，由于第一电感L1和第二电感L2储存的能量大于第三电感L3和第四电感L4储存的能量，所以第一电感L1和第二电感L2的电流纹波小于第三电感L3和第四电感L4的纹波；此时，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4的电压通过下述公式表示：
（3）；
（4）；
其中，、/>、/>和/>分别表示第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4两端的电压。当流经第六二极管D6和第八二极管D8的电流下降为0时，第一工作模态结束。
（2）在t1-t2时间段内，变换器处于第二工作模态，如图7所示，此时，开关管S断开，第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6和第七二极管D7导通，寄生电容Cs、第三电感L3、和第四电感L4发生谐振，参照图5，谐振电流可以看作是半正弦曲线，该模式下的持续时间为谐振时间/>的一半，谐振时间/>为：
（5）；
当谐振结束时，第二工作模态结束。
（3）在t2-t3时间段内，变换器处于第三工作模态，如图8所示，此时，开关管S的寄生二极管DS、第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第六二极管D6和第八二极管D8导通，开关管S两端的电压保持为0，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4两端的电压由下述公式表示：
（6）；
（7）；
在该工作模态下，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4开始储存能量，流经它们的电流开始线性增加。
（4）在t3-t4时间段内，变换器处于第四工作模态，如图9所示，此时，开关管S的驱动信号开始不为0，驱动信号使得开关管S实现ZVS开通，此时，电路中第一二极管D1、第三二极管D3和第七二极管D7导通，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4的电压由下述公式表示：
（8）；
（9）；
在该工作模态下，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4开始释放能量，流经他们的电流持续线性减小。当驱动信号为0时，第四工作模态结束。
（5）在t3-t4时间段内，变换器处于第四工作模态，如图10所示，此时，开关管S断开，第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6和第八二极管D8导通，由于寄生电容Cs与开关管S并联，当开关管S断开时，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4开始对寄生电容Cs进行充电，当寄生电容Cs的电压与倍压电容C的电压相等时，第五工作模态结束。
其中，为开关管的驱动电压，/>为寄生电容Ds两端的电压，/>为流经寄生电容DS的电流，/>、/>、/>和/>分别为流经第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4的电流。
本实施例中，根据公式（2）和（4），可以得到倍压电容C两端的电压为：
（10）；
同时，根据伏秒平衡原理，电感两端的电压应在一个周期内满足以下条件：
（11）；
参照图5，电感的电压在第二工作模态中呈非线性变换，为了简化计算，该工作模态下可以认为是伏秒平衡，因此，公式（11）又可以表示为：
（12）；
由此，可以计算得出本实施例的高增益Boost变换器的电压增益为：
（13）；
约束条件为：
（14）；
其中，T为一个工作周期的持续时间，D为一个工作周期内开关管S的占空比，，/>，/>，/>，/>，/>，。
本实施例中，当开关管S的占空比较大或太小时，开关管S的ZVS特性可能会丢失。其中，当占空比太小时，开关电压将在第二工作模态期间谐振倍增；当占空比太大时，开关电压在第二工作模态期间不能谐振为零，所以，为了计算的准确性和方便性，本实施例中占空比仅以最大占空比为例，并将开关管S选择为软开关，当驱动信号到来时开关电压能够再次谐振为零，这样开关电压在第二工作模态内就只有一个完全谐振，在此情况下，就可以直接计算谐振周期而不用计算谐振幅度，可以保证计算的准确性和高效性。
与现有技术相比，本发明的高增益Boost变换器具有以下优点：（1）寄生电容Cs、第三电感L3和第四电感L4构成谐振网络以实现开关管S的零电压开关（ZVS）；当开关关闭时，倍压电容C通过第四二极管D4充电，当开关断开时，施加到第三电感L3和第四电感L4的电压高于传统的Boost电路，在实现了高增益的同时，降低了器件的电压应力；（2）电路中仅用一个开关管及电路元件就实现了高增输出的变换器结构，节省了成本的同时，还简化了电路结构；（3）开关管在导通和断开的模式下，能够实现五种不同的工作模态，实现了模式的多种变化，扩展了变换器的应用场景；（4）第一电感L1和第二电感L2的并联设计，使得电路在CCM模态时可以降低输出电流纹波；（5）与其他高增益变换器相比，具有电路结构简单、控制方案简单、功率器件少、效率高、成本低，开关损耗小、输出EMI低等优点。
在本申请实施例的另一些实施方式中提供一种高增益Boost变换器的控制方法，下面结合附图进行说明。
在本申请实施例的另一些实施方式中提供的方法，与本申请前述实施例提供的高增益Boost变换器出于相同的发明构思，具有相同的有益效果。
请参考图11，其示出了本申请的另一些实施方式所提供的一种控制方法的示意图。由于方法实施例基本相似于结构实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见上述结构实施例的部分说明即可。下述描述的方法实施例仅仅是示意性的。
如图11所示，一种高增益Boost变换器的控制方法，可以包括如下步骤：
S1101：生成控制信号，将控制信号传输至开关管S的第三端；
S1102：根据控制信号控制开关管S的导通和断开，使得变换器在一个工作周期内交替工作于多种工作模态。
具体地，多种工作模态为五种工作模态，更具体地，五种工作模态分别为第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态、第四工作模态和第五工作模态。
具体地，第一工作模态为：开关管S断开，第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第六二极管D6和第八二极管D8导通，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4储存能量，流经第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4的电流线性减小。
具体地，第二工作模态为：开关管S断开，第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6和第七二极管D7导通，寄生电容Cs、第三电感L3和第四电感L4发生谐振。
具体地，第三工作模态为：开关管S断开，寄生二极管Ds、第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第六二极管D6和第八二极管D8导通，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4储存能量，流经第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4的电流线性增大。
具体地，第四工作模态为：开关管S导通，第一二极管D1、第三二极管D3和第七二极管D7导通，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4释放能量，流经第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4的电流线性减小。
具体地，第五工作模态为：开关管S断开，第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6和第八二极管D8导通，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4给寄生电容Cs充电直至寄生电容Cs的电压与倍压电容C的电压相等。
需要说明的是，附图中的流程图和框图显示了根据本申请的多个实施例的***、方法和计算机程序产品的可能实现的体系架构、功能和操作。在这点上，流程图或框图中的每个方框可以代表一个模块、程序段或代码的一部分，所述模块、程序段或代码的一部分包含一个或多个用于实现规定的逻辑功能的可执行指令。也应当注意，在有些作为替换的实现中，方框中所标注的功能也可以以不同于附图中所标注的顺序发生。例如，两个连续的方框实际上可以基本并行地执行，它们有时也可以按相反的顺序执行，这依所涉及的功能而定。也要注意的是，框图和/或流程图中的每个方框、以及框图和/或流程图中的方框的组合，可以用执行规定的功能或动作的专用的基于硬件的***来实现，或者可以用专用硬件与计算机指令的组合来实现。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的***、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。
在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的装置和方法，可以通过其它的方式实现。以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如，所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，又例如，多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个***，或一些特征可以忽略，或不执行。另一点，所显示或讨论的相互之间的耦合或直接耦合或通信连接可以是通过一些通信接口，装置或单元的间接耦合或通信连接，可以是电性，机械或其它的形式。
所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。
另外，在本申请各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。
所述功能如果以软件功能单元的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，可以存储在一个计算机可读取存储介质中。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分或者该技术方案的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在一个存储介质中，包括若干指令用以使得一台计算机设备（可以是个人计算机，服务器，或者网络设备等）执行本申请各个实施例所述方法的全部或部分步骤。而前述的存储介质包括：U盘、移动硬盘、只读存储器（ROM，Read-Only Memory）、随机存取存储器（RAM，Random Access Memory）、磁碟或者光盘等各种可以存储程序代码的介质。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围，其均应涵盖在本申请的权利要求和说明书的范围当中。

Claims (10)

1.一种高增益Boost变换器，其特征在于，包括电源Vg、开关管S、电阻R、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6、第七二极管D7、第八二极管D8、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第四电感L4、倍压电容C、寄生二极管Ds、寄生电容Cs；
其中，电源Vg的正极端分别与第一电感L1的第一端以及第一二极管D1的正极端电连接，电源Vg的负极端分别与开关管S的第二端、寄生二极管Ds的正极端、寄生电容Cs的第二端、第四电感L4的第二端、第八二极管D8的负极端及电阻R的第二端电连接；
第二二极管D2的正极端分别与第一二极管D1的负极端及第二电感L2的第一端电连接，第二二极管D2的负极端分别与第一电感L1的第二端及第三二极管D3的正极端电连接；第一电感L1的第一端与第一二极管D1的正极端电连接；第三二极管D3的负极端与第二电感L2的第二端电连接；
倍压电容C的第一端分别与第四二极管D4的负极端、电阻R的第一端电连接，倍压电容C的第二端分别与第五二极管D5的负极端、第六二极管D6的正极端及第三电感L3的第一端电连接；
开关管S的第一端分别与寄生二极管DS的负极端、寄生电容CS的第一端、第三二极管D3的负极端、第四二极管D4的正极端、第五二极管D5的正极端、第二电感L2的第二端电连接，开关管S的第三端连接控制电路；
第七二极管D7的正极端分别与第六二极管D6的负极端及第四电感L4的第一端电连接，第七二极管D7的负极端分别与第三电感L3的第二端及第八二极管D8的正极端电连接；第六二极管D6的正极端与第三电感L3的第一端电连接；第四电感L4的第二端与第八二极管D8的负极端电连接；
其中，电阻R的第一端和电阻R的第二端形成高增益Boost变换器的输出端。
2.根据权利要求1所述的一种高增益Boost变换器，其特征在于，所述开关管S为MOS管，所述开关管S的第一端为漏极，所述开关管S的第二端为源极，开关管S的第三端为栅极。
3.根据权利要求1所述的一种高增益Boost变换器，其特征在于，所述控制电路为PI控制电路。
4.根据权利要求1-3任一项所述的一种高增益Boost变换器的控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
生成控制信号，将所述控制信号传输至开关管S的第三端；
根据所述控制信号控制开关管S的导通和断开，使得所述高增益Boost变换器在一个工作周期内交替工作于多种工作模态。
5.根据权利要求4所述的一种高增益Boost变换器的控制方法，其特征在于，所述多种工作模态为五种工作模态，所述五种工作模态分别为第一工作模态、第二工作模态、第三工作模态、第四工作模态和第五工作模态。
6.根据权利要求5所述的一种高增益Boost变换器的控制方法，其特征在于，所述第一工作模态为：开关管S断开，第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第六二极管D6和第八二极管D8导通，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4储存能量，流经第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4的电流线性减小。
7.根据权利要求5所述的一种高增益Boost变换器的控制方法，其特征在于，所述第二工作模态为：开关管S断开，第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6和第七二极管D7导通，寄生电容Cs、第三电感L3和第四电感L4发生谐振。
8.根据权利要求5所述的一种高增益Boost变换器的控制方法，其特征在于，所述第三工作模态为：开关管S断开，寄生二极管Ds、第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第六二极管D6和第八二极管D8导通，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4储存能量，流经第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4的电流线性增大。
9.根据权利要求5所述的一种高增益Boost变换器的控制方法，其特征在于，所述第四工作模态为：开关管S导通，第一二极管D1、第三二极管D3和第七二极管D7导通，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4释放能量，流经第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4的电流线性减小。
10.根据权利要求5所述的一种高增益Boost变换器的控制方法，其特征在于，所述第五工作模态为：开关管S断开，第一二极管D1、第三二极管D3、第四二极管D4、第五二极管D5、第六二极管D6和第八二极管D8导通，第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3和第四电感L4给寄生电容Cs充电直至寄生电容Cs的电压与倍压电容C的电压相等。
CN202310938718.4A 2023-07-28 2023-07-28 一种高增益Boost变换器及其控制方法 Active CN116667666B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202310938718.4A CN116667666B (zh) 2023-07-28 2023-07-28 一种高增益Boost变换器及其控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202310938718.4A CN116667666B (zh) 2023-07-28 2023-07-28 一种高增益Boost变换器及其控制方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN116667666A CN116667666A (zh) 2023-08-29
CN116667666B true CN116667666B (zh) 2024-04-26

Family

ID=87715636

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202310938718.4A Active CN116667666B (zh) 2023-07-28 2023-07-28 一种高增益Boost变换器及其控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN116667666B (zh)

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060226816A1 (en) * 2005-04-11 2006-10-12 Yuan Ze University Boost converter utilizing bi-directional magnetic energy transfer of coupling inductor
CN105553254A (zh) * 2015-12-24 2016-05-04 厦门大学 一种含开关电容的零电压开关高增益dc-dc变换器
CN105634275A (zh) * 2016-03-23 2016-06-01 西安工业大学 开关电感Boost变换器
CN206698111U (zh) * 2017-02-13 2017-12-01 华南理工大学 一种采用开关电感和开关电容的准开关升压dc‑dc变换器
CN111541369A (zh) * 2020-04-30 2020-08-14 南京理工大学 基于开关电感/开关电容单元的交错并联dc/dc升压变换器
US20210313890A1 (en) * 2020-03-30 2021-10-07 Qatar University Dc to dc switched inductor boost converter
CN114629349A (zh) * 2021-09-02 2022-06-14 浙江大有实业有限公司杭州科技发展分公司 基于开关电感的改进型高频高升压比sepic变换器
CN116169882A (zh) * 2023-04-26 2023-05-26 深圳市恒运昌真空技术有限公司 一种高增益升压变换器

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060226816A1 (en) * 2005-04-11 2006-10-12 Yuan Ze University Boost converter utilizing bi-directional magnetic energy transfer of coupling inductor
CN105553254A (zh) * 2015-12-24 2016-05-04 厦门大学 一种含开关电容的零电压开关高增益dc-dc变换器
CN105634275A (zh) * 2016-03-23 2016-06-01 西安工业大学 开关电感Boost变换器
CN206698111U (zh) * 2017-02-13 2017-12-01 华南理工大学 一种采用开关电感和开关电容的准开关升压dc‑dc变换器
US20210313890A1 (en) * 2020-03-30 2021-10-07 Qatar University Dc to dc switched inductor boost converter
CN111541369A (zh) * 2020-04-30 2020-08-14 南京理工大学 基于开关电感/开关电容单元的交错并联dc/dc升压变换器
CN114629349A (zh) * 2021-09-02 2022-06-14 浙江大有实业有限公司杭州科技发展分公司 基于开关电感的改进型高频高升压比sepic变换器
CN116169882A (zh) * 2023-04-26 2023-05-26 深圳市恒运昌真空技术有限公司 一种高增益升压变换器

Also Published As

Publication number Publication date
CN116667666A (zh) 2023-08-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10651731B1 (en) Zero voltage switching of interleaved switched-capacitor converters
Hsieh et al. Novel high step-up DC–DC converter with coupled-inductor and switched-capacitor techniques for a sustainable energy system
JP5938881B2 (ja) 電力変換回路
US20080084714A1 (en) Dual-transformer type of dc-to-dc converter
JP6748889B2 (ja) 電力変換装置
JP4613915B2 (ja) スイッチング電源装置
US8508965B2 (en) Inverter and method for operating the inverter
JP5585408B2 (ja) スイッチング電源装置
US9866135B2 (en) Power conversion device including primary inverter, transformer, secondary converter
JPWO2018070496A1 (ja) 電力変換システム
US20060279968A1 (en) DC/AC converter circuit and DC/AC conversion method
CN115189571A (zh) 一种基于耦合电感的高增益变换器及其控制方法
CN114391218A (zh) 宽电压范围dc-dc转换器
JP4355712B2 (ja) スイッチング電源装置
Li et al. Coupled inductor based ZVS high step-up DC/DC converter in photovoltaic applications
CN116155102B (zh) 一种高增益变换器
CN116667666B (zh) 一种高增益Boost变换器及其控制方法
CN116780898B (zh) 一种高增益Cuk变换器及其控制方法
CN116599343B (zh) 一种高增益Sepic变换器及其控制方法
JP3175388B2 (ja) スイッチング電源装置
JP2016123193A (ja) 電源システム、車両及び電圧制御方法
KR101704189B1 (ko) 오존발생 전원공급장치
KR20180070447A (ko) 단일단 인터리브드 소프트 스위칭 ac- dc 컨버터
Lei et al. Nonisolated high step-up soft-switching DC-DC converter integrating Dickson switched-capacitor techniques
CN111669054A (zh) 开关电源装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
CB02 Change of applicant information
CB02 Change of applicant information

Country or region after: China

Address after: 518102 Room 101, 201, 301, Building B, Functional Support Area, Taohuayuan Zhichuang Town, Tiegang Community, Xixiang Street, Baoan District, Shenzhen, Guangdong Province

Applicant after: Shenzhen Hengyunchang Vacuum Technology Co.,Ltd.

Address before: 518102 Room 101, 201, 301, Building B, Functional Support Area, Taohuayuan Zhichuang Town, Tiegang Community, Xixiang Street, Baoan District, Shenzhen, Guangdong Province

Applicant before: SHENZHEN HENGYUNCHANG VACUUM TECHNOLOGY CO.,LTD.

Country or region before: China

GR01 Patent grant
GR01 Patent grant